基於分數間隔與迭代算法的單載波信號時域均衡方法與流程

2023-06-09 04:44:17 4

本發明屬於通信技術領域，特別涉及一種單載波時域均衡方法，具體涉及一種基於分數間隔的單載波時域均衡方法，可適用於短波通信系統領域。

背景技術：

自第二次世界大戰中，短波通信得到了高度發展，至今還在廣播、艦船通信、航空通信及各類戰術通信中廣泛使用。短波通信是指利用波長為100～10m(頻率為3～30mhz)的電磁波進行的無線電通信。短波通信是無線通信的基本方式之一，它依賴電離層的反射、折射來傳輸信息，其通信媒介—電離層是迄今無法徹底摧毀的。近年來數位訊號處理理論的日益成熟，高速數據處理器的不斷更新，使人們有理由進一步挖掘短波通信的潛力。短波信道是一種在時域、頻域、空域上都有變化的色散的信道，這種信道的不穩定性使短波具有頻帶窄、容量小、速率低、相互幹擾嚴重的特點。它具有三個特點：(1)對信號的衰落隨時間而變化；(2)傳輸的時延隨時間隨機變化；(3)多徑傳播。這使得在帶寬受限的信道中會產生碼間串擾isi，這種幹擾還表現為在時域導致信號產生瑞利衰落，在頻域產生頻率彌散和頻率選擇性衰落。均衡技術就是為了消除上述信道特點造成的isi從而改善接收機性能的一種關鍵技術。

根據使用均衡技術使用的通信系統載波分類的不同，均衡技術可分為單載波均衡和多載波均衡。由於短波信道信號畸變嚴重、頻段擁擠，短波通信較多使用窄帶通信，一般使單載波系統。

均衡器的實現原理是在基帶系統中插入一種可調或不可調的濾波器，通過補償整個系統的幅頻和相頻特性使得包含該均衡器在內的整個系統特性滿足無碼間串擾的要求，其本質是時變傳輸信道的反向濾波。根據均衡的具體算法實現的不同，均衡可分為時域均衡、頻域均衡。頻域均衡往往需要分別校正幅頻特性和群時延特性，且對群時延失真的補償能力較弱，尤其對非最小相位衰落通常無能為力，因而在數字傳輸系統中一般不採用頻域均衡，而採用時域均衡。所謂時域均衡，就是從時域的衝激響應考慮，使整個系統的衝激響應滿足無碼間串擾條件。

均衡技術按照是否採用迭代算法可分為迭代均衡與非迭代均衡。非迭代均衡僅通過一次均衡就得到輸出結果，而迭代均衡在輸出結果有誤時通過迭代法多次更新輸出軟信息來更新輸出結果。

現有的迭代均衡算法是基於符號間隔的，其原理為接收端對接收信號進行符號間隔採樣操作得到數據塊，隨後利用迭代法不斷更新數據塊中的信息並判斷迭代是否終止。例如，申請公布號為cn105897628a、名稱為「單載波均衡器及包含該單載波均衡器的接收機系統」的發明申請，公開了一種符號間隔迭代均衡方法，為對接收濾波器的輸出信號進行符號間隔採樣得到採樣信號，利用迭代更新器對採樣信號進行初次迭代後將迭代器的輸出信號送回至迭代更新器，並利用信號判決器判斷是否結束迭代，如此往復直至迭代更新器輸出信號滿足迭代終止條件。該方法能夠在一定程度上提高通信系統接收端的誤碼率性能。但是在大多數實際系統中，由於滾降原因產生額外的帶寬，以符號速率進行採樣一般會產生頻譜混疊，這些混疊的頻譜可能會產生零點或者接近零點的頻譜，如果符號間隔均衡器補償這些零點將會放大該頻率處的噪聲，從而引起均衡性能下降，此外符號間隔均衡器的性能對定時相位誤差非常敏感，導致接收端誤碼率性能差。

技術實現要素：

本發明的目的在於克服上述現有技術存在的不足，提出了一種基於分數間隔與迭代算法的單載波時域均衡方法，用於解決現有單載波時域均衡方法中存在的誤碼率性能差的技術問題。

為實現上述目的，本發明採取的技術方案包括如下步驟：

(1)接收端對接收濾波器的輸出信號以m倍符號速率進行採樣，並對採樣結果進行分塊，得到多個數據塊y＝[y0,...ym,...ym×n-1]，其中ym表示數據塊中第m個採樣點，n表示每個數據塊包含的符號長度，且n＝nt+nd，nd表示每個數據塊包含的未知數據部分的符號長度，且nd＞0，nt表示每個數據塊包含的訓練序列部分的符號長度，且nt＞0；

(2)接收端對數據塊y進行分解，並利用分解結果對不同信道響應進行估計：接收端將數據塊y分解為偶信號和奇信號並利用偶信號y0中的訓練序列對偶序列所在信道響應進行估計，得到偶序列信道響應同時利用奇信號y1中的訓練序列對奇序列所在信道響應進行估計，得到奇序列信道響應h1＝(h01,...hm1,...hr1)，其中r為信道響應的長度；

