用於兩線串行鏈路的連續功率傳遞方法

2023-06-17 01:08:46 3

專利名稱：：用於兩線串行鏈路的連續功率傳遞方法
技術領域：
：本發明總體上涉及由隔離屏障隔開的兩個裝置之間的數字通信。
背景技術：
：世界各地的管理機構已建立了用於將用戶設備連接到電話網絡的標準和規章。這些規定旨在避免對電話網絡的破壞，以及減輕對同樣連接到該網絡的其它設備的幹擾。不過，這些規定通常存在難以設計的挑戰。例如，通常要求用戶設備或數據通信設備、如數據數據機配備某種形式的電氣隔離，以避免來自該用戶設備的電壓電湧或瞬變對電話網絡產生不利影響。電氣隔離還解決了和電話線路與用戶設備之間的工作電壓的差別有關的潛在問題。更具體地說，在一個給定的網絡上，電話線路電壓可能有很大的不同，常常超過用戶設備的工作電壓。在美國，目前需要1500伏的絕緣。在其他國家，規定的絕緣可能達到3000-4000伏。已利用了許多技術來提供所需等級的電氣絕緣。例如，經常使用大型的模擬隔離變壓器來磁耦合兩線電話線路和數據機或其它電路的模擬前端之間的模擬信號，同時維持適當的電絕緣等級。隔離變壓器的作用是阻止可能有害的直流分量，從而保護數據連接的兩側。隔離變壓器一般是在數據機技術中被稱為數據訪問裝置(DAA)的一部分。術語DDA—般指用於提供源自中央局的公共電話網絡與主系統的數字數據總線或者數據終端設備之間的接口的電路。DAA使數據機或類似裝置與電話線路電氣隔離，以控制電磁幹擾/射頻幹擾(EMI/RFI)的發射。除了電氣隔離之外，DAA通常還產生多種信號(例如振鈴信號)供用戶設備使用。DAA可以通過電話插口、如用於標準電話機的RJIIC連接，從電話線路接受信號。通常，許多電路必須從電話線路得到信息，並且往往對於傳輸至主系統及從主系統接收的每個信號都需要隔離。這樣的電路可以包括發送和接收電路；振鈴信號檢測電路；用於在語音和數據傳輸之間轉換的電路；用於撥打電話號碼的電路；線路電流檢測電路；用於指示設備被耦合到功能性電話線路上的電路；以及線路斷開檢測電路。常規的DAA設計針對DAA的每個功能利用了隔離線路側電路和跨越高壓隔離屏障的隔離信號路徑。這種常規設計需要不希望的大量隔離屏障。一種更為現代的用於減少DAA中的隔離屏障數量的解決方案是把DAA電路分成線路側電路和系統側電路。線路側電路包括為連接到電話線路所需的模擬元件，而系統側電路通常包括數位訊號處理電路和用於與主系統通信的接口電路。從電話線路進入的模擬數據信號通過線路側電路中的模數轉換器被數位化，並經由數字雙向串行通信鏈路跨越"數字"隔離屏障傳輸到系統側電路。然後該數字數據信號可以由系統側電路中的數位訊號處理電路處理。相反地，來自主系統的數字數據信號可以經由雙向串行通信鏈路越過數字隔離屏障傳送到線路側電路，在那裡數字數據信號被轉換成模擬信號並被置於電話線路上。不過，在這種更為現代的DAA中出現的一個問題是，必須為線路側電路提供單獨的、與主系統電源隔離的直流電源。已經提出了用於提供隔離的電源的兩種主要方法。在第一種方法中，從主系統經由單獨的功率變壓器以數字脈衝流的形式向線路側電路傳遞功率。這些脈沖形成了可以通過線路側電路中的整流器轉換成直流電源電壓的交流信號。這種方法的缺點是，其需要至少兩個變壓器一一個用作數字數據信號的隔離屏障，另一個用於對線路側電路提供功率。已經提出的第二種方法是，從電話線路本身得到用於線路側電路的功率。但是，這種方法在實際中難以實現，因為在一些國家包括德國和澳大利亞的電話通信系統的規範嚴格地限制了DAA可以從電話線路使用的功率量。這種方法還傾向於減少用戶i殳備可以離開中央電話局的距離，這是因為，在電話線路上的電壓降隨用戶設備和電話公司中央局之間的距離增加而增大。
發明內容本發明提供了一種DAA中的系統側電路和線路側電路之間的單一數字通信鏈路，其既能夠傳輸數據信號，也能夠傳輸足以操作線路側電路的功率，而不必從電話線路汲取功率。本發明人意識到，利用隔離變壓器可以從系統側接口電路向線路側接口電路傳遞極大的功率量，並且通過經由單一的隔離變壓器既傳輸數據又傳輸功率可以大大減少使用變壓器作為隔離屏障的成本。因而，本發明包括系統側接口電路、線路側接口電路、以及包括變壓器的隔離屏障，通過所述隔離屏障既可以傳輸數據又可以傳輸功率信號。每個接口電路能夠連接到上遊通信電路(線路側或系統側)，從所述上遊通信電路，其可以接收跨越隔離屏障向其它接口電路傳送的前向數據信號，並可以把從其它接口電路跨越隔離屏障接收到的數據信號傳送到所述上遊通信電路。每個接口電路最好包括模式開關和三態緩沖器，其能夠使接口電路在發送模式或接收模式下工作。在發送模式下，接口電路把來自各個上遊通信電路的信號傳送到隔離屏障。在接收模式下，接口電路接收並鎖存跨越隔離屏障所接收到的信號。在系統側接口電路中，這個鎖存操作使得系統側接口電路能夠向線路側接口電路傳遞功率，甚至在線路側接口電路正在向系統側接口電路發送信號時也能進行所述功率傳遞。此外，在線路側接口電路中，所述鎖存操作使得三態緩沖器能夠用作整流器。本發明還提供了一種在包括隔離屏障的通信接口內使用的通信協議。在該通信協議中的一個幀包括一個或多個前向數據位；一個或多個前向控制位；一個或多個反向數據位，以及一個或多個反向控制位，它們通過曼徹斯特編碼方法被編碼，從而維持隔離屏障的通量平衡。