單端至差分轉換電路及信號處理模塊的製作方法

2023-05-29 18:55:16 1

本發明涉及一種單端(single-ended)至差分(differential)轉換電路，以及更特別地，涉及一種具有單端至差分轉換電路的信號處理模塊，該單端至差分轉換電路用於將輸入信號轉換為一對差分輸出信號。

背景技術：

目前，模擬至數字轉換器(analog to digital converters，ADC)在各種應用(如醫療系統、音頻系統、測試及測量設備、通信系統，以及，圖像視頻系統)中得到了廣泛地使用。近年來，差分輸入的模擬至數字轉換器(ADC)已在儀器儀表或通信系統中得到了應用。這是因為：差分輸入的信號幅度是單端輸入的信號幅度的一半。從而，可以減少失真(distortion)，以及，模擬至數字轉換器(ADC)的差分輸入可以消除由模擬至數字轉換器(ADC)前面的電路所產生的偶次階(even-order)失真和同相(in-phase)分量噪聲。因此，差分輸入的模擬至數字轉換器(ADC)能夠實現寬帶寬、低噪聲以及低失真的性能。

因此，考慮到模擬至數字轉換器(ADC)的性能，當輸入信號為單端信號時，有必要在模擬至數字轉換器(ADC)前面設置一信號轉換器，該信號轉換器用於將單端信號轉換為差分信號。

技術實現要素：

有鑑於此，本發明的目的之一在於提供一種單端至差分轉換電路及信號處理模塊，以解決上述問題。

第一方面，本發明提供一種單端至差分轉換電路，用於將輸入信號轉換為一對差分信號。該單端至差分轉換電路包括：放大器、第一電阻、第二電阻、第三電阻和電阻串。放大器，具有反相輸入端、用於接收參考信號的非反相輸入端，以及輸出端。第一電阻耦接在該放大器的反相輸入端和輸出端之間。第二電阻耦接於該放大器的反相輸入端，其中，該放大器的反相輸入端通過該第二電阻接收該輸入信號。第三電阻，耦接於該放大器的輸出端。電阻串耦接在該放大器的輸出端和該第二電阻之間，以及包括串聯的第四電阻和第五電阻。該對差分信號之一信號通過該第三電阻提供，以及，該對差分信號之另一信號通過該電阻串提供。

第二方面，本發明提供一種信號處理模塊，包括差分信號處理電路和如上所述的單端至差分轉換電路，該差分信號處理電路用於根據一對差分中間信號提供一對差分輸出信號，且包括全差分放大器；該單端至差分轉換電路用於將輸入信號轉換為該對差分中間信號；其中，該全差分放大器的非反相輸入端耦接於該單端至差分轉換電路中的第三電阻，以及，該全差分放大器的反相輸入端耦接於位於該第四電阻和該第五電阻之間的節點。

上述技術方案提供了一種單端至差分轉換電路的新穎架構，其通過一個單端放大器即可實現將單端的輸入信號轉換為一對差分信號，能夠減少布局面積和功率損耗。

本領域技術人員在閱讀附圖所示優選實施例的下述詳細描述之後，可以毫無疑義地理解本發明的這些目的及其它目的。

附圖說明

圖1根據本發明實施例示出了一種信號處理模塊；

圖2根據本發明另一實施例示出了一種信號處理模塊。

具體實施方式

以下描述為本發明實施的較佳實施例，其僅用來例舉闡釋本發明的技術特徵，而並非用來限制本發明的範疇。在通篇說明書及權利要求書當中使用了某些詞彙來指稱特定的元件，所屬領域技術人員應當理解，製造商可能會使用不同的名稱來稱呼同樣的元件。因此，本說明書及權利要求書並不以名稱的差異作為區別元件的方式，而是以元件在功能上的差異作為區別的基準。本發明中使用的術語「元件」、「系統」和「裝置」可以是與計算機相關的實體，其中，該計算機可以是硬體、軟體、或硬體和軟體的結合。在以下描述和權利要求書當中所提及的術語「包含」和「包括」為開放式用語，故應解釋成「包含，但不限定於…」的意思。此外，術語「耦接」意指間接或直接的電氣連接。因此，若文中描述一個裝置耦接於另一裝置，則代表該裝置可直接電氣連接於該另一裝置，或者透過其它裝置或連接手段間接地電氣連接至該另一裝置。

