均衡器係數的符號級自適應方法，用於實現該方法的存儲器、均衡器以及接收機的製作方法

2023-06-24 05:45:21

專利名稱：均衡器係數的符號級自適應方法，用於實現該方法的存儲器、均衡器以及接收機的製作方法
技術領域：
本發明涉及均衡器係數的符號級自適應方法，用於實現該方法的 存儲器、均衡器以及接收機。
背景技術：
貫穿本說明書所使用的術語與關於諸如UMTS (通用移動電信系 統)之類的CDMA (碼分多址)通信系統的3GPP (第三代合作夥伴計 劃)標準中所定義的術語一致。
注意到，在CDMA通信系統中，將擴頻應用到用於將數據符號從 發射機傳輸至接收機的物理信道。擴頻至少包括將每個數據符號轉換 為由多個碼片組成的碼片序列的信道化操作，從而增大了傳輸信號的 帶寬。碼片是最小持續時間鍵控元素。將每個數據符號的碼片的數目 稱作擴頻因子。
在信道化操作中，將來自 一個信道的每個數據符號與信道化編碼 相乘。通常，同時將多個信道從發射機傳輸至接收機。每個信道與其 自身的信道化編碼相關聯。在正交CDMA系統中，信道化編碼是正交 的。例如，使用OVSF (正交可變擴頻因子)編碼。
在CDMA通信系統中，從發射機到接收機的傳輸包括至少一個 導頻信道和多個業務信道。導頻信道用於傳輸每個接收機己知的預先 確定的數據符號。將這些預先設定的數據符號稱作導頻符號。可以通 過所有接收機對導頻信道進行解擴。
意在利用單獨的接收機對每個業務信道進行解擴。因此，使用只 有發射機和該接收機已知的信道化編碼對每個業務信道進行解擴。相 反地，使用發射機和所有接收機已知的信道化編碼對導頻信道進行擴 展。 在正交CDMA接收機中使用均衡器均衡在接收機處接收的信道，
從而近似地恢復在接收的碼片序列中的正交性並且減少碼片間幹擾
(ICI)。換言之，均衡器校正碼片級的信道失真。
信道失真隨時間變化。因此，有必要調節均衡器係數以跟蹤信道 改變。這樣，存在根據信道失真調整均衡器係數的方法。存在的方法
包括步驟(此後稱作步驟a)):
-執行自適應算法，所述自適應算法計算使在解擴器輸出的導頻符 號估計與相應期望導頻符號之間的誤差最小的均衡器係數的值，所述 自適應算法具有確定所計算的係數值與最佳解之間的接近程度的可變 參數。
因為將要最小化的誤差是在解擴導頻符號與相應的期望的導頻 符號之間的誤差，所以將這些存在的方法稱為"符號級自適應"。相反 地，如果將要最小化的誤差是在導頻符號的碼片與期望的導頻符號 的相應的碼片之間的誤差，則將該自適應方法稱為"碼片級自適應"。
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屍race^/"g， vo/J0， "o./'/ / 273-29入Marc/z2^^)中進一步詳細描述了 符號級自適應和碼片級自適應之間的差別。
已經證實了符號級自適應方法是有效的。然而，僅能夠以導頻符 號速率進行符號級自適應。事實上，在開始對該導頻碼片序列進行解 擴之前有必要等待導頻符號的每個碼片的接收，以得到導頻符號的可 靠估計，其中從所述估計中能夠計算誤差。例如，如果導頻信道化編 碼具有256的擴頻因子，則僅能夠每隔256碼片間隔執行符號自適應。 因此在跟蹤快速改變信道中，符號級自適應方法是慢的。
在名為Visotsky等在US6，175,588提出了該問題的解決方案。更準 確地，US 6，175，588公開如何使用比完整導頻信道化編碼短的信道化 編碼對導頻符號進行解擴，以便以比導頻符號速率高的速率產生導頻 符號估計。然而，較短的導頻信道化編碼不與其它同時使用的信道化 編碼正交。結果，通過其它通道同時接收的其它符號強烈地幹擾了得
