多載波信號頻率校正的方法和相關裝置的製作方法
2023-06-07 11:36:01
專利名稱：多載波信號頻率校正的方法和相關裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及多載波信號的頻率校正和特別用於控制OFDM接收機中本地定時振蕩器的相應裝置。
數字廣播信號地面傳輸的各種方法是公知的，具有象OFDM、QPSK和QAM這樣的調製類型。這種廣播信號的範例有DVB(數字視頻廣播)、HDTV-T(分層數位電視傳輸)和DAB(數字音頻廣播)信號。
按OFDM(正交頻分多路復用)方法，被傳輸信號包括被調製載波的多樣性。在接收機中通過快速富裡葉變換(FFT)分離這些載波。模擬信號在頻域中被變換以前必須被抽樣。為此本地振蕩器控制FFT前的定時。振蕩器缺陷(抖動、頻偏)可能降低抽樣操作的精確度，因此在FFT後引入載波間的幹擾。自動頻率控制處理(AFC)和公共相位誤差估值處理(CPEE)適用於給出對頻率誤差的估計，以校正振蕩器缺陷。
本發明的一個目的是公開一種能夠減小多載波信號的頻偏和抖動的方法。
本發明的另一目的是公開一種應用本發明方法的裝置。
AFC過程具有的優點是它能夠檢測高達載波間隔的20倍的大頻率偏移。但是它每塊僅能夠執行一次，所述塊用兩個相鄰的基準碼元分界。在大約18碼元的大處理延遲後可得到其結果。因此，它不能用於校正振蕩器的抖動。而且，它保留了可能明顯降低敏感層性能的偏移。
因為執行在大量引導單元上對噪聲的濾波，CPEE過程另一方面提供良好精確度。它可對每一碼元執行因此可檢測振蕩器抖動。在4個碼元的延遲以後可得到結果。但是，由於CPEE基於相位比較，所以它不能處理大的頻率偏移。兩個碼元之間±π的旋轉是最大理論值。
因此，按照本發明，在反饋環中結合兩種方法，其中AFC用於校正初始化時的頻率偏移，CPEE校正初始化後剩下的偏移和抖動。這使得能夠去除大部分的頻偏和本地振蕩器抖動的大部分低頻分量，而不會引入任何明顯的相位噪聲。
原則上，本發明用於多載波信號頻率校正的方法包含一個反饋控制環，在其中執行估計和/或校正載波頻率偏移的第一和第二過程，其中第一過程以大約若干載波間隔處理頻偏，第二過程以大約載波間隔的幾分之一處理頻偏。
根據一閾值在第一和第二過程之間進行有利的轉換。
有益的是，在分離多載波信號的各種載波之後，執行頻偏估計的第一和第二過程，其結果用於校正載波分離前的基帶信號。
此外，多載波信號可以是包含CAZAC序列、M序列和引導單元的OFDM信號，並且在第一過程中，探查CAZAC序列和M序列，它們分布在OFDM信號的基準碼元中，在第二過程中通過對引導單元上的相位變化取平均對頻率偏移進行估計。
反饋控制環執行下列步驟是有利的·當第一過程接通時，第二過程在整個塊期間關閉；·在下一個塊期間，它在第一過程與第二過程之間切換；·在塊的末端第二過程被重新初始化；·在重新初始化之後第二過程接通而第一過程關閉。
原則上本發明用於多載波信號頻率校正的裝置的要點在於反饋控制環包含第一和第二單元，用於對載波頻率偏移進行估計和/或校正，其中第一單元以大約幾個載波間隔處理頻率偏移，第二單元以大約載波間隔的幾分之一處理頻率偏移。
有益的是反饋控制環還包含一個用於調製多載波信號的乘法器；一個用於分離多載波信號的各個載波的快速富裡葉變換單元，藉此將被分離載波的信號提供給用於對載波頻率偏移進行估計和/或校正的第一和第二單元；第一和第二單元的輸出饋送給本地振蕩器，本地振蕩器的輸出信號饋送給乘法器。
參照附圖來描述本發明的優選實施例，其中
圖1a是本發明過程的時間圖，圖1b是本發明過程的狀態轉移圖；圖2是本發明反饋環的方框圖；圖3是已作重新初始化和未作重新初始化的CPEE的收斂；圖4是具有不同頻偏的CPEE的結果；圖5是對於不同Kf2值的頻率抖動衰減；圖6是按照本發明的接收機的方框圖。
在圖1a和1b中分別示出了該處理的時間圖和轉移圖。在圖1a中，每個塊B1，B2，B3，…包含25個碼元。僅在大約18個碼元的大延遲以後可得到AFC結果並沒辦法預測它。因此，在接通AFC之前必須等待下一塊B2並在該塊期間關斷CPEE(圖中用CPEEo加以標記)。這產生接通AFC的一個塊的延遲。在這個塊的結尾，最好重新初始化CPEE(圖中用CPEEini標記)，以依賴從開始起的相關值並避免收斂時間。對於後面的塊B3，B4執行CPEE校正。