該通信幀還可以包括一個或多個"填充，，位，其可以根據在幀中的前向和反向數據位的數目被添加或去除，使得通信接口可以在保持固定時鐘頻率的同時適應一個以上的數據吞吐速率。所述幀還可包括"同步"模式，該模式包括具有相同值的3個連續的循環。本發明還提供了一種用於按照上述的通信協議跨越隔離屏障傳送信號的方法。下面將結合附圖詳細說明本發明的不同實施例，其中圖l是表示根據本發明的數字通信鏈路的方塊圖；圖2是表示根據本發明的數字通信鏈路的操作的時序圖；圖3是表示適用於根據本發明的數字通信鏈路的幀的構成的幀結構圖4是表示適用於根據本發明的數字通信鏈路的具有奇數個循環的幀的構成的另一幀結構圖5是進一步表示根據本發明的數字通信鏈路的電路圖6是表示根據本發明的數字通信鏈路中的功率傳遞的概念圖7是表示根據本發明的數字通信鏈路的單端實施例的電路以及圖8是表示在根據本發明的數字通信鏈路中功率傳遞和前向-反向傳輸比之間的關係的圖表。具體實施例方式本發明提供了一種DAA中在線路側電路和系統側電路之間的隔離數字通信鏈路。根據本發明，使用單個的變壓器作為隔離屏障。通過使用單一變壓器隔離屏障(STIB),可以從系統側接口電路(SSIC)傳遞足以操作線路側接口電路(LSIC)的功率量，而不依賴於電話線路作為主要電源。STIB可以承栽數據、時鐘和功率信號。圖1示出了根據本發明的數字通信鏈路。數字通信鏈路100包括系統側接口電路(SSIC)180和線路側接口電路(LSIC)182，它們由STIB136隔開。優選地，SSIC180和LSIC182中的每一個被分別集成在一個單個的集成電路上。STIB136最好是具有大的功率容量和4氐的阻抗的表面安裝元件。SSIC180和LSIC182中的每一個包括至少一個三態緩衝器108,156，所述三態緩沖器被連接到STIB136(在節點126和138處)，用於跨越STIB136傳送信號。SSIC180和LSIC182中的每一個還包括連接到STIB136的接收緩衝器133，176，用於接收由其它接口電路傳送的信號。每個緩衝器108，156，133和176最好是放大型的緩衝器，其分別放大要跨越STIB136傳輸的信號或經由STIB136接收到的接收信號。SSIC180和LSIC182還可以包括附加的三態緩衝器114和172，以及相關聯的反相器106，168，它們與三態緩衝器108和156相結合，可以構成一個推挽放大器。推挽(或"雙端的")結構提供了跨越STIB136的初級繞組和/或次級繞組的大功率容量和大電壓擺動。在數字通信鏈路100中，可以通過基於幀的TDM(時分復用)通信協議跨越STIB136在SSIC180和LSIC182之間傳輸功率和數據。在代表一個預定時間周期的每個幀中，按照由選擇控制邏輯器件(未示出)提供的控制信號SelF和SelR所確定的，SSIC180和LSIC182在發送和接收之間交替進行。在一個幀的第一個周期內，例如，管腳104處的預定選擇控制信號SelF使能系統側的三態緩沖器108，114，同時在管腳166處輸入的補償控制信號SelR禁用線路側的三態緩衝器156，172。作為其結果，在管腳102處接收到的前向傳輸數據信號TxF(前向脈衝流)經由系統側的三態緩衝器108，114被放大並被傳輸到變壓器T1的系統側繞組上，接著，經由變壓器Tl的線路側繞組傳遞到線路側的接收緩沖器176。然後，前向傳輸數據信號作為前向數據信號RxF在管腳178被輸出。同樣，對於從線路側到系統側的反向傳輸，提供控制信號SelF和SelR，以使能三態緩衝器156，172,並禁用三態緩衝器108，114。因而，數據信號TxR(反向傳輸脈衝流)被放大並跨越變壓器被傳輸，在接收緩沖器133處被接收，並作為反向數據信號RxR被輸出。LSIC182最好包括一個功率電路，用於跨越STIB136接收來自SSIC180的功率。更具體地說，整流器144和如電源電容154的存儲裝置被跨接到STIB136的次級繞組上(在節點138，140處)。整流器144可以是二極體橋式整流器，如圖所示，包括二極體146，148，150和152。二極體146，148,150和152最好是具有低導通電壓的肖特基二極體。經由整流器144和電源電容154，出現在變壓器Tl的線路側繞組的包括信號TxF的前向數據脈衝流(其實際上代表交流信號)可在節點162處被轉換成直流電壓VddL。然後，該直流電壓VddL可以用於為線路側電路提供電源電壓。整流器144可以由和LSIC182集成在同一集成電路上的4個二極體來實現，並被連接到把LSIC182連接到變壓器的線路側的一對端子上。在這種實現方式中，每個焊盤(pad)(在節點138和140處)具有"向上，，連接到正的電源電壓VddL的二極體，以及"向下，，連接到地的二極體，從而形成一個整流橋。這樣，二極體對l46，148和150，152對於在節點142和174處的輸入信號分別形成半波整流器，並對於在節點142和174之間的差分信號共同形成一個全波整流器。在這個實施例中，輸入信號最好具有足夠大以使二極體整流器144工作的平均能量(即具有大於二極體的切入電壓的幅值)。