(3)接收端利用偶序列信道響應h0對偶信號y0進行mmse均衡，得到偶序列軟信息s0＝[s00,…,s0m,…,s0n-1]，同時利用奇序列道響應h1對奇信號y1進行mmse均衡操作，得到奇信號軟信息s1＝[s10,…,s1m,…,s1n-1]；

(4)接收端對奇偶信號軟信息分別進行拼接：接收端對偶信號軟信息s0進行拼接，得到偶序列解碼塊軟信息i0(i00，...i0m，...i0l)，同時對奇信號軟信息s1進行拼接，得到奇信號解碼塊軟信息i1(i10，...i1m，...i1l)，其中l為解碼塊的長度；

(5)設置迭代次數k，並初始化k＝0；

(6)接收端將奇序列解碼塊軟信息i0與偶序列解碼塊軟信息i1合併，得到合併軟信息i(i0，...im，...il)；

(7)利用迭代算法，對奇偶序列解碼塊軟信息分別進行更新，得到更新後的偶序列解碼塊軟信息i0和奇序列解碼塊軟信息i1，實現步驟為：

(7a)解碼器對合併軟信息i進行解碼，得到軟信息形式的解碼結果i'與校驗和，並判斷迭代次數k是否超出預先設置的上限，若是，執行步驟(8)，否則，判斷校驗和是否為0，若是，執行步驟(8)，否則執行步驟(7b)；

(7b)更新奇偶序列解碼塊軟信息：接收端利用步驟(2)得到的偶序列信道響應h0和步驟(6)得到的解碼結果i'對步驟(2)中的偶信號y0進行sic均衡，並將均衡結果賦予偶序列解碼塊軟信息i0，同時利用步驟(2)得到的奇序列信道響應h1和步驟(6)得到的解碼結果i'對步驟(2)中的奇信號y1進行sic均衡，並將均衡結果賦予奇序列解碼塊軟信息i1，令k＝k+1，並執行步驟(6)；

(8)輸出解碼結果，時域均衡結束。

本發明與現有技術相比，具有以下優點：

本發明使用分數間隔均衡方法對接收端濾波器輸出信號進行均衡，充分利用的分數採樣點除豐富的信道信息，在存在一定定時誤差的情況下仍然能夠利用這些信道信息更新軟信息，降低了接收端均衡器對定時相位誤差的常敏感度，同時接收端在對單載波信號進行均衡時，是通過將分數間隔均衡與迭代算法結合的方式實現的，降低了接收端由於滾降原因產生的頻譜混疊對接收機性能的影響，提高了接收機的誤碼率性能。

附圖說明

圖1是本發明的實現流程框圖；

圖2是本發明所適用通信系統接收端的信號流向圖；

圖3是本發明接收端對信號的分解原理圖；

圖4是本發明中的系統性能與相同條件下採用符號均衡的系統性能在不同的定時誤差條件下的仿真結果比較。

具體實施方式

下面結合附圖和具體實施例，對本發明作進一步詳細描述。

參照圖1，基於分數間隔與迭代算法的單載波時域均衡方法，包括如下步驟：

步驟1，接收端對接收濾波器的輸出信號以4倍符號速率進行採樣，並對採樣結果進行分塊，其中，接收端的信號流向如圖2所示。

在通信系統的接收端用匹配濾波器對信號濾波，對濾波器輸出信號以4倍符號速率進行採樣並對採樣結果進行分塊，得到多個數據塊y＝[y0,...ym,...ym×n-1]，其中ym表示數據塊中第m個採樣點，n表示每個數據塊包含的符號長度，且n＝nt+nd，nd表示每個數據塊包含的未知數據部分的符號長度，且nd＞0，nt表示每個數據塊包含的訓練序列部分的符號長度，且nt＞0。

步驟2，接收端對數據塊y進行分解，並利用分解結果對不同信道響應進行估計：

步驟2a，將數據塊y劃分為m個子序列

其中子序列的元素yksm＝y(k-1)×m+m；

步驟2b，任意選取兩個不同的子序列ysp，ysq，令偶信號y0＝ysp，奇信號y1＝ysq。

現有的迭代均衡技術是基於符號間隔採樣的均衡技術，在均衡時只利用了估算到的信噪比最大的採樣點的信息。其餘採樣點雖然信噪比較小，但仍然包含豐富的信道信息，而分數間隔均衡正是由於利用了這些信道信息而使接收端達到了更佳的誤碼率效果。接收端的採樣點定時可能不準確，接收端無法確定採樣點中信噪比比最大的位置，因此奇信號與偶信號的選取方法為隨機選取。

步驟3，接收端利用偶序列信道響應h0對偶信號y0進行mmse均衡，得到偶序列軟信息s0＝[s00,…,s0m,…,s0n-1]，同時利用奇序列道響應h0對奇信號y1進行mmse均衡操作，得到奇信號軟信息s1＝[s10,…,s1m,…,s1n-1]：

