基於開關電感的Sepic型功率校正電路
2023-06-11 03:36:27 1
基於開關電感的sepic型功率校正電路
技術領域
1.本發明涉及電力電子變換器技術領域，具體是一種基於開關電感的sepic型功率校正電路。
背景技術：
2.傳統buck pfc變換器應用廣泛，由於其輸入電流不連續，存在電流死區，所以功率因數並不高。但根據iec61000-3-2標準規定，接入電網的d類用電器額定功率大於75w時必須滿足一定的諧波電流抑制要求，否則會對電網帶來諧波汙染。所以buck pfc變換器的應用受到一定限制。
3.而傳統sepic pfc變換器能輕易地實現升降壓功能，適合寬輸入電壓範圍。是中小功率等級中廣泛採用的拓撲之一。sepic pfc電路輸入端有電感，輸入電流連續，有利於提高變換器的功率因數以及減小thd。但要其實現高降壓轉換比，需要開關管以非常低的佔空比工作，這會導致變換器不穩定和低轉換效率。因此，需要設計一種能夠解決上述問題的電路。
技術實現要素：
4.為解決現有sepic pfc變換器效率不高，在降壓模式下佔空比範圍僅在0～0.5、高降壓比情況下開關管佔空比極低的問題，本發明提出一種基於開關電感的sepic型功率校正電路。將原sepic pfc變換器中輸出二極體置換為一個包含5個元件的開關電感單元。相比於傳統sepic pfc變換器，本發明所述功率校正電路提高了降壓增益，保證了在全佔空比範圍均處於降壓狀態，在高降壓比情況下比於傳統sepic pfc變換器佔空比更大，有效避免了極限佔空比情況的出現。
5.本發明採取的技術方案為：
6.基於開關電感的sepic型功率校正電路，包括交流電源us，開關管s1～s3，二極體d1～d5，電感l1～l5，電容c1、co，
7.交流電源us一側分別連接開關管s3漏極、電感l1一端，電感l1另一端連接二極體d1陽極；
8.交流電源us另一側分別連接開關管s2漏極、電感l2一端，電感l2另一端連接二極體d2陽極；
9.電容c1正極分別連接二極體d1陰極、二極體d2陰極、開關管s1漏極；
10.電感l3的一端分別連接電容c1負極、二極體d3陽極、電感l4的一端，電感l3的另一端分別連接開關管s1源極、開關管s2源極、開關管s3源極、輸出電容co負極；
11.電感l4的另一端分別連接二極體d4陽極、二極體d5陽極；
12.二極體d5陰極分別連接二極體d3陰極、電感l5一端；
13.電感l5另一端分別連接二極體d4陰極、輸出電容co正極相連；
14.輸出電容co與負載r
l
並聯。
15.該功率校正電路中，電感l4、電感l5，二極體d3、二極體d4、二極體d5構成開關電感單元。
16.該功率校正電路中，開關管s1、開關管s2、開關管s3共地，且功率開關管s1、開關管s2、開關管s3為絕緣柵型雙極電晶體igbt、或者集成門極換流晶閘管igct、或者電力場效應電晶體mosfet。
17.該功率校正電路的電壓增益為d/(2-d)。
18.該功率校正電路在ccm模式有以下四種工作模式：
19.工作模態一：電路工作在交流電源us正半周期，開關管s1和s2開通，開關管s3關斷。二極體d1、d5正偏導通，其餘二極體均反向截止。此過程交流電源us給電感l1充電，電容c1放電給電感l3充電，電感l1、l3電流線性上升。電感l4和l5經二極體d5向輸出電容co和負載放電，電感l4和l5電流線性下降。
20.工作模態二：電路工作在交流電源us正半周期，開關管s2開通，開關管s1、s3關斷。二極體d1、d3、d4正偏導通，其餘二極體均反向截止。此過程電容c1被充電，電感l1、l3向電感l4、l5、負載和輸出電容co放電。
21.工作模態三：此時電路工作在交流電源us負半周期，開關管s1和s3開通，開關管s2關斷。二極體d2、d5正偏導通，其餘二極體均反向截止。此過程交流電源us給電感l2充電，電容c1放電給電感l3充電，電感l2、l3電流線性上升。電感l4和l5經二極體d5向輸出電容co和負載放電，電感l4和l5電流線性下降。
22.工作模態四：電路工作在交流電源us負半周期，開關管s3開通，開關管s1、s2關斷。二極體d2、d3、d4正偏導通，其餘二極體均反向截止。此過程電容c1被充電，電感l2、l3向電感l4、l5、負載和輸出電容co放電。
23.本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路，技術效果如下：
24.1)相比於傳統sepic pfc變換器，本發明所述功率校正電路的降壓增益更高，為m＝d/(2-d)。原sepic pfc變換器降壓模式下的佔空比範圍從0～0.5擴至0～1。確保了在全佔空比範圍內變換器均處於降壓模式。高降壓比情況下變換器可以以更大的佔空比運行，有利於減小電流應力和提高效率。
25.2)本發明所述功率校正電路引入開關電感單元，使得輸入電源電流和輸出負載電流都連續，且脈動較小，有利於對輸入和輸出進行濾波、提高功率因數。
26.3)本發明所述功率校正電路所有開關管均共地，驅動電路設計簡單可靠，有利於降低電路總體成本。
27.4)本發明所述功率校正電路前級整流部分採用無橋結構，減小了半導體器件導通損耗，
附圖說明
28.下面結合附圖和實施例對本發明作進一步說明。
29.圖1為本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路主拓撲結構圖。
30.圖2為本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路第一種工作模態示意圖。
31.圖3為本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路第二種工作模態示意圖。
32.圖4為本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路第三種工作模態示意圖。
