用於分組化系統的高速通信的節省成本的前導結構的製作方法

2023-05-30 04:06:46

專利名稱：用於分組化系統的高速通信的節省成本的前導結構的製作方法
技術領域：
本發明的系統、裝置和方法涉及節省成本又減少峰值平均功率比
(Peak to Average Power Ratio, PAPR)的前導結構。
背景技術：
典型地，在基於分組的OFDM和其他塊傳輸系統(例如具有保護間隔 的單載波)中，在每一分組時域和頻域的開始傳輸訓練序列。這些訓練序 列^皮接收器用於時間同步(SYNC)、頻率偏移估計(F0E)、 AGC增益設置、 定時差錯估計和信道估計(CE)。
例如，在MB-OFDMUWB系統操作的常規模式中，傳輸時域序列(長度 等於24個OFDM符號)。該時域序列被用於SYNC和F0E。跟隨該時域序列 的是頻域序列(長度等於6個OFDM符號)，它被用於CE。
典型地，使用循環前綴(Cyclic Prefix, CP )或零i真充(Zero Padding, ZP)分離所有這些0FDM符號。它們的峰值平均功率比(PAPR)還是高。
峰值平均功率比(PAPR)是通信信號性能的重要度量之一。PAPR是 峰值瞬時信號功率戶一 與平均信號功率P。v。的比值。由於實際的發射器(特
別是功率放大器)具有有限的線性動態範圍，即如果信號值超過特定限制 將引起非線性失真的事實，PAPR的重要性顯現。除了向所需信號添加了 噪聲(失真)之外，非線性失真將造成信號諧波；因此它增加了發射器的 帶外發射。
為了避免這個，信號必須保持在發射器的線性範圍之內。給定PAPR 的特定值，信號峰值上的該限制暗示了平均傳輸功率上的限制。因此設計 具有小PAPR值的信號是有益的。
PAPR取決於調製信號載波、信號載波塊傳輸(Single Carrier Block Transmission, SCBT)或0FDM、星座圖(PSK, QAM)和脈衝形狀。
在諸如OFDM和SCBT這樣的傳統塊傳輸方法中，發射器傳輸時域(或 者有時是頻域)前導，它是用CP或ZP分開的自正交(auto-orthogonal ) 序列的重複。然後傳輸頻域序列(典型地被設計為在頻域中具有平坦響 應)。接收器順序執行同步、AGC增益設置、頻率偏移估計、定時偏移估計和糹交正以及信道估計。
儘管該方法遵循簡單的示例，但是它需要4艮長的前導，這反過來減小 了系統的帶寬效率。在高速率通信系統中為了提高系統的帶寬效率減小前 導開銷是重要的。
另外，傳統的前導通常具有高峰值平均功率比(PAPR)。雖然對於低 功率發射器來說這可能不是重要的考慮因素，但是因為平均傳輸功率必須 小於由電路致使可獲得的，所以對於相對較高功率發射器來說，高的PAPR 是一個問題。
因此，需要一種方式來獲得較短的前導和較小的PAPR值。

發明內容
本發明提供一種通過傳輸包括循環正交序列的K個重複的前導來減 小前導開銷的裝置、方法和系統。
現在參考圖1,在本發明中為高速塊通信系統提供了分級偽循環對稱 (hierarchical pseudo-circularly symmetric )101和全循環對稱(ful 1 circularly symmetric) 102訓練序歹'J結構100。
該訓練序列^皮定義為一序列恆定幅度零自相關(Constant Amplitude Zero Auto Correlation)序歹'J。
該訓練序列的分級偽循環對稱部分101 ;故用於突發^r測、粗頻 (coarse-frequency )和定時差4普估計以及AGC增益設置。
該訓練序列的全循環對稱部分102被用於信道估計和精頻(fine frequency)差錯估計。
所得到的序列100具有非常好的峰值平均功率比(PAPR),使得它適 合於多種應用。由於使用了對稱序列帶寬效率也得以提高。
由於它的循環正交屬性，前導100不需要循環前綴或者零前綴(後 綴)。這提高了效率。
另外，與某些傳統系統(例如使用PN序列的那些傳統系統)相比前 導100的PAPR典型地低了大概3dB,或者與那些使用頻域序列的系統相 比低了大概5-9dB。這產生了更好的發射器效率。


圖1圖解了根據本發明使用分級CAZAC序列的前導結構； 圖2圖解了 (16x4)分級序列的相關輸出；圖3圖解了各種前導序列配置和檢測閾值(t)的同步;f企測器的性能; 圖4圖解了幀同步(幀分隔符)檢測器的性能； 圖5圖解了分級的互相關器；
圖6圖解了包括根據本發明修改的發射器和接收器的收發器；和 圖7圖解了根據本發明修改的通信系統。
具體實施例方式
不是用於^制。技術人員應理解:存在許多處在本發明精神和附加權利^求