到的導頻符號估計。該方法的可靠性差。

發明內容
因此，本發明的目的是提供一種能夠更好跟蹤快速改變信道的符 號級自適應方法。
本發明提供了一種符號級自適應方法，其中，所述方法包括步驟
-在嚴格處於兩個連續時刻L與、之間的中間時刻tA處，根據所計
算的係數值修改均衡器係數的值，時刻"和"分別與導頻符號周期的 開始和結束相對應(在下文中稱作步驟b));以及
-根據數目A調節可調參數的值，其中所述數目A表示在時刻t^之 前仍要接收的、或自時刻"開始已經接收的碼片的數目(在下文中稱 作步驟C))。
因為更頻繁地實施自適應，所以在時刻^與"之間調整均衡器系
數允許更好的跟蹤快速改變通道。然而，在時刻tA與tB之間的時刻tA
處，用於對導頻符號進行解擴的信道化編碼與其它同時使用的信道化
編碼不完全正交。因此，在時刻U處，導頻符號估計不像在時刻tA或tB 處得到的導頻符號估計一樣可靠。此外，申請人己經注意到，在數目
A的絕對值增大時，導頻符號估計的可靠性下降。根據數目A調整可 變參數允許補償在可靠性上的這種下降。例如，在數目A增大時，調 節可調參數以得到比數目A為空時更接近最佳解的所計算的係數值。
因此，例如能夠粗略保持導頻符號估計的穩定性恆定，而自適應算法
執行時間隨著數目A的絕對值的減小而縮短。因此，通過根據數目A
調節可調參數，能夠至少部分地補償由於使用與其它同時使用的信道 化編碼不完全成交的信道化編碼來實現對導頻符號的解擴而導致的負 面結果。
以上方法的實施例可以包括以下特徵中的一個或多個
-當數目A的絕對值增大時，調節可調參數以得到更接近最佳解的
所計算的係數值。
-如果數目A的絕對值大於閾值A自，則不執行步驟b)，其中A^是
嚴格比所使用的最小擴頻因子的一半小的正整數。
-自適應算法是MMSE (最小化均方誤差)算法，在MMSE算法中 可調參數是隨著數目A的絕對值的增大而減小的步長^。
-解擴器使用完整導頻信道化編碼得到在步驟a)中使用的導頻符 號估計。
-在步驟c)期間，還根據信號幹擾比的估計或根據正交CDMA接 收機速率的估計調節可調參數的值。 終端的以上實施例存在以下優點
-當數目A增大時，調節可調參數以得到更接近最佳解的所計算的 係數值允許補償具有作為數目A的絕對值的函數而減小的導頻符號 估計可靠性的結果，
-如果數目A的絕對值大於閾值A,，則不修改均衡器係數的值
在導頻符號估計的可靠性過於小的情況下避免了均衡器係數的自適 應，
-使用MMSE算法允許同時抑制噪聲和碼片間幹擾，
-使用完整導頻信道化編碼以得到導頻符號估計提高了導頻符號 估計的可靠性，以及
-根據信號幹擾比或根據接收機速率調節可調參數允許進一步提 高得到的導頻符號估計的可靠性。
本發明還涉及具有用於執行以上符號級自適應方法的指令的存 儲器。
本發明還涉及用於正交CDMA接收機中以校正在碼片級的信道 失真的自適應均衡器。該均衡器具有至少一個可調係數以及能夠實施 以上符號級自適應算法的計算器。
本發明還涉及包括以上自適應均衡器的正交CDMA接收機。
通過以下描述、附圖和權利要求，本發明的這些和其它方面將顯 而易見。


圖1是正交CDMA通信系統的結構的示意圖2是圖l中使用的OVSF編碼樹的圖解；
圖3是能夠在圖1的系統中使用的自適應均衡器的特定實施例的 示意圖4是示出了圖1的系統中所接收的導頻碼片序列的時序圖5是示出了根據數字A的圖3的自適應均衡器的可調參數值的 圖；以及
圖6是圖1的系統中執行的符號級自適應方法的流程圖。
具體實施例方式
圖1示出了正交CDMA通信系統2。在以下描述中，不詳細描述本 領域技術人員所熟知的功能或結構。