優選地，二極體146，148，150和152能夠承受大約1000伏到大約2000伏的瞬變ESD脈衝，並具有足夠的電流承載能力，以保護集成電路模板避免靜電放電。當發生ESD事件時，瞬變電壓被簡單地分路到適當的電源軌道上(地或電源電壓VddL)。在這個實施例中，二極體146，148,150和152不僅用作整流二極體，而且還用作LSIC182的輸入管腳的初級ESD保護二極體，並且實際上可以用作這些管腳的唯一的ESD保護裝置。也可以使用同步整流器，其作為對上述二極體橋式整流器的替代或者與其結合使用。如果既有二極體橋也有同步整流器，則在LSIC182被初始上電時(例如當用於同步整流器的控制邏輯器件缺乏足以工作的電壓時)，二極體橋可用於產生操作所需的初始啟動電壓。然後同步整流器可以在初始啟動電壓達到足以使同步整流器工作的高電平值之後用於整流。在另一個實施例中，二極體146,148,150和152可以是由同步整流器中的電晶體中各種半導體結形成的寄生二極體，如在下面進一步"^兌明的。參照圖2所示的時序圖可以更充分地理解數字通信鏈路100的操作以及其中的各種信號。一種可適用的TDM協議可以基於一個重複幀200,其被表示為位周期202到207。在位周期201內(幀200開始之前的位周期)，控制信號SelF被使能(在210處)，而控制信號SelR被禁用(在222處)，並以各自的這些狀態繼續通過位周期202和203以及位周期204的初始部分。作為其結果，在位周期202，203和204內，信號TxF(前向脈衝流)經由三態緩衝器108和114跨越變壓器Tl被傳輸並作為信號RxF被接收，如在TxF和RxF線中的單線陰影所示。在幀200的後一部分期間內，即在位周期205-207內，傳輸LSIC182。在位周期204內，控制信號SelF和SeIR的極性被反向，使得線路側的三態緩衝器156，172被使能，而系統側的三態緩衝器108,114被禁用。這樣，在位周期205-207期間，信號TxR(反向脈衝流)經由線路側的三態緩沖器156，172跨越變壓器Tl被傳輸並作為信號RxR,皮接收，如在位周期205-207內TxR和RxR線中的交叉陰影所示。在整個幀200期間內接收緩衝器133和176都可以是有效的。因而，在幀200的第一部分期間內，在系統側的信號TxF可以被緩沖器133和緩衝器176接收，並分別在管腳132和178處被輸出。相應地，在幀200的第二部分期間內，在線路側的信號TxR被緩衝器133和176接收。因此，在圖2中的RxF和RxR信號只用一條線來表示，被標為RxF/RxR。圖2中的信號EnF和EnR用於改善功率傳遞，這將在下面被進一步說明。為了避免使變壓器飽和，跨越STIB136的傳遞信號最好是通量平衡的。例如，適用於現代的數據機系統中的變壓器的磁通-匪數乘積限制可以是大約2.35微伏-秒，或者在3.6伏下為652.5納秒。因而，傳輸協議應當提供例如在兩個數據幀內的DC平衡的代碼。例如，在本發明中可以使用曼徹斯特編碼或交替符號倒置(AMI)。圖3表示適用於本發明的通信協議，其中STIB136的通量藉助於使用曼徹斯特型的編碼方案來平賴即把比特0編碼為兩位序列01，把比特1編碼為兩位序列10)。與上述圖2的協議對比，圖3的協議也使用了時分復用，但是對SSIC180和LSIC182分配了不同的時間量，以便允許幀序列的前向傳輸。更具體地說，在圖3的協議中，在時隙301-308期間內發送SSIC180,而在時隙309-312期間內發送LSIC182。圖3中的基本幀322可以包括(1)在時隙301和302期間內的前向數據位(被表示為曼徹斯特編碼的DF，後面是NOTDF);(2)在時隙303和304期間內的前向控制位(被表示為CF，NOTCF);(3)在時隙305-308期間內的預定前向幀序列(被表示為NOTCF，NOTCF，CF，CF);(4)在時隙309和310期間內的反向數據位(被表示為DR，NOTDR);以及(5)在時隙311和312期間內的反向控制位(被表示為CR，NOTCR)。圖3的協議也可以包括空位或填充位330,其可以被添加或去除，以調整幀的大小。通過這種方式，可以適應各種不同的數據速率，而不必改變SSIC180和LSIC182的時鐘速率。例如，在時隙313-318中示出了6個交替取值的填充位(例如0，1，0,1，0，1)，以便達到通量平衡。如圖4所示，通過在兩個相繼幀即幀k和幀k+l上平衡填充位的通量，也可以適應奇數個填充位。例如，如果幀k包含填充位序列[OIOIO，則幀k+l可以包含序列10101。前向幀序列可以是可用於識別幀從哪裡開始和/或結束的位值的任何唯一的序列。例如，在圖3所示的協議中，在時隙304中的反向控制位(NOTCF)隨後在時隙305和306中又被重複兩次。這個被重複三次的值提供了可被容易識別的唯一的同步("sync")模式，因為曼徹斯特編碼的信號(01，10)永遠不會產生相同值的3個時隙序列。用於這種同步模式的適當的檢測電路例如可以通過3比特的移位寄存器來實現，其中該寄存器中的每一個比特被提供給一個3輸入AND門，其當檢測到重複三次的值時輸出一個信號。也可以使用其它幀檢測技術代替上述的同步模式。