圖1根據本發明實施例示出了一種信號處理模塊(signal processing module)100。信號處理模塊100包括單端至差分轉換電路(single-ended to differential conversion circuit)110和差分信號處理電路(differential signal processing circuit)120。單端至差分轉換電路110能夠將單端輸入信號轉換為一對中間信號(如圖1中標註的差分電流信號ICM+ISIG和ICM-ISIG，其中，ICM可用來表示直流成分，ISIG可用來表示交流成分)。在一些實施例中，該對中間信號可以是電壓信號，以及，單端至差分轉換電路110能夠將單端輸入信號轉換為對應於該對中間信號的電壓(如差分電壓信號VCM+VSIG和VCM-VSIG)。差分信號處理電路120用於對該對中間信號進行處理，能夠根據該對中間信號(如ICM+ISIG、ICM-ISIG)提供一對差分輸出信號OUTP/OUTN。例如，在一些實施例中，差分信號處理電路120放大該對中間信號(如ICM+ISIG、ICM-ISIG)，以獲得該對差分輸出信號OUTP/OUTN。再例如，在一些實施例中，差分信號處理電路120根據修正信號(modification signal)(未示出)調整(modify)該對中間信號(如ICM+ISIG、ICM-ISIG)，以獲得該對差分輸出信號OUTP/OUTN。應當說明的是，本發明實施例對差分信號處理電路120的具體的處理操作不做任何限制。

圖2根據本發明另一實施例示出了一種信號處理模塊200。信號處理模塊200包括單端至差分轉換電路210和差分信號處理電路220。單端至差分轉換電路210能夠將單端輸入信號VCM+VIN轉換為一對差分中間信號。在本實施例中，該對差分中間信號為一對差分電流信號(如圖2中n2節點處的電流(IP1+IP2)和n3節點處的電流-IN)。應當說明的是，VCM可以表示直流電壓，VIN可以表示含交流電壓的交流成分，例如，當VCM＝0V時，VIN可以用來表示不包括直流成分的純交流信號，當然，VIN也可以用來表示包含直流成分的交流信號，具體地，本發明實施例不做任何限制。在本實施例中，單端至差分轉換電路210包括放大器230(如圖2所示，放大器230為單端放大器)以及六個電阻R1-R6。在一些實施例中，可以省略電阻R6，換言之，電阻R6是可選的。差分信號處理電路220包括全差分(fully-differential)放大器240以及兩個反饋單元(feedback unit)250和260。反饋單元250耦接在全差分放大器240的反相輸入端和非反相輸出端之間，以及，反饋單元260耦接在全差分放大器240的非反相輸入端和反相輸出端之間。在一些實施例中，差分信號處理電路220還可以包括兩個輸入單元(圖2中未示出)，其中，其中一個輸入單元耦接在全差分放大器240的反相輸入端和單端至差分轉換電路210的節點n2(例如，耦接在單端至差分轉換電路210的其中一個差分輸出端和全差分放大器240的反相輸入端之間)之間，以及，另一個輸入單元耦接在全差分放大器240的非反相輸入端和單端至差分轉換電路210的電阻R3(例如，耦接在單端至差分轉換電路210的另一個差分輸出端和全差分放大器240的非反相輸入端之間)之間。因此，根據這兩個輸入單元以及反饋單元250和260，全差分放大器240的增益是確定的。在實踐中，若全差分放大器240為理想型放大器，則其反相輸入端和非反相輸入端上的輸入電壓相等；若全差分放大器240為非理想型放大器，則其反相輸入端和非反相輸入端上的輸入電壓為差分電壓。在本發明實施例中，不管全差分放大器240是否為理想型放大器，全差分放大器240的兩個輸入電流為差分電流。因此，在本發明實施例中，為方便說明，上述差分中間信號以差分電流信號為例，以及，全差分放大器240以理想型放大器為例進行說明，但應當說明的是，本發明並不限制全差分放大器240的具體類型。原因在於，針對特定類型的全差分放大器240，全差分放大器240會自動調節其輸入端上的電壓，使其輸入端上的電壓滿足該特定類型的全差分放大器的客觀需求。在本發明實施例中，為方便描述，以全差分放大器240的兩輸入端上的電壓均被維持在電壓VCM上為例(即節點n2上的電壓Vn2和節點n3上的電壓Vn3滿足Vn2＝Vn3＝VCM)，但應當說明的是，本發明並不限於此。