例如，圖2是諸如UMTS之類的無線電信網絡。
為了簡單，僅示出一個基站4和僅一個用戶設備。例如，用戶設 備是諸如行動電話之類的無線接收機6。
基站4具有無線正交CDMA發射機10，以將數據符號發送至小區
內的許多用戶設備。
例如，發射機10遵照與擴頻和調製有關的3GPPTS 25.213標準的
規範。因此，這裡僅描述對理解本發明必不可少的發射機10的詳情。 將發射機10設計為同時發送K數據符號a,。,a^，…,a. ,...,aKn，其中
— I ,n二n 7i，n K,n
指數i表示信道，索引n標識通過信道i傳輸的符號的序號。僅為了例證
目的，假設符號a,。是;每要在被稱為是PCPICH (基本公共導頻信道) 的信道中傳輸的導頻符號。還假設^是將要通過PCCPCH (基本公共
控制物理信道)傳輸的符號。例如，其它符號、至、 是將要在諸如
業務信道之類的其它信道(在UMTS標準中限定的)中傳輸的符號。 將每個符號^發送至各自的用於執行信道化操作的模塊Sp,。更準
確地，每個模塊Spi將接收的符號a^與信道化編碼Ci相乘，其中信道化
編碼Ci與同時用於其它信道的任何其它信道化編碼正交。
例如，在圖2的OVSF編碼樹中選擇信道化編碼Ci。在圖2中，標 記Cd,,SF,n代*具有 廣步員@ f SF⑧m n^M言i^七^石馬。
在3GPP TS 25，213標準中描述了圖2的編碼樹以及將每個編碼向
各自信道的分配。
在圖2中，僅全部表示了編碼樹級I 、 II和III，並且僅部分示出 了編碼樹級VH、 WI和IX。圖2中未示出編碼樹級IV和VI。
級I僅包括與信道化編碼C^。相對應的根節點20。 級II包括根節點20的兩個子結點22和24。節點22和24分別與信道
化編碼c^。和c^'相對應。這兩個信道化編碼是正交的。在級n中，
每個信道化編碼具有等於2的擴頻因子。
節點22和24還分別是子節點26、 28和30、 32的親代節點。節點26、 28、 30和32與信道化編碼c一。、 Ceh4i、 C^和C^相對應。級III的信
道化編碼具有等於4的擴頻因子並且彼此正交。
級III的每個節點是級IV中兩個子結點的親代節點，等等。 圖2僅示出了
-在級Vn中與信道化編碼Ce一，。相對應的節點34; -在級VIII中分別與信道化編碼c"28,。和Q，相對應的兩個子節點 36和38;以及
-在級ix中分別與Q，、 c;h 256 ,、 C。^和C^w相對應的四個節點 40、 42、 44禾口46。
應該注意的是，與圖2中的OVSF編碼樹的一個節點相對應的信道
化編碼與跟同級節點相關聯的任何信道化編碼正交。該信道化編碼還
與跟其它同級節點之一的子結點相關聯的任何信道化編碼正交。例如， 信道化編碼c;^與信道化編碼c^。以及跟節點22的子結點相關聯的任
何信道化編碼正交。因此，信道化編碼c^與信道化編碼c。h，或c。h， 正交。
與以上相反，跟親代節點相關聯的信道化編碼不與跟其子結點相
關聯的信道化編碼正交。例如，信道化節點c。h，不與信道化編碼c。h， 或c^w正交，而是與信道化編碼^,256,2正交。' ''
為了例證目的，假設以上定義的信道化編碼c，和c2分別與信道化
編碼Cw和C^^相等。
將每個模塊Spi的輸出端連接到加法器50。加法器50將與每個擴頻
符號a.相對應的碼片序列相加。
加法器50將所產生的總碼片序列輸出至擾碼器52。擾碼器52對總 碼片序列進行擾碼。更準確地，擾碼器52將總碼片序列與加擾編碼S[1] 相乘，以得到加擾後的總碼片序列b[l]。在利用天線56將序列b[l]作為 無線電信號58傳播到空中之前，通過不同模塊(未示出)傳輸序列b[l]。 在CDMA通信系統中，將無線電信號58稱為"下行鏈路信號"。