例如，可以使用一個大的緩衝器存儲到來的數據，然後可由微處理器統計地分析所緩沖的數據，從而按照本領域已知的技術來確定幀構成。圖5和圖6示出了本發明的另一個實施例，其中由一個新穎的"整流緩沖器，，來提供圖1所示的LSIC182的整流器和三態緩衝器的功能，並且其中接口電路包括用於增強從SSIC108向LSIC182傳遞的功率的反饋路徑。參照圖5，整流緩衝器504包括經由接口端子Vs十連接到電源電容並連接到STIB136的三態緩衝器156、連接到該三態緩沖器的模式開關MXIL、以及在STIB136和模式開關MX1L之間的反饋路徑508。整流緩沖器504還具有用於輸出信號RxF+的"接收輸出端"和用於接收信號TxR+的發送輸入端。三態緩沖器156又包括互補的電晶體對M1L(P溝道MOSFET)和M2L(N溝道MOSFET)，連接到該電晶體對中的一個電晶體(M1L)的NAND邏輯門ND1L，連接到該電晶體對中的另一個電晶體(M2L)的NOR邏輯門NR2L，以及連接在NAND和NOR門的ENABLE輸入之間的反相器IN1L。根據本發明的這個實施例，在三態緩沖器中的互補電晶體對156，172既作為向SSIC180發送信號的輸出驅動器，又作為用於對從SSIC180接收到的信號進行整流的同步整流器。整流緩沖器504實際上具有兩種模式發送模式和整流模式，根據模式開關MX1L的狀態而定。模式開關MX1L依次由線路側的接口控制邏輯器件(未示出)來控制。LSIC182和SSIC180最好被配置為根據如圖2-4所示的TDM協i義進4亍通信。具體地說，SSIC180在TDM幀的一個預定時隙(前向發送周期)內進行發送，LSIC182在該幀的一個不同時隙(反向發送周期)內發送。在前向發送周期內，當SSIC180通過STIB136發送時，線路側的接口控制邏輯器件(未示出)提供適當的SelR信號(例如O伏信號)，以便把整流緩衝器置於整流模式，該在模式下在由SSIC180傳輸的前向數據中的能量的主要部分被轉移並被存儲在電源電容d中。在反向傳輸周期內，當LSIC182被設置為通過STIB136發送反向數據時，提供適當的SelR信號(例如3.5伏的信號)，其使得整流緩衝器作為常規的三態緩衝器工作(即經由STIB136從LSIC向SSIC180傳送信號)。由於通過STIB136傳輸的信號最好是差分信號(也稱做雙端的或未接地的信號)，也可以在LSIC182中提供第二個整流緩沖器506。第二個整流緩沖器506同樣包括三態緩衝器172、模式開關MX2L、以及反饋路徑510。三態緩衝器172包括互補的電晶體M3L和M4L，NAND邏豐卑門ND3L，NOR邏輯門NR4L,以及反沖目器IN3L。整$危緩衝器156和整流緩衝器172—起構成一個差分整流緩沖器512。圖6示出了差分整流緩衝器512如何操作以整流由SSIC180通過STIB136發送的差分信號，以便向LSIC182中的電源電容C^提供功率。圖6示出了差分推挽發送器(由具有相關的內部電阻的開關M1S，M2S，M3S，M4S表示)的簡化的電路圖的幾種狀態，所述差分推挽發送器通過STIB136連接到差分整流緩衝器(由具有相關的內部電阻的開關M1L，M2L，M3L,和M4L表示)和電源電容CL。該電路的3個連續的狀態示於圖表610，620和630中，其中發送器從發送值"l"(廚610)轉換到發送值"0"(圖630)。由於差分發送器通過兩組推挽結構的互補電晶體以常規方式實現，開關M1S和M2S表示在差分發送器的上支路中的兩個互補電晶體，而開關M3S和M4S表示下支路中的兩個互補電晶體。根據本發明，包括差分整流緩沖器512的開關作為同步整流器工作。圖表610表示該電路的一個示例性狀態，其中通過閉合開關M1S和]VMS並打開開關M2S和M3S來發送比特"l"。從電源Vsply開始通過開關M1S、通過STIB136的初級繞組、最後通過開關M4S到地(忽略內部電阻)形成一個前向電流環路。在線路側，開關MIL和M4L閉合，而開關M2L和M3L斷開。結果，施加到STIB136的次級繞組的電流流經開關M1L、負載電阻Rt、最後流經開關M4L，同時對電源電容Ct充電。在圖表620中，在差分整流緩衝器中的所有開關均斷開，以便切斷流經STIB136的次級繞組的電流。在這個時間周期內，LSIC182的負載僅由電源電容CL供電。由於在線路側沒有流經變壓器次級繞組的負載電流，變壓器初級繞組的極性可以容易地通過閉合開關M2S、M3S並斷開開關M1S、M4S而被改變。因而，在圖表620中的發送器中的電流路徑是從電源Vsply開始流經開關M3S、變壓器初級繞組(極性相反)、然後流經開關M2S到地。最後，在圖表630中，線路側上的開關M1L、M4L斷開而開關M2L、M3L閉合。由於變壓器上的極性已被翻轉，變壓器次級繞組現在以正確的極性被重新連接到負栽。電流仍然流入到電容器CL的正端，因而在通過SSIC180發送"0，，值的比特周期內繼續從SSIC180向LSIC182傳遞功率。因而，通過和來自SSIC180的信號基本同步地操作開關M1L，M2L，M3L和M4L，所述信號可以被差分整流緩沖圖表620中所示的"開始前的中斷"步驟是可選的。