書範圍內的變形。已知功能和結構的不必要細節將在當前說明書中省略， 以便不模糊本發明。
本發明提供了為分組化系統的高速通信提供節省成本的前導結構的 裝置、方法和系統。在優選實施例中，前導由跟隨有全循環正交序列的偽 循環正交序列的重複組成。 前導
前導100由表現出循環正交屬性的恆定幅度零自相關(CAZAC)序列 構成。該訓練序列的基本單元為
formula see original document page 8
其中m與N互素，j、V^， a是相位偏移因子，N是整數。這產生長度為 W的序列。長度的實例為4、 9、 16、 25、 36等。雖然長度上的限制可被 認為是一種缺陷，但是對於大多數實際應用來說^[艮可能有對於該應用而言 足夠好的長度。
優選實施例的前導100的結構如圖1所示。前導100的第一部分101 由上述序列的分級結構(下述)構成。符號(+,-)表示每個序列的相位。 每個序列可具有不同的相位。這允許覆在序列上的附加信息的傳輸。例如， 圖l顯示(-)。這可被用作隨後不同序列的開始的標記。這種類型的使用 被通常稱為幀同步或幀分隔符。跟隨著前導的第一部分101,包括一個或 多個序列的第二部分102被傳輸用於信道估計或其他目的。優選地，該第 二部分102不需要是分級序列。在序列第二部分的結束或開始也可插入附 加的較短序列，以允許對衰落和坡升(ramp-up)之一的信道衝擊響應。該較短序列的長度通常等於信道預期延遲擴展的長度。
分級序列101由相同和不同長度之一的兩個本原序列(primitivesequence )構成。
假設A,的長度為Li, &的長度為L2,長度為U化2的新分級序列101由這些本原序列構成
J = {4(1H,4(2H,...,4(Z2K}
現在參考圖5,圖解了本發明相關器500的優選低成本實現。該優選相關器是分級相關器，它在第一階段與A2501相關，然後第一階段相關器501的輸出被傳送給用於A!的第二階段相關器502。這減小了實現複雜性，使它對於特別強烈要求非常高速的應用來說4艮有吸引力。
產生的分級序列101具有許多有益的屬性
1. 本原序列與它自己的任意循環位移是正交的。序列的該屬性使得它對於基於相關性的同步來說是非常好的選擇。並且，由於序列是循環正交的，不需要CP或ZP。
2. 序列恰好(in Ume)具有恆定的功率，即|" 卜1。此外，峰值平均功率比(PAPR)例如比簡單二進位類型調製(BPSK)低。序列的這個屬性允許以較高的功率傳輸前導，而不引起功率放大器非線性問題。
3. 本原序列具有N個星座點。基於N的合適選擇，可以使序列值僅包括二進位數字。例如，^4產生以下序列。[li 一l -li 1—11—11 —li-1 li 1 1 1 1 l]。這簡化了在發射器和接收器兩處的實現。在接收器和發射器處僅將1比特值用於校正。
4. 本原序列的DFT量值與採用W個相異值其中之一的相位相一致。
該屬性使得通過在頻域中執行簡單的相關就能檢測整個帶寬上的信道。仿真結果
為了評價系統的性能，使用以下假設進行仿真頻率偏移=2. 4MHz釆樣率=i. 4GHz
信道=具有7.5ns rms延遲擴展的隨機指數衰落信道這些參數與60GHz的無線高速通信所需的那些非常相似。仿真結果在
圖2-4中得以圖解。
圖2圖解了承受以上缺陷的前導與該前導的一個單元的互相關。在這
種情況下，有9個一個接著一個級聯的分級前導，每個有64個樣本。每一個分級前導如上所述由4和16個本原前導構成。該前導序列然後與一個前導相關。圖2圖解了預期的9個非常清楚的峰。此外，圖2還顯示了非常小的旁瓣。這些相當小的旁瓣是分級結構的結果。另一方面，每一個本原的互相關除了在端點處和在它們匹配的點處以外在每處都為數學上的零。
圖3圖解了前導和檢測機制的幾種配置的檢測概率。圖4圖解了幀分隔符檢測器的性能。
其中，本發明可應用於諸如冊B和60GHz這樣的分組化高速傳輸。
圖6圖解了包括發射器602和接收器603的收發器600的優選實施例。才艮據本發明，發射器602進一步包括編碼調製組件602. 1,它的輸出:f皮輸入至前導插入才莫塊602. 2，前導插入才莫塊602. 2插入由非分級偽循環對稱和全循環對稱CAZAC訓練序列跟隨的分級序列。在根據本發明插入前導之後，信號由模塊602.4濾波、DA轉換並通過信道6Q4傳輸。包括根據本發明的前導的信號由根據本發明改變的接收器603接收，接收器603包括用於過濾接收的信號的AGC控制等的才莫塊603. 4,並將輸出信號提供給進一步處理該信號的數字前端603. 2。