接收機6具有天線60，用於接收無線電信號58;以及射頻接收 機62，用於將接收的無線電信號轉換為基帶加擾總碼片序列y[l]。
能夠根據以下關係估計序列y[l]:
y[i]=b[i]*h[i]+v[l] C1)
^中
-b[l]是加擾總碼片序列； -h[l]是時變碼片速率離散時間系統；
-V[l]是模擬平均高斯噪聲和來自其它基站的幹擾的擾動項；以及 -符號"*"是巻積操作。
序列y[l]進入自適應均衡器64，其中均衡器64輸出估計加擾總碼 片序列S[1-1J。序列y[l]的均衡引入等於L的延遲。
利用對估計碼片序列進行解擾的解擾器66接收估計總碼片序列 S卩-U。事實上，在時刻i-id處，解擾器66將序列S[l-id]與發射機10中使
用的加擾編碼S[l-ld]的復共軛S叩-ld]相乘。
然後將解擾後的總碼片序列發送至解擴器D，,和解擴器D^。 解擴器D、,對解擾後的總碼片序列進行解擴，以得到導頻符號估計 、。為此，解擴器0.,,將解擾後的總碼片序列與信道化編碼^相乘。 將導頻符號估計^發送至減法器70，其中減法器70從導頻符號估
計、中減去相應的期望導頻符號a^，以得到誤差S。重複地，導頻符
號是在利用接收機6接收以前已知的預先確定的導頻。減法器70將誤差
^發送至均衡器64，使得均衡器64能夠調整其自身係數以使該誤差^最
小。將參考圖3更詳細地描述均衡器64的特定實施例。
解擴器D^使用另一信道化編碼的共軛對解擾後的總碼片序列進
行解擴，以得k通過信道i傳輸的符號的符號估計5p 。
接收機6還具有SINR (信號幹擾噪聲比)估計器80以及速率估計
器82。例如，估計器80根據傳統方法計算SINR的估計並且將該估計輸 出至均衡器64。
估計器82計算接收機6的速率或速度的估計，並且將該估計輸出 至均衡器64。
圖1示出了接收機6的實施例，在接收機6中均衡發生在解擾和解 擴之前。然而，在圖3中在解擾和解擴發生在均衡之前的情況下更詳細 地描述了均衡器64。在上文中提到的文獻D1中描述了圖3的均衡器64
的一般特性。
均衡器64具有用於接收序列y[l]的輸入端90以及用於輸出導頻符 號估計5|的輸出端92。
I，n
均衡器64包括由以下方程限定的自適應濾波器96: C(Z)=|]WmZ-m (2)
其中
-L^mSL2的Wm是濾波器96的L「L，+l個係數；以及
-z-m表示m個碼片間隔的延遲。
濾波器96可以採用有限橫向(finite transversal)濾波器或任何其 它合適的結構的形式。均衡器64調整濾波器96的係數，以使由噪聲、 幹擾以及碼片間幹擾引起的均方誤差最小。由誤差^驅動自適應均衡器 64的自適應，該誤差^向均衡器指示係數應該移動到的方向，以便更精 確地表示數據。
因此，均衡器64具有與輸入端90相連接並且包括L,+L2的延遲塊 丁l,至^的抽頭延遲線94。每個延遲塊對序列y[l]延遲碼片間隔。
濾波器具有I^L,+1個並聯支路。將每個支路的一端連接到濾波器
96的相應輸入端而另一端連接到加法器98，其中加法器98將每個並聯
支路輸出的結果相加。每個並聯支路包括乘法器，所述乘法器將在該 支路一端輸入的信號與相應係數^相乘。在圖3中，根據係數的順序
布置並聯支路，使得最高支路將瑜入信號與Wl,相乘，而最低並聯支
路將輸入信號與係數W。相乘。
通過解擴器D,和解擾器66將最高並聯支路的輸入端連接到輸入
端90。通過解擴器^和解擾器66將其它並聯支路連接到延遲塊^的相 應輸出端。如文獻D1中解釋的，以上結構在均衡之前首先執行解擾和解擴。