但是，如果省略該步驟，系統側發送器的功率很可能要比線路側開關大得多(因而比較大)，以阻礙(override)流經變壓器次級繞組的電流。與此相反，在上述的"開始之前的中斷"實施方式中，線路側開關在尺寸上可以近似等於系統側開關。開始前的中斷時間間隔最好足夠長，以中斷或顯著降低次級繞組中的電流。在某些應用中，例如在高速數據機應用中，為此幾納秒的時間間隔就足夠了。再次參照圖5，在圖5所示的實施例中的各種信號示於下表。所有的信號都是差分的或者是互補的，只是選擇信號和使能信號除外。tableseeoriginaldocumentpage18RxF+信號由變壓器次級側的負端Vs-得出，然後被反相器IN2L反相，而RxF-信號由變壓器次級側的正端Vs+得出，由反相器IN4L反向。結果，在RxF+的信號跟隨Vs+端的信號值，在RxF-的信號跟隨Vs-端的信號值。如上所述，SelR信號控制差分整流緩衝器的模式。模式開關MX1S作為轉換開關工作，根據在模式開關MX1S的管腳SD處輸入的SelR信號的值選擇管腳DO處的RxF+信號或者選擇管腳Dl處的TxR+信號。如果信號SelF為低(例如針對整流模式)，則選擇RxF+信號，並將其傳送到模式開關MX1S的Z輸出管腳。從模式開關MXIS輸出的該信號接著輸入到三態緩衝器156，三態緩沖器156中的互補電晶體M1L、M2L取RxF+值。例如，當RxF+信號為"高，，時，電晶體M2L斷開(即進入基本非導通的狀態)，電晶體MIL閉合(即進入基本導通的狀態)，有效地把變壓器次級側的正端連接到電源電容CL，從而將電源電容充電到電源電壓VddL。同時，對應的RxF-信號為低，因為它是RxF+信號的反相。模式開關MX2L將低RxF-信號傳送到三態緩沖器172，使電晶體M3L斷開並^f吏電晶體M4L閉合。因而變壓器次級側的負端Vs-被有效地連接到線路側隔離的地。這樣，完成了流經(a)變壓器次級側的正端Vs+、(b)電晶體M1L、(c)電源電容CL、(d)隔離的地節點、以及(e)變壓器次級側的負端Vs-而形成的電流環路，從而使功率從SSIC180傳輸到LSIC182。針對RxF+和RxF-信號的給定值一旦被確立，便形成了一個正反饋環路，只要SelR信號為低並進一步假定由適當的EnR信號"使能"三態緩衝器，所述正反饋環路便有效地鎖存這些值。如果SSIC180上的電晶體不夠大以"阻礙(override)，，在LSIC182上的電晶體，那麼這種鎖存效應可能是一個大問題。因此，本發明提出了"開始前中斷，，切換方案，如上面參照圖6所述，以便中斷鎖存，並允許新的傳輸值施加到變壓器上。具體地說，EnR信號可用於在一段短的時間內禁用三態緩衝器，從而中斷鎖存，並使得傳輸電路能夠更容易地使變壓器進入下一個數據狀態(或高或低)。作為替代，也可以使用選擇線(SelF和SelR)來禁用或中斷所述鎖存。為了把差分整流緩衝器置於"發送"模式，向模式開關MX1L和MX2L提供"高"SelR信號。因此到來的數據TxR+和TxR-通過模式開關MX1L和MX2I^皮傳送到三態緩衝器156，172。因而，互補電晶體MlL，M2L，M3L和M4L把TxR值施加到變壓器的次級側，從而向SSIC180發送反向數據。上述的差分整流緩沖器結構也可以應用於SSIC180,如圖5所示。當SSIC180要接收而不是發送時，在TDM時間間隔內，使三態緩沖器108和114鎖存並映射到由LSIC182所發送的前向脈衝流，作為通過模式開關MX1S和MX2S以及三態緩衝器108和114正反饋的結果。在每個TDM比特周期結束時，剛好在要由LSIC182發送一個新的值之前，SSIC180以和上述相同的"開始前中斷，，方式在一個短的時間周期內被暫時禁用(例如被置於高阻狀態)。因而LSIC182有機會將新的數據值施加到變壓器上，而沒有來自SSIC驅動器的幹擾。當SSIC180的開關被重新使能時，SSIC180鎖存並放大新的值。實際上，在發送電路和接收電路之間產生主從關係，其中從電路鎖存在由主電路所發送的值。重要的是，一旦SSIC180中的三態緩沖器108和114鎖存到一個給定值，放大後的驅動電流便從電源Vsply流經電晶體M1S，M2S，M3S和M4S。這個放大後的電流;故加到變壓器初級側的電流上，從而使相應較大的電流流經變壓器次級側，並實際上形成了一個被傳送給LSIC182中的整流器的補充脈沖流。更具體地說，在變壓器次級側產生的附加電流代表了源自系統側的電源Vsply、並^皮傳遞到線路側的電源電容CL的功率和能量。因而，在鎖存狀態下，實際上可以從STIB136向LSIC182向前傳遞功率，即使LSIC182正在發送。其結果是，在電源電容CL處的電壓的穩定性被極大地提高，這是因為當SSIC180發送時和當LSIC182發送時都能向LSIC182傳送功率。結合圖5並參照圖2中的時序圖可以進一步理解LSIC182和SSIC180的操作。假定SSIC180要向LSIC182發送，使信號SelF變為"高，，(210)，使SelR信號變為低(222)。因而，模式開關MX1S、MX2S被設置為選擇並輸出TxF(+A)信號。因而"高，，TxF+信號(在比特周期210中的212)將作為"高"信號被傳送到節點VinS+,而對應的差分"低"TxF信號將被傳送到節點VinS-。