圖7圖解了包括根據本發明的收發器700的通信系統，收發器700根據本發明傳輸和接收包括使用分級CAZAC序列的前導結構的消息。
雖然已經解釋和描述了本發明的優選實施例，那些本領域的技術人員將理解在此所述的系統、裝置和方法是示例性的，可以做出各種改變和修改以及用類似物替代其中的單元而不脫離本發明的真實範圍。此外，可做出許多修改以使本發明的教導適用於實際情況而不脫離它的中心範圍。因此，並非意欲將本發明限制為被描述為用於實現本發明的最佳沖莫式的特定實施例，本發明包括了所有落入在此附加權利要求範圍內的實施例和所有實現方式，而不僅僅是作為例子的面向對象的實現方法。
權利要求
1.一種塊傳輸無線通信系統(700)，包括前導(100)，包括至少一個兩部分訓練序列(101-102)的重複，由此由於消除了對訓練序列包括任何從包括循環前綴、零前綴和零後綴的組中選取的組件的需要，所述無線通信系統的帶寬效率得以提高；發射器(602)，在每一個塊時域和塊頻域的開始傳輸所述前導(100)和包括在其中的兩部分訓練序列(101-102)；和接收器(603)，其將訓練序列(101-102)用於時間同步(SYNC)、頻率偏移估計(FOE)、AGC增益設置、定時差錯估計和信道估計(CE)，其中由於比傳統系統低至少2dB的峰值平均功率比(PAPR)，無線通信系統(700)的帶寬效率得以提高。
2. 權利要求1的系統(700 ),其中塊傳輸是基於分組的OFDM傳輸。
3. 權利要求1的系統(700 ),其中兩部分訓練序列(101-102)被 定義為多個也被稱為本原序列的恆定振幅零自相關(CAZAC )序列的序列， 恆定振幅零自相關(CAZAC)序列展現了循環正交屬性並由以下方程定義formula see original document page 2其中m與N互素，j、/^T, a是相位偏移因子，N是導致長度為W的序列 的整數，其中長度包括4、 9、 16、 25和36。
4. 權利要求3的系統(7 00 )，其中塊傳輸是基於分組的OFDM傳輸。
5. 權利要求4的系統(700 )，其中兩部分訓練序列包括 具有分級偽循環對稱序列結構的第一部分(101);和 具有全循環對稱訓練序列接收的第二部分(102 )。
6. 權利要求5的系統，其中第一部分(101 )被用於突發檢測、粗頻和定時差錯估計以及AGC增 益設置；和第二部分(102)被用於信道估計和精頻差錯估計。
7. 權利要求6的系統(700 ),其中第一部分由具有從包括相同長度 和不同長度的組中挑選的各自長度L和"的兩個本原序列^和A2構成， 具有長度的、由所述本原序列構成的所述第 一部分為formula see original document page 2
8. 權利要求7的系統(700 ),其中每一個本原序列具有N個選取的 星座點，以便序列的值僅包括二進位數字，其中在接收器(603 )和發射 器(602 )處僅將1比特值用於校正。
9. 權利要求8的系統(700 )，其中附加的較短序列進行先於第二部 分(102)和跟隨第二部分(102)其中之一，以便信道衝擊響應以從包括 衰落和坡升的組中選取的方式表現。
10. 權利要求9的系統(700 ),其中較短序列的長度等於通過其前 導(100)被發射器(602 )傳輸的信道的預期延遲擴展的長度。
11. 一種用於在無線通信系統中傳輸塊的方法，包括 提供前導(100),該前導包括至少一個兩部分訓練序列(101-102)的重複，並由於與傳統系統相比降低至少2dB的降低的峰值平均功率比 (PAPR)和消除了對訓練序列(100)包括任何從包括循環前綴、零前綴 和零後綴的組中選取的組件的需要，提高了帶寬效率；在每一個塊時域和塊頻域的開始傳輸提供的前導(100)和包括在其 中的兩部分訓練序列(101-102);和將傳輸的訓練序列用於時間同步(SYNC)、頻率偏移估計(FOE)、 AGC 增益設置、定時差錯估計和信道估計(CE)。
12. 權利要求ll的方法，進一步包括將兩部分訓練序列(101-102) 定義為多個也^L稱為本原序列的恆定振幅零自相關(CAZAC)序列的序列 的步驟，恆定振幅零自相關(CAZAC)序列展現了循環正交屬性並且每一 個由以下方程定義,2咖 、= p + 7V*《)=e w ， = l,..,iV其中m與N互素，_/ = V^T， a是相位偏移因子，N是導致長度為W的序列 的整數，其中長度包括4、 9、 16、 25和36。
13. 權利要求12的方法，其中傳輸的塊是OFDM分組。
14. 權利要求13的方法，其中提供兩部分訓練序列(101-102)的 步驟進一步包括步驟提供具有分級偽循環對稱序列結構的第一部分(101);和 提供具有全循環對稱訓練序列結構的第二部分(102 )。