均衡器64還包括計算器110，該計算器10能夠修改濾波器96的每 個係數W的值，使得根據信道改變調整均衡器64。更準確地，計算器
m
IIO能夠執行自適應算法，所述自適應算法計算使誤差g最小的係數Wm
的值。這樣，由計算器110執行的算法是MMSE (最小化均方誤差)算 法。優選地，在不同的MMSE算法中，在本實施例中使用的自適應算 法是LMS (最小均方)算法或NLMS (標準化最小均方)算法。在以 下文件中進一步詳細描述了LMS和NLMS算法
￡7ecWca/五wg7'ween'"g, iSto"ybni f/m'veAS7,(y, 5Va"ybr<i C」入
像任何MMSE算法一樣，LMS和NLMS算法具有確定所計算的系 數值與最佳解的接近程度的可調參數。在LMS和NLMS算法情況下， 將可調參數成為"比例常數/'或"步長,。在下文中，我們將使用術語 "步長p"。
注意到減小的步長^不僅致使計算更接近最佳解的係數，還致使 對於計算係數W^而言必要的操作次數的增加。因此，不期望步長^永 久地非常小。
在本實施例中，計算器110根據數目A以及根據估計器80和82輸 出的SINR估計和速率估計選擇步長p。例如，計算器UO使用與均衡器
64相連的存儲器116中記錄的查找表格114。査找表格114根據數目A的 值、SINR估計以及速率估計定義了步長^的值。例如，根據實驗結果
建立查找表格114，然後將査找表格114記錄在存儲器116中使得均衡器 64能夠使用查找表格114。
例如，能夠使用執行諸如存儲器116之類的存儲器中記錄的指令 的可編程電子計算器實現均衡器64。存儲器116包括用於執行圖6的方
法的指令。
下面將參考圖4限定數目A。
在圖4中，橫坐標表示時間，而縱坐標表示導頻符號周期。 時刻L和tB與導頻符號周期的邊界相對應。因此，通過與導頻符
號118相對應的256碼片間隔將時刻t,和te隔開。在時刻、和tB處，導 頻信道化編碼C,與任何其它同時使用的信道化編碼完全正交。因此，
僅使用在時刻"與te之間接收的每個碼片對導頻符號118進行解擴導
致了最可靠的導頻符號估計。
然而，解擴還可以發生在時刻tB附近，在如以下限定的時刻t,處 tA=tB+A.Tc (3)
其中
-tB是導頻符號周期的末端的時刻；
-數目A是能夠是正或負的整數；以及 -;是碼片間隔。
如圖4所示，如果在時刻t.,發生解擴，則將解擴編碼作用於導頻碼 片序列120，其中序列120開始於時刻、之前的一個碼片間隔並且結束 於時刻tB之前的一個碼片間隔。序列120具有屬於導頻符號118的N-1 個碼片加上屬於先前接收的導頻符號的一個碼片122。能夠將碼片122 看作是附加噪聲。因此，由於僅幹擾(disrupt) 了256個碼片中的一個， 所以即使在時刻t.,發生解擴、解擾和均衡，使用序列120得到導頻符號 估計^帶來仍然非常可靠的導頻符號估計。
圖4示出了，解擴也能夠發生在時刻t.2和t
解擴還能夠發生在在時刻t,，也就是時刻te之後的一個碼片間隔。 採用與解釋碼片序列120類似的方式，在時刻t,處，將解擴操作應用於 導頻碼片序列124，其中導頻碼片序列124開始於時刻、之後一個碼片 間隔並且結束於時刻tB之後一個碼片間隔。序列124具有屬於導頻符
號118的N-1個碼片，以及屬於下一個將要接收的導頻符號的一個附加 碼片126。因此，由於僅幹擾了256個碼片中的一個，所以使用序列126 在時刻t'處得到導頻符號估計^也帶來非常可靠的估計。 圖4還示出了，解擴能夠發生在時刻"和t3。