然後在節點VinS+和節點VinS-處的信號被輸入到邏輯門ND1S，ND3S，並被輸入到NOR門NR2S和NR4S。EnF信號也被輸入到邏輯門ND1S和ND3S，同時其反相信號(在反相器IN1S和IN3S之後)被輸入到邏輯門NR2S和NR4S。由於EnF信號為高(在214)，VinS+信號(其對應於高TxF信號212)也為高，邏輯門ND1S在其輸出端產生"低"信號，使p型電晶體M1S"閉合"，從而有效地把變壓器Tl的Vp+端連接到電源電壓VddS。與此同時，由於EnF信號的反相是低信號，而VinS+信號為"高"，NOR門NR2S在其輸出端產生"低，，信號，使n型電晶體M2S斷開，從而切斷變壓器Tl的Vp+端與地之間的通路。相反，作為在VinS-處的"低"信號的結果，結合"高，，的EnF信號以及其"低"的反相信號，邏輯門ND3S向p型電晶體M3S輸出"高，，信號，使其斷開，同時邏輯門NR4S向電晶體M4S輸出"低"信號，使其閉合，其結果是，變壓器T1的Vp-端被有效地連接至地。因而，可以看到，在TxF處輸入的"高"信號導致了變壓器次級側的高信號Vp+端被有效地連接到電源電壓VddS,而Vp-端被有效地連接至地。應當理解，在這個時間周期內，Vp+端的電壓最好等於或小於地電壓，使得電流趨於沿著所希望的方向流動。在"高，，信號被置於變壓器的初級繞組Vp之前不久，在LSIC182中的接收鎖存器、三態緩沖器和相關電晶體可以通過"低"EnR信號而被禁用(在圖2中的時刻218)。結果，電晶體M1L，M2L，M3L和M4L都被置於非導通狀態，從而沒有相反的電壓或電流，否則這些相反的電壓或電流將阻止"高，，Vp信號被施加到變壓器Tl的初級和次級繞組上。因而，"低，，EnR信號禁用三態緩衝器並中斷鎖存信號的加強。由於在次級側沒有阻止變壓器T1處的值改變的電流，能夠更容易地把Vp+處的"高，，信號傳遞到Vs+處的"高"信號，把Vp-處的"低"信號傳遞到Vs-處的"低"信號。在Vs+和Vs-處的"高"和"低"信號分別被反相器IN4L和IN2L反相，從而分別在RxF-和RxF+處產生"低"和"高"的接收信號。LSIC182最好通過222處的"低"SelR信號被置於"接收"模式或"鎖存"模式，該信號使得模式開關MX1L和MX2L選擇和輸出接收信號RxF-和RxF+，而不是反向傳輸信號TxR。因而，模式開關MX1L向VinL+輸出"低，，信號，同時模式開關MX2L向VinL-輸出"高"信號。同時，EnR信號被返回到"高，，狀態(圖2中的220)，從而把NAND和NOR門置於工作狀態。因為在該時刻的邏輯門ND1L具有VinL+處的"高"信號和"高"EnR信號作為其輸入，其輸出"低，，信號，從而閉合p型電晶體M1L。具有Vinl+處的"高，，信號和反相器INIL的輸出端處的"低"輸入(即反向EnR信號)作為輸入的邏輯門NR2L產生"低，，輸出信號，從而斷開n型電晶體M1L。因此電流從Vs+經由MlL流向VddL，從而對電容器Ct充電。通過這種方式，在從SSIC180向LSIC182前向傳輸期間，(部分由Cl形成的)電源從SSIC180向LSIC182傳送功率。與此相反，具有VinL-處的"低"信號和"高"EnR信號作為輸入的邏輯門ND3L向p型電晶體M3L輸出"高"信號，使其斷開。具有VinL-處的"低"信號和"低"反相EnR信號作為輸入的邏輯門NR4L向n型電晶體M4L輸出"高，，信號，從而使其閉合。電晶體M4L的閉合完成了流經電源電容CL和負載電阻RL返回變壓器T1的Vs-的電流的電流通路。因而，在LSIC182中產生"鎖存"條件，因為Vs+被電連接到VddL，同時Vs-被電連接到隔離的地，並且因為經由反相器IN2L，IN4L、模式開關MxlL，Mx2L和三態緩沖器BUFlS,BUF2S的正反饋在整個比特周期202內保持鎖存條件。也可以在LSIC中提供一個補充的整流器，用於當DAA初始上電時提供啟動功率。如果電源電容CL被完全用盡，電壓將不足以使控制邏輯提供令差分整流緩衝器工作所需的使能信號和選擇信號。因此，可以提供一個小的"引導帶(bootstrap)"整流器(例如二極體整流器或同步整流器)。當SSIC開始發送時，使補充整流器跟隨SSIC180的信號，從而傳送對電容CL充電的少量功率。一旦線路側電源電壓VddL達到足以使LSIC邏輯器件工作的足夠高的電平，便可以建立跨越屏障的TDM協議，包括時鐘檢測、同步和初始化。然後，LSIC182可以進入標準功率模式，其中在主/從結構中屏障的兩側被充分耦合。有利的是，在上述的差分整流援衝器中的電晶體M1L，M2L，M3L和M4L內存在的寄生二極體可以被用作所需的補充整流器或引導帶整流器。更具體地說，電晶體M1L和M3L最好是P溝道MOSFET，其分別具有從其漏極(分別連接到變壓器的Vs+端和Vs-端)到其源極(連接到正的電源電壓VddL)的寄生p-n二極體結。類似地，電晶體M2L和M4L最好是N溝道MOSFET，其分別具有從其源極(連接到地)到其漏極(分別連接到變壓器的Vs+端和Vs-端)的寄生p-n二極體結。這些寄生二極體形成了一個二極體橋，其可被用於產生使LSIC182上電所需的初始啟動電壓。