15. 權利要求14的方法，其中使用步驟進一步包括步驟將笫一部分(101 )用於突發檢測、粗頻和定時差錯估計以及AGC增 益設置；和將第二部分(102)用於信道估計和精頻差錯估計。
16. 權利要求15的方法，進一步包括由從包括相同長度和不同長度的組中挑選的各自長度L!和L2的兩個本原序列A!和A2構造第一部分(101 )的步驟，具有長度L^U的、由所述本原序列構成的所述第一部分為 h(4(l)4，4(2H,…,4(丄2)4)。
17. 權利要求16的方法，進一步包括為每一本原序列選取N個星座 點以便本原序列的值僅包括二進位數字的步驟，其中在接收器(603 )和 發射器(602 )處僅將1比特值用於校正。
18. 權利要求17的方法，進一步包括在先於第二部分(102)處和第 二部分(102)之後處其中之一插入附加的較短序列的步驟，以便信道衝 擊響應以從包括衰落和坡升的組中選取的方式表現。
19. 權利要求20的方法，其中插入的較短序列的長度等於通過其前 導(100)由傳輸步驟傳輸的信道的預期延遲擴展的長度。
20. —種用於塊傳輸無線通信的發射器裝置(600 ),包括前導(100),其包括至少一個兩部分訓練序列(101-102)的重複， 由此由於消除了對訓練序列(101-102)包括任何從包括循環前綴、零前 綴和零後綴的組中選取的組件的需要，所述無線通信的帶寬效率得以提高；前導插入一莫塊(6G2. 2 )，其在每一個塊時域和塊頻域的開始處插入所 述前導(100)和包括在其中的兩部分訓練序列(101-102),以及其中由於與傳統系統相比降低了至少2dB的峰值平均功率比(PAPR )， 所述無線通信系統的帶寬效率得以提高。
21. 權利要求20的裝置，其中塊傳輸是基於分組的OFDM傳輸。
22. 權利要求20的裝置，其中兩部分訓練序列(101-102)被定義為 多個也被稱為本原序列的恆定振幅零自相關(CAZAC)序列的序列，恆定 振幅零自相關(CAZAC)序列展現了循環正交屬性並由以下方程定義formula see original document page 4其中m與N互素，y = V^T, a是相位偏移因子，N是導致長度為N2的序列的整數，其中長度包括4、 9、 16、 25和36。
23. 權利要求22的裝置，其中塊傳輸是基於分組的0FDM傳輸。
24. 權利要求23的系統，其中兩部分訓練序列(101-102)包括 具有分級偽循環對稱序列結構的第一部分(101);和 具有全循環對稱訓練序列結構的第二部分(102 )。
25. 權利要求24的裝置(600 ),其中第一部分(101 )被用於突發檢測、粗頻和定時差錯估計以及AGC增 益設置；和第二部分(102)被用於信道估計和精頻差錯估計。
26. 權利要求25的裝置(600 ),其中第 一部分由具有從包括相同長度和不同長度的組中挑選的各自長度L!和L2的兩個本原序列Ai和A2構成，具有長度L!化2的、由所述本原序列構成的所述第一部分為J,(1H，4(2)4，…，4(AK)。
27. 權利要求26的裝置(600 ),其中每一個本原序列具有N個選取 的星座點，以便序列的值僅包括二進位數字，其中在接收器(603 )和發 射器(602 )處僅將1比特值用於校正。
28. 權利要求27的裝置(600 ),其中附加的較短序列進行在第二部 分(102 )之前被插入和在第二部分(102 )之後被插入其中之一，以便信 道沖擊響應以從包括衰落和坡升的組中選取的方式表現。
29. 權利要求28的裝置(600 ),其中較短序列的長度等於通過其前 導(100)被發射器(602 )傳輸的信道的預期延遲擴展的長度。
全文摘要
本發明的系統(700)、裝置(600)和方法提供了用於高速通信系統的分級偽循環對稱和全循環對稱的訓練序列結構(100)。分級偽循環對稱部分(101)優選地用於突發檢測、粗頻和定時差錯估計以及AGC增益設置。全循環對稱部分(102)優選地用於信道估計、精頻差錯估計。所得到的序列具有很好的峰值平均功率(PAPR)性質，使得它適合許多應用。由於使用了對稱序列，也提高了帶寬效率。
文檔編號H04L27/26GK101578833SQ200780036576
公開日2009年11月11日 申請日期2007年9月27日 優先權日2006年9月29日
發明者D·比魯, S·-A·塞耶迪-埃斯法哈尼 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司