如能夠理解的，導頻估計的可靠性隨著數目A的絕對值的增大而 降低。更準確地，確定了應該分別利用上下限A 。和A _限定的數目△，以避免均衡器操作上的發散影響。已經示出了，界限A，和A,的絕對
值應該至少小於最小的所使用的擴頻因子的一半。例如，在UMTS系 統中，如果當前使用的最小擴頻因子是16，則界限A^和A^的絕對值
應該嚴格小於8。例如，在該情況下，將極限A .和A^的絕對值選擇 為等於5或4。
在本說明書中提出了，根據數目A調節步長n的值，以補償導頻
符號估計的可靠性的隨著數目A的絕對值的增大而下降。圖5示出了可
能的解決方案。橫軸表示均衡器的解擴和自適應發生的時間，縱軸表 示歩長H的值。例如時刻t。與時刻^相對應。
如圖5所示，步長^的值隨著數目A的絕對值的增大而減小。步長
^的下降引起自適應算法的可靠性的提高。因此，在本實施例中，利
用根據數目A對步長^的調節來補償在數目A的絕對值增大時出現的
導頻符號估計的可靠性降低。此外，例如隨數目A的絕對值下降而增 大步長^允許減少對於計算均衡器係數值而言必要的操作次數。
對於以預先設定的速率移動並且與具有預先設定的SINR的基站 通信的接收機，實驗性地確定在時刻ti獲得最佳均方誤差的步長n的
值。通過對於不同的、預設的SINR以及速率值重複該操作，能夠建立 查找表格114。
現在將參考圖6描述接收機6的操作。
在步驟140中，接收機6接收新碼片。然後在步驟142中，計算器 UO確定當前時刻^是否與均衡器係數的自適應發生的時刻t,相對應。
例如，在步驟142中計算器110根據以下關係確定一個數目^和一個數 目AB:
U=tB+AB.Tc (5) 其中-
-t是當前時刻；以及
cur
-以上已經限定了t,、 te和i;。
如果數目AA和AB分別不在界限Amin和Amax之內，則不發生係數均 衡器的自適應並且方法返回步驟140。這與當前接收的碼片大致在時刻
、與te中間的情況相對應。
例如，現在假設當前時間U等於t一,。
從而，在步驟142中，計算器110確定數目Ae在A^和A^所設置的 界限內。如圖4所限定的，在該情況下數目Ae與數目A相對應。隨後，
在階段144中發生均衡器係數的自適應。
在階段144的開始，在步驟146中，利用解擾器66對導頻碼片序列 120進行解擾。
隨後在步驟148中，解擴器D,將解擾的導頻碼片序列與信道化編
碼C,相乘，以對接收的導頻碼片序列進行解擴。
在步驟150中，然後利用濾波器96對解擴的導頻碼片序列進行濾 波，以得到估計S,,
在步驟152中，利用減法器70從當前導頻符號估計^和期望導頻 符號、計算當前誤差生。並行地，計算器110讀取由估計器80和82輸出
的當前SINR估計和當前速率估計。隨後在步驟156中，計算器110在查 找表格114中讀取步長^的值(與等於"-l"的數目A以及所讀取的SINR
估計和速率估計相對應)。
在步驟158中，計算器110執行自適應算法以計算使當前誤差^最小 的均衡器係數的新值。在步驟158期間，自適應算法所使用的步長^是 在步驟156中讀取的步長^。
一旦計算了係數Wm的新值，則在步驟160中，計算器110根據在步 驟158中計算的值修改係數Wm的當前值。更準確地，在步驟160中，計 算器110用在步驟158中計算的這些係數Wm的新值替換係數Wm的當前
值。在步驟160的末尾，該方法返回步驟140以接收下一碼片。因此， 只要數目A在界限A.與A之間，就在每個碼片間隔調整均衡器系
nun 脂x
數。這意味著，在一個符號周期期間，多次調整均衡器係數。因此， 均衡器64能夠更精確地跟蹤快速信道改變。
許多其它實施例是可能的。例如，不需要根據速率估計或SINR 估計選擇步長^。能夠在具有與圖3中詳細描述的結構不同的結構的均