此外，電晶體M1L，M2L，M3L和M4L內的寄生二極體也可被用於向SSIC提供ESD保護，如在上面結合二極體146，148，150和152所述的那樣。在這個實施例中，電晶體M1L，M2L，M3L和1VML應當被設計為經受得住預期的ESD脈衝電壓和電流。本發明還可以用單端結構而不是用差分結構來實現。圖7示出了一個示例性的單端結構的實施例。該實施例類似於圖5的雙端實施例，只是變壓器初級繞組和次級繞組的負端Vp-和Vs-被接地，並且初級端Vp+和Vs+被分別直接連接到RxR+和RxF+。圖7所示的單端實施例以和圖5的雙端實施例相同的方式工作。圖8中的圖表示出了使用本發明在系統側電路和線路側電路之間傳輸功率的預期效果。更具體地說，y軸代表在上述的差分整流緩衝器實施例中電容CL兩端產生的線路側電源電壓VddL。x軸代表前向傳輸比，其在O和l.O(或0%至100%)之間變化。可以看到，線路側電源電壓保持驚人的穩定(在2.75伏和2.79伏之間)，而與前向傳輸比無關。因而，本發明和常規的DAA相比具有一些顯著的優點。首先，變壓器提供了在初級繞組和次級繞組之間的相當好的高壓隔離。其次，通過使用STIB136和在接口兩端產生差分信號，大大改善了共模噪聲抑制。上述的鎖存技術進一步減少了共模噪聲，因為三態緩衝器只在標準比特周期的一個很小的部分期間被置於非使能狀態，因而即使共模噪聲跨越屏障傳遞，也僅僅在開關被斷開(即三態)時擴大。第三，由於使用了一個單個的變壓器作為數據信號和功率信號的隔離屏障，和使用多個元件的隔離屏障的現有技術系統相比，顯著節省了元件成本。最後，使用STIB136允許從SSIC到LSIC傳遞大量的功率，使得對於LSIC只需要從電話線路得到極小的功率(如果有的話)。例如，在典型的數據機中，線路側DAA與相關的電路可能需要大約25到大約50毫瓦範圍內的功率。使用本發明，這個功率量(大約25到大約50毫瓦)可被容易地從系統側電路傳遞到線路側電路一足以操作線路側電路而不用從電話線路分接功率。大體來說，使用本發明可以傳遞的功率的量主要受三態緩衝器中的互補電晶體的電流承載能力的限制，而不受STIB136的功率傳遞能力的限制。因而，在線路側和系統側電路中提供大的互補電晶體是可行的，使得可以跨越STIB136傳遞50毫瓦以上、甚至多達大約100毫瓦或更高的功率。應當意識到，本發明也可和在進行呼叫時(即在摘機條件下)從電話線路分接功率的現有技術的線路側電路結合使用。這樣的話，線路側功率的一部分可以從電話線路獲得，而其餘部分可以通過上述方式由系統側電路提供。在這種變體中，可以通過本發明由系統側電路提供線路側電路所需功率的任意希望的百分比(0%到100%)。優選地，在呼叫期間線路側電路所需的功率的至少一個實際部分(例如大約30%)跨越STIB136由系統側電路提供。更為優選的是，跨越STIB136由系統側電路提供的功率量至少是線路側電路所需功率的大部分，至少是極大部分，或者接近全部。還應當理解的是，雖然上面結合STIB136描述了本發明的系統側接口電路、線路側接口電路、整流緩衝器以及傳輸協議，但是它們不限於和變壓器隔離屏障一起使用。而是，它們可以和任意傳輸介質一起使用，例如包括4埠接口，如雙絞線對或者雙電容器接口。已經說明了在DAA中的系統側電路和線路側電路之間的數字通信鏈路，其既能夠傳輸數據信號也能夠傳輸功率信號。但應當理解，本發明的上述說明僅僅是作為示例，顯然，本領域技術人員在不背離所附權利要求所限定的本發明的範圍內可以做出各種改變。權利要求1.一種用於從系統側電路向通過雙線接口連接的線路側電路傳遞功率的方法，包括以下步驟:在系統側電路接收由線路側電路施加到雙線接口上的第一信號；以及在系統側電路加強所述第一信號；從而經由雙線接口從系統側電路向線路側電路傳遞功率。2.如權利要求1所述的方法，其中所述加強的步驟包括以下步驟放大所述第一信號以產生第一放大信號；以及把所述笫一放大信號加到所述第一信號上。3.如權利要求2所述的方法，還包括以下步驟停止所述加強的步驟在系統側電路接收由線路側電路施加到雙線接口上的第二信號；放大所述第二信號以產生第二放大信號；以及把所述第二放大信號加到所述第二信號上。4.如權利要求3所述的方法，還包括以下步驟鎖存所述第一信號；以及所述停止所述加強步驟的步驟包括禁用所述第一信號的鎖存的步驟。5.—種用於從系統側電路向通過雙線接口連接的線路側電路低脈動地傳遞功率的方法，包括以下步驟在第一時間周期內從系統側電路向線路側電路傳送前向脈衝流；在所述第一時間周期內在線路側電路中對所述前向脈沖流進行整流，以產生第一整流電壓；在第二時間周期內從線路側電路向系統側電路傳送反向脈衝流；在所述第二時間周期內提供補充脈衝流；在所述第二時間周期內在線路側電路中對所述補充脈沖流進行整流，以產生第二整流電壓；從而在第一和第二時間周期內都產生整流電壓。6.如權利要求6所述的方法，其中提供補充脈衝流的步驟包括以下步驟在系統側電路接收來自線路側電路的反向脈衝流；在系統側電路加強所述反向脈沖流以產生所述補充脈衝流；以及從系統側電路向線路側電路傳遞所述補充脈沖流。7.如權利要求6所述的方法，還包括以下步驟鎖存所述反向脈沖流中的每個脈衝。