在圖2的單端至差分轉換電路210中，放大器230具有耦接於電阻R1的一端和R2的一端的反相輸入端、用於接收參考信號Vref的非反相輸入端，以及耦接於電阻R1的另一端、R3的一端和R4的一端的輸出端。在一些實施例中，參考信號Vref具有恆定電壓值，例如，可以將參考信號Vref的電壓電平和直流電壓VCM設置為相等。為方便描述，本發明實施例以參考信號Vref的電壓電平等於直流電壓VCM為例進行說明，但應當說明的是，本發明並不限於此，原因在於，若直流電壓VCM不等於參考信號Vref的電壓電平，則VIN可以被替換為(VCM-Vref+VIN)，從而可基於以下實施例相應地得到第三電阻的電阻值、單端至差分轉換電路210的等效阻抗等。電阻R6耦接於節點n1，以及，電阻R6是輸入電阻，用於接收輸入信號VIN。電阻R2耦接在節點n1和放大器230的反相輸入端之間，以及，放大器的反相輸入端可以通過電阻R2接收輸入電壓VIN。電阻R1耦接在放大器230的反相輸入端和輸出端之間。電阻R3耦接在放大器230的輸出端和全差分放大器240的非反相輸入端之間。電阻R4耦接在放大器230的輸出端和節點n2之間。電阻R5耦接在節點n2和節點n1之間。此外，電阻R4和R5構成耦接在節點n1和放大器230的輸出端之間的電阻串(resistor string)。在一些實施例中，電阻R3的電阻值是根據電阻R1、電阻R2、電阻R4以及電阻R5確定的。

在一實施例中，電阻R5的電阻值(或阻抗)為R，其中，R是用於單端至差分轉換電路210的單位電阻。電阻R6的電阻值為m×R。電阻R2的電阻值為x×R。電阻R1的電阻值為y×R。電阻R4的電阻值為n×R。根據電阻R1、R2、R4和R5的電阻值，電阻R3的電阻值可以根據以下的公式(1)獲得。

此外，根據運算放大器中電路分析的虛擬接地(virtual ground)概念，放大器230的非反相輸入端和反相輸入端上的節點，以及，全差分放大器240的非反相輸入端和反相輸入端上的節點被維持在穩定的參考電位(即虛擬接地)。因此，節點n1上的電壓Vn1可以根據以下的公式(2)獲得。

其中，

此外，根據節點n1上的電壓Vn1以及電阻R1和R2，放大器230的輸出端上的電壓V2可以根據以下的公式(3)獲得。

根據電壓Vn1、Vn2和V2，流經電阻R5的電流IP1、流經電阻R4的電流IP2，以及流經電阻R3的電流IN可以分別根據以下的公式(4)-(6)獲得。

從公式(4)-(6)可知，通過合理地設置電阻R3的電阻值，可以基於圖2所示的架構使得單端至差分轉換電路210的輸出電流始終為一對差分信號，即滿足IN＝-(IP1+IP2)。此外，通過確定全差分放大器240的反相輸入端的電壓(或電流)與非反相輸入端的電壓(或電流)之間的關係，可以確定信號處理模塊200的共模(common mode)或差模(differential mode)情形，進而估計該對中間信號的共模擾動(perturbation)或差模擾動；然後，在全差分放大器240的反相輸入端上所觀察到(換言之，從全差分放大器240的反相輸入端看向單端至差分轉換電路210)的等效阻抗REQ_P和在全差分放大器240的非反相輸入端上所觀察到(換言之，從全差分放大器240的非反相輸入端看向單端至差分轉換電路210)的等效阻抗REQ_N被獲得。在一些實施例中，等效阻抗REQ_P和REQ_N可被設置為相同。在一些實施例中，等效阻抗REQ_P和REQ_N為單端至差分轉換電路210的兩個輸出阻抗，為計算這兩個輸出阻抗，從單端至差分轉換電路210的輸出端施加電壓VCM+VP和VCM+VN，而不在其輸入端上接收單端輸入信號。舉例來說，為了計算單端至差分轉換電路210的共模輸出阻抗，則假定施加至全差分放大器240的反相輸入端的電壓VCM+VP和非反相輸入端的電壓VCM+VN是相同的，即VP＝VN。此外，若期望共模情形中的等效阻抗REQ_P和REQ_N是相等的，則在該共模情形中，從全差分放大器240的反相輸入端流至單端至差分轉換電路210的電流等於從全差分放大器240的非反相輸入端流至單端至差分轉換電路210的電流，即，IP1+IP2＝IN。因此，等效阻抗REQ_P和REQ_N可以分別根據以下的公式(7)-(8)獲得。