33.圖5為本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路第四種工作模態示意圖。
34.圖6為本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路穩態關鍵波形圖。
35.圖7為本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路與傳統sepic pfc變換器的電壓增益對比示意圖。
36.圖8為本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路穩態情況下輸入側電壓電流波形圖。
37.圖9為本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路穩態情況下輸出側電壓電流波形圖。
具體實施方式
38.如圖1所示，基於開關電感的sepic型功率校正電路,包括開關管s1～s3，二極體d1～d5，電感l1～l5，電容c1、co；
39.交流電源us一側分別連接開關管s3漏極、電感l1一端，電感l1另一端連接二極體d1陽極；交流電源us另一側分別連接開關管s2漏極、電感l2一端，電感l2另一端連接二極體d2陽極；
40.電容c1正極分別連接二極體d1、d2陰極與開關管s1漏極；
41.電感l3的一端分別連接電容c1負極、二極體d3陽極、電感l4的一端，電感l3的另一端與開關管s1、s2、s3源極和輸出電容co負極相連；
42.電感l4的另一端分別連接二極體d4、d5陽極；
43.二極體d5陰極與二極體d3陰極、電感l5一端相連；
44.電感l5另一端與二極體d4陰極、輸出電容co正極相連；
45.輸出電容co與負載r
l
並聯。
46.所述功率校正電路的電感l4、l5，二極體d3、d4和d5組成開關電感單元；
47.變換器具體參數如下：變換器輸入交流電壓有效值為220v，頻率為50hz，開關頻率為75khz，額定輸出功率為180w，直流側輸出電壓vo＝48v，電感l1＝l2＝2mh、l3＝47uh、l4＝l5＝22uh，直流輸出側電容co＝2200μf，中間連接電容c1＝2μf，負載電阻r
l
＝12.8ω。
48.基於開關電感的sepic型功率校正電路，在ccm模式穩態運行下，包括以下工作模式：
49.工作模態一：如圖2所示，此時電路工作在交流電源us正半周期，開關管s1和s2開通，二極體d1、d5正偏導通，其餘半導體器件均關斷。此過程電源給電感l1充電，電容c1給電感l3充電，電感l4和l5經二極體d5向輸出電容co和負載放電。此過程對應圖6中(0～t1)時刻，此過程的電感兩端的電壓關係式為：
[0050][0051]
其中，v
c1
是電容c1的電壓應力、v
s1
是開關管s1的電壓應力、vg是開關管s1的驅動信號。並假設所有器件均是理想狀態，二極體導通壓降為零，電容容量足夠大且無等效串聯電阻，電感無直流電阻。
[0052]
工作模態二：如圖3所示，電路工作在交流電源us正半周期，開關管s2開通，二極體d1、d3、d4正偏導通，其餘半導體器件均關斷。此過程電容c1被充電，電感l1、l3向l4、l5、負載和輸出電容co放電。此過程對應圖6中(t1～t2)時刻，此過程的電感兩端的電壓關係式為：
[0053][0054]
工作模態三：如圖4所示，此時電路工作在交流電源us負半周期，開關管s1和s3開通，二極體d2、d5正偏導通，其餘半導體器件均關斷。此過程電源給電感l2充電，電容c1給電感l3充電，電感l4和l5經二極體d5向輸出電容co和負載放電。此過程對應圖6中(0～t1)時刻，此過程的電感兩端的電壓關係式為：
[0055][0056]
工作模態四：如圖5所示，電路工作在交流電源us負半周期，開關管s3開通，二極體d2、d3、d4正偏導通，其餘半導體器件均關斷。此過程電容c1被充電，電感l2、l3向l4、l5、負載和輸出電容co放電。此過程對應圖6中(t1～t2)時刻，此過程的電感兩端的電壓關係式為：
[0057][0058]
功率校正電路穩定工作時電壓增益分析：
[0059]
設開關管s1工作的開關周期為ts，佔空比為d，即工作模態一持續時間為dts，工作模態二持續時間為(1-d)ts。根據電感伏秒平衡特性，可得：
[0060][0061]
聯立式(1)、(2)可得：
[0062][0063]
本發明所述功率校正電路的電壓增益為：
[0064][0065]
本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路的降壓增益曲線如圖7所示。通過圖7可以看出，在整個佔空比範圍內，本發明所述功率校正電路均處於降壓模式。在高降壓比情況下，本發明所述功率校正電路的佔空比範圍相比於傳統sepic pfc變換器更寬，有
效避免了開關管極限佔空比情況的出現。
[0066]
圖8為本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路穩態情況下輸入側電壓電流波形圖。為了與電壓波形進行直觀地比較，圖8中的電流波形是實際值乘以30倍增益的結果。可以看出輸入電壓與輸入電流同相位且波形無畸變，實現了功率因數校正的功能。
[0067]
圖9為本發明一種基於開關電感的sepic型功率校正電路穩態情況下輸出側電壓電流波形圖。可以看出直流側輸出電壓穩定在48v左右，輸出電流連續。
[0068]
相比於傳統sepic pfc變換器，本發明所述功率校正電路提高了降壓增益，保證了在全佔空比範圍均處於降壓狀態，在高降壓比情況下比於傳統sepic pfc變換器佔空比更大，有效避免了極限佔空比情況的出現。採用無橋結構，可實現更低導通損耗。將原輸出二極體置換為開關電感結構使得輸出電流連續，有利於對輸出電流進行濾波。且所有開關管均共地，可採用成本更低的驅動電路。本發明基於開關電感的sepic型功率校正電路具有很強的實用性。