基於mmse準則最佳估計實際上是對接收序列的線性濾波，設該濾波器的長度為n，n＝n1+n2+1其濾波係數為ck,n，n＝-n1,-n1+1,…,n2，其中，n1，n2為該濾波器因果部分和非因果部分的長度。

濾波過程可表示為：

其中mmse濾波係數為：

h為n×(n+m-1)卷積形式的信道矩陣，可以表示為：

其中hr為信道的反轉形式，即

步驟4，接收端對奇偶信號軟信息分別進行拼接：

接收端對奇信號軟信息s0進行拼接，得到奇序列解碼塊軟信息i1(i10，...i1m，...i1l)，同時對偶信號軟信息s1進行拼接，得到偶信號解碼塊軟信息i0(i00，...i0m，...i0l)其中l為一個解碼塊的長度；

步驟5，設置迭代次數k，並初始化k＝0：

迭代次數k用於記錄偶序列解碼塊軟信息和奇序列解碼塊軟信息的更新次數，當迭代次數達到預先設置的上限，迭代過程將被終止。

步驟6，接收端將奇序列解碼塊軟信息i0與偶序列解碼塊軟信息i1合併，得到合併軟信息i(i0，...im，...il)；

分數間隔均衡器有兩種不同的離散時間模型：多通道模型和多速率模型。兩種模型是等價的，多速率模型說明了分數間隔均衡器的空間分集，而多信道模型則說明了時間分集。本實施例採用多通道模型，其對應的收端對信號的分解原理如圖3所示。發送端的信號可以看做經過多個信道之後分別到達接收端，隨後被多個分數間隔均衡器分別進行濾波處理得到處理後的軟信息，最後這些軟信息被接收端合併。根據多通道模型，採用實現分數間隔均衡最普遍的方式，即求兩路軟信息的均值：

im＝(i0m+im1)/2，m＝0，...l；

步驟7，利用迭代算法，對奇偶序列解碼塊軟信息分別進行更新，得到更新後的偶序列解碼塊軟信息i0和奇序列解碼塊軟信息i1，實現步驟為：

步驟7a，解碼器對合併軟信息i進行解碼，得到軟信息形式的解碼結果與校驗和，並對迭代次數k是否超出預先設置的上限進行判斷，若是，執行步驟8，否則，判斷校驗和是否為0，若是，執行步驟8，否則執行步驟7b；

本發明中的仿真採用ldpc碼。ldpc的解碼算法主要分成三類：硬判決解碼、軟判決解碼和混合解碼。硬判決解碼性能最差，軟判決解碼利用接收信號的軟信息進行迭代解碼，不僅利用了軟信息的符號信息，還利用了軟信息中表徵判決可靠性的幅度信息。由於軟信息中包含了豐富的信道信息，因此，軟判決解碼能夠充分地利用信道信息，提高解碼的性能。軟判決解碼是三類解碼算法中最為複雜的，同時，這種解碼算法對信道信息的利用率最高，解碼性能最好，因此此處採用軟解碼。

步驟7b，更新奇偶序列解碼塊軟信息：接收端利用步驟2得到的偶序列信道響應h0和步驟6得到的解碼結果i'對步驟2中的偶信號y0進行sic均衡，並將均衡結果賦予偶序列解碼塊軟信息i0，同時利用步驟2得到的奇序列信道響應h1和步驟6得到的解碼結果i'對步驟2中的奇信號y1進行sic均衡，並將均衡結果賦予奇序列解碼塊軟信息i1，令k＝k+1，並執行步驟6；

步驟8，輸出解碼結果，時域均衡結束。

以下結合仿真實驗，對本發明的技術效果作進一步說明：

1.仿真條件和內容

使用matlab作為仿真軟體，模擬通信系統的發送端、接收端和和多徑衰落信道，比較兩種不同的均衡方案的誤碼率與信噪比性能曲線。第一種方案採用現有的符號間隔迭代均衡方法，第二種方案採用本發明所述的基於分數間隔與迭代算法的單載波信號時域均衡方法。數據塊的幀結構的相關參數與多徑衰落信道的相關參數如表1所示。

表1

針對以上仿真參數設置，在不同的採樣點偏差情況下，接收端分別利用兩種方案所述的均衡方法進行誤碼率統計實驗，其結果如圖4所示。

2.仿真結果分析

參照圖4，對仿真結果作詳細分析：

圖4(a)展示了有採樣點偏差的情況下分數間隔均衡與符號間隔均衡的誤碼率性能。該結果表明在有採樣點偏差的情況下，分數間隔均衡器誤碼率性能比符號間隔均衡器提高1-2db，充分說明了該均衡器能有效抑制多徑帶來的採樣點偏差的問題，提高信號傳輸的可靠性。

圖4(b)展示了無採樣點偏差的情況下分數間隔均衡與符號間隔均衡的誤碼率性能。該結果表明在無採樣點偏差的情況下，分數間隔均衡器誤碼率性能比符號間隔均衡器提高0.5db左右，說明即便在無定時偏差的情況下，分數間隔均衡器仍然能對系統性能帶來一定的改善，提高系統傳輸的可靠性。