其中，當滿足時，共模情形下的等效阻抗REQ_P和REQ_N相等。

相應地，為計算單端至差分轉換電路210的差模輸出阻抗，則假定施加至全差分放大器240的反相輸入端的電壓VCM+VP和非反相輸入端的電壓VCM+VN是差分信號，即VP＝-VN。此外，若期望差模情形中的等效阻抗REQ_P和REQ_N是相等的，則在該差模情形中，從單端至差分轉換電路210流至全差分放大器240的反相輸入端的電流等於從全差分放大器240的非反相輸入端流至單端至差分轉換電路210的電流，即，IP1+IP2＝-IN。因此，等效阻抗REQ_P和REQ_N可以分別根據以下的公式(9)-(10)獲得。

其中，當滿足時，差模情形下的等效阻抗REQ_P和REQ_N相等。

應當指出的是，若期望共模輸出阻抗或差模情輸出阻抗均分別相等，需滿足電流IP1和IP2之和的絕對值等於電流IN的絕對值，即|IP1+IP2|＝|IN|。此外，根據實際應用，對於共模擾動或差模擾動,可以獲得等效阻抗REQ_P和REQ_N。通常，不能同時滿足共模情形中的等效阻抗與差模情形中的等效阻抗均分別相等。具體地，可以根據實際需求來設置共模等效阻抗相等還是差模等效阻抗相等，本發明對此不作任何限定。例如，由於差分信號處理電路120前面的電路(如單端至差分轉換電路110)通常會存在共模噪聲，通過將共模情形中的等效阻抗REQ_P和REQ_N設置為相等，可以使該噪聲在全差分放大器240的兩個差分輸入端上相互抵消，從而實現低噪聲。再例如，通過將差模情形中的等效阻抗REQ_P和REQ_N設置為相等，可以在有差模回授的應用中,減少失真。

本發明通過在節點n2和放大器230的輸出端之間添加電阻R4，單端至差分轉換電路210中僅需使用一個單端放大器(即放大器230)。因此，與傳統的單端至差分轉換電路(例如，傳統的單端至差分轉換電路利用兩個單端放大器的解決方案，或者，利用全差分放大器的解決方案等等)相比，單端至差分轉換電路210中的布局面積和功率損耗被減少。此外，在輸入信號VIN的輸入量和放大器230的性能之間的權衡能夠被優化。通過引入電阻R4(例如，電阻值為n×R)，等效輸入可以被縮放為原來的1-1/n倍(n>1)；以及，放大器230的非理想因素可以被消除為原來的|1/n-(1-(y/x)×(1/n))/(y/x)|倍。舉例來說，假定電阻R1和R2等於電阻R5(即x＝y＝1)以及電阻R4是電阻R5的兩倍(即n＝2)，則由放大器230造成的噪聲和失真可以被完全消除。特別地，通過恰當地控制電阻R1、R2、R4和R5的比率，可以減少放大器230所造成的噪聲和失真。應當說明的是，本發明實施例中所列的x，y，m，n並不限於整數。

在不脫離本發明的精神以及範圍內，本發明可以其它特定格式呈現。所描述的實施例在所有方面僅用於說明的目的而並非用於限制本發明。本發明的保護範圍當視所附的權利要求所界定者為準。本領域技術人員皆在不脫離本發明之精神以及範圍內做些許更動與潤飾。