衡器中實現以上教義。例如，如在以下文獻中描述的，均衡器64的結 構可以是微小間隔方案
cis-C(iwa/onvani //喊"/Voc. )^/n-cM/ar Tec/mo/ogy .3(93-30&
MMSE算法家族包括使誤差^的平方最小的許多其它迭代算法。例 如，該家族還包括RLS (回歸最小方差)算法。
具體地在用戶設備中實現均衡器的情況下描述了符號級自適應 方法。然而，以上教義適用於任何正交CDMA接收機，例如像在基站
中實現的接收機。
在本說明書和權利要求中，在元件前面的詞"一"不排除多個這樣 的元件的存在。此外，詞"包括"不排除除了所列以外的其它元件或步 驟的存在。
權利要求中的括號中包含的參考標記意旨有助於理解而不意旨 限定。
權利要求
1、一種調整均衡器的至少一個係數的符號級自適應方法，在正交CDMA(碼分多址接入)接收機中使用均衡器以校正碼片級的信道失真，其中，所述方法包括步驟a)執行(在步驟158中)自適應算法，所述自適應算法用於計算使在解擴器輸出的導頻符號估計與相應期望導頻符號之間的誤差最小的均衡器係數的值，所述自適應算法具有確定所計算的係數值與最佳解之間的接近程度的可變參數；b)在嚴格處於兩個連續時刻tA與tB之間的中間時刻tΔ處，根據所計算的係數值修改(在步驟160中)均衡器係數的值，所述時刻tA和tB分別與導頻符號周期的開始和結束相對應；以及c)根據數目△調節(在步驟156中)可調參數的值，其中所述數目△表示在時刻tB之前仍要接收的、或自時刻tA開始已經接收的碼片的數目。
2、 根據權利要求l的方法，其中，隨著數目A的絕對值增大，調 節可調參數以得到更接近最佳解的所計算的係數值。
3、 根據前述任一權利要求的方法，其中，如果數目A的絕對值 大於閾值A，則不執行步驟b)，其中A^是嚴格比所使用的最小擴頻因子的一半小的正整數。
4、 根據前述任一權利要求的方法，其中，所述自適應算法是 MMSE (最小化均方誤差)算法，在MMSE算法中可調參數是步長p所述步長隨著數目A的絕對值的增大而減小。
5、 根據前述任一權利要求的方法，其中，所述解擴器使用完整 導頻信道化碼得到在步驟a)中使用的導頻符號估計。
6、 '根據前述任一權利要求的方法，其中，在步驟c)期間，還根 據信號幹擾比的估計或根據正交CDMA接收機速率的估計來調節可調 參數的值。
7、 一種存儲器(116)，包括在電子計算器(110)執行指令時執 行根據前述任一權利要求的方法的指令。
8、 一種用於正交CDMA (碼分多址接入)接收機中以校正碼片 級信道失真的自適應均衡器，所述均衡器具有至少一個可調係數(Wm )和能夠執行根據權利要求1至6中任一的符號級自適應方法的計算器 (110)。
9、 一種正交CDMA接收機，包括根據權利要求8的自適應均衡器 (64)。
全文摘要
一種調整均衡器的至少一個係數的符號級自適應方法，該方法包括步驟執行計算均衡器係數的值的自適應算法，該自適應算法具有確定所計算的係數值與最佳解的接近程度(？)的可調參數，b)在嚴格處於兩個連續時刻tA與tB之間的中間時刻tΔ處，根據所計算的係數值修改均衡器係數的值，時刻tA和tB分別與導頻符號周期的開始和結束相對應，以及c)根據數目Δ調節可調參數的值，其中數目Δ表示在時刻tB之前仍要接收的或自時刻tA開始已經接收的碼片的數目。
文檔編號H04B1/707GK101379721SQ200780004419
公開日2009年3月4日 申請日期2007年1月31日 優先權日2006年2月3日
發明者皮埃爾·傑馬伊, 艾哈邁德·巴什圖 申請人:Nxp股份有限公司