8.—種用於對第一電路和第二電路進行接口的方法，所述第二電路具有連接在存儲裝置和地之間的三態緩衝器，所迷三態緩沖器包括輸入端、使能端和輸出端，所述方法包括以下步驟在所述三態緩沖器的輸出端接收具有交流頻率分量的第一信號；以及切換所述三態緩沖器，使得(i)在第一時間周期內，所述第一信號被電連接到存儲電容器，並且(ii)在第二時間周期內，所述第一信號被電連接至地。9.如權利要求8所述的方法，其中在所述第一時間周期內所述第一信號的電壓在第一預定電平以上；並且其中在所迷第二時間周期內所述第一信號的電壓在第二預定電平以下。10.如權利要求9所述的方法，其中所述第一預定電平近似等於所述存儲裝置處的電壓，所述第二預定電平近似等於地電壓。11.如權利要求8所述的方法，其中所述三態緩衝器基本上和所述第一信號同步地被切換。12.如權利要求11所述的方法，其中所述切換的步驟包括以下步驟向所述三態緩衝器的輸入端輸入所述第一信號的至少一部分。13.如權利要求12所述的方法，其中接收、切換和輸入的步驟在包括所述第一和第二時間周期的幀的第一部分期間被執行。14.如權利要求13所述的方法，還包括以下步驟在所述幀的第二部分期間向所述三態緩衝器的輸入端輸入第二信號，使得在所述幀的第二部分期間所述第二信號被傳送到所迷三態緩沖器的輸出端。15.如權利要求14所述的方法，其中向所述三態緩衝器的輸入端輸入第一信號並輸入第二信號的步驟包括以下步驟把所述第一信號和第二信號輸入到模式選擇開關；向該模式選擇開關提供模式選擇信號，使得所述模式選擇開關選擇並向所述三態緩衝器的輸入端輸出所述第一信號或者所述第二信號。16.—種用於跨越傳輸介質進行通信的I/O接口電路，包括第一鎖存器，其包括第一傳輸輸入端，用於接收要通過所述傳輸介質傳輸的第一傳輸信號；第一接口端，能夠連接到所述傳輸介質；連接到所述第一接口端的第一接收輸出端，用於輸出從所述傳輸介質接收的第一接收信號；第一緩衝器，具有連接到所述第一接口端的輸出端和數據輸入端；以及第一模式開關，具有(i)兩個分別連接到所述第一傳輸輸入端和所述第一接收輸出端的輸入端，(ii)連接到所述第一緩衝器的數據輸入端的輸出端，以及(iii)能夠接收模式選擇信號的模式選擇端，該模式選擇信號用於將所述第一模式開關配置為把通過所述傳輸介質進行傳輸的第一傳輸信號或者從所述傳輸介質接收的第一接收信號傳送到所述第一緩衝器。17.如權利要求16所述的1/0接口電路，還包括連接到所述第一緩沖器的存儲裝置；其中當所述第一模式開關被配置為把第一接收信號傳送到第一緩衝器時，通過所述第一模式選擇開關傳送並被輸入到第一緩衝器的信號使得所述第一緩沖器同步地對第一接口端處的信號進行整流，以使得來自第一接口端處的信號的能量被存儲在所述存儲裝置中。18.如權利要求16所述的I/O接口電路，還包括連接到所述第一緩沖器的電壓源；其中當所述第一模式開關被配置為把第一接收信號傳送到第一緩衝器時，通過第一模式選擇開關傳送並被輸入到第一緩衝器的信號使得所述第一緩沖器利用來自所述電壓源的能量加強出現在第一接口端處的信號。19.如權利要求16所述的1/0接口電路，其中所述第一緩衝器還包括鎖存控制端，能夠接收用於使能或禁用所迷第一緩沖器的鎖存控制信號。20.如權利要求16所述的1/0接口電路，其中所述第一緩衝器還包括連接在所述第一緩衝器的數據輸入端和輸出端之間的互補電晶體對。21.如權利要求20所述的1/0接口電路，其中所述第一緩沖器是三態緩沖器。22.如權利要求16所述的I/0接口電路，還包括第二傳輸輸入端，用於接收要通過所述傳輸介質傳輸的第二傳輸信號；第二接口端，能夠連接到所述傳輸介質；連接到所述第二接口端的第二接收輸出端，用於輸出從所述傳輸介質接收的第二接收信號；第二緩衝器，具有連接到所述第二接口端的輸出端和數據輸入端；以及第二模式開關，具有(i)兩個分別連接到所述第二傳輸輸入端和所述第二接收輸出端的輸入端，(ii)連接到所述第二緩衝器的數據輸入端的輸出端，以及(iii)模式選擇端，能夠接收模式選擇信號，該模式選擇信號用於將第二模式開關配置為把通過所述傳輸介質進行傳輸的第二傳輸信號或者從傳輸介質接收的第二接收信號傳送到所述第二緩衝器。23.如權利要求22所述的I/O接口電路，其中所述傳輸介質適用於傳輸差分信號，並且其中所述第一和第二接收信號以及所述第一和第二傳輸信號分別形成差分接收信號和差分傳輸信號。全文摘要本發明提供了一種在DAA中的系統側電路和線路側電路之間的單一數字通信連結，能夠向線路側電路傳輸數據信號和相當數量的功率。本發明包括系統側接口電路、線路側接口電路和包括變壓器的隔離屏障。每個接口電路能夠連接到一個上行通信電路(線路側或者系統側)，其可以從所述上行通信電路接收要跨越隔離屏障向另一個接口電路傳輸的數據信號，並且可以向所述上行通信電路傳送跨越隔離屏障從另一個接口電路接收的數據信號。線路側接口電路還可以包括整流器和存儲裝置。文檔編號H04L12/28GK101375555SQ200680030274公開日2009年2月25日申請日期2006年6月16日優先權日2005年6月23日發明者B·A·巴克,J·D·尤德爾,J·G·蘭希金,P·吉斯申請人:艾格瑞系統有限公司