在圖1b中示出了APC與CPEE之間的狀態轉移。該處理初始處在狀態1，執行AFC。在初始化之後，必須接通CPEE，AFC必須關斷，如狀態2所標記的。然後將AFC結果與閾值αfs比較。不管它是小於還是大於CPEE的有效極限，該處理保持在狀態2或返回狀態1，執行下一塊的AFC處理。
圖2示出按照本發明的反饋環結構的原理方框圖。數字數據被饋送到快速富裡葉變換單元FFT，它分離不同的載波。FFT的輸出饋送到AFC和CPEE處理單元。對於AFC處理，對以OFDM信號的基準碼元分布的所謂CAZAC序列和M序列進行探查。在CPEE處理時，通過對引導單元上的相位變化進行平均來估計頻偏。在單元COMP中將AFC結果與閾值αfs比較，產生0或1值。所得值在D1B中被延遲一個塊，並在M2中，如果存在基準碼元則與Symbref＝1相乘，如果不存在基準碼元則與Symbref＝0相乘。M2的乘法結果用於兩個目的。一是將它饋送到另一個乘法單元M1，在其中將它與原始AFC結果相乘。M1的結果則在單元Kfl中變換比例並饋送到加法器A1。其次是在D7S中將乘法結果延遲7個碼元再饋送到CPEE單元初始化。然後在轉換器CONV中將CPEE的結果(相位誤差估值)變換為等效頻率偏移。變換後的結果饋送到乘法器M3，在其中將它與比較器COMP在D7S中延遲了7個碼元的結果相乘。M3的結果在Kf2中進行變比然後也饋送到加法器A1。乘法器M1和M3與加法器A一起表明一種切換功能，根據COMP中的比較結果，或者通過AFC處理的結果，或者通過CPEE處理的結果。在一IIR濾波器環路的終端將A1的結果進行濾波，IIR濾波器由一個延遲器D1S、放大器KI和加法器A2構成以保持先前的校正值。將已校正的信號饋送到FFT前的數字控制振蕩器DCO，用於調製由調製器新輸入的抽樣數據。
圖3示出用於下述模擬的參數的已重新初始化和未重新初始化的CPEE的收斂。重新初始化發生在第26個碼元S26。如可看到的，若未被重新初始化(虛線)該算法需要大約4和5塊的若干塊達到收斂。這大致上對應於30與40毫秒之間的持續時間。如果採用了重新初始化(實線)，這一時間延遲是不需要的。
特別合適的參數值將定義如下，並已通過模擬得到確定。
在這些模擬中，AFC可總是以一個步驟校正粗偏移，因此不需要連續接通若干次。然而，可能存在一個AFC校正步驟不夠的情況。在這種情況下，可定義第二結構使AFC能夠保持在接通狀態。
CPEE的理論極限對應於碼元長度期間π的載波旋轉。在具有1/4保護間隔的2K OFDM的情況下，它對應於1562.5Hz的極限。由於噪聲的存在，實際情況下有效的區域小於該極限值。已實現用來估算它的模擬。
諸模擬的參數·2K OFDM，保護間隔1/4；·萊斯頻道(k＝10，SNR＝23.5dB)和雷利頻道(SNR＝8.5dB)；·公共相位噪聲；·恆定頻率偏移。
圖4中示出這兩個頻道中的結果。對於1300Hz(實線)的頻率偏移，公共相位估值總是相關的，可反饋給DCO。估值的小變化歸因於相位噪聲和加性高斯噪聲。對於1500Hz(虛線)，由於鄰近理論極限，該算法不能在正與負頻率偏移之間進行辨別。根據該結果，對應於800Hz左右的α＝0.2的值是一合理閾值。
AFC所呈現的優點在於在下一基準碼元通過FFT之前已完成其校正。這意味著能夠以一個步驟校正偏移而不具有任何不穩定的危險。可利用係數Kf1＝1確保校正的快速性。
當校正出現4個碼元的延遲時，太大係數Kf2的選擇可能引起系統的不穩定。這由下列理論計算得到證明在時間k，假設x(k)為DCO的頻偏，c(k)為校正，y(k)為已校正的頻率，y~(k)為y(k)的估值(從CPEE)將y~(k-4)反饋到DCO，可得出下列方程c(k)＝K1*c(k-1)-Kf2*y~(k-4)y(k)＝x(k)+c(k)由此產生y(k)-x(k)＝K1*y(k-1)-K1*x(k-1)-Kf2*y~(k-4)如果假定對CPEE的理想估計，得到下列4階IIR濾波器方程y(k)-x(k)＝K1*y(k-1)-K1*x(k-1)-Kf2*y(k-4)下面是IIR濾波器的拉普拉斯變換方程H(Z)=1-K1Z-11-K1Z-1+Kf2z-4]]>如果每一零點的幅度小於1，該系統是穩定的。當K1趨近於1時，它對應於Kf2≈0.44的極限值。所選擇的值Kf2應小於該極限值以提供一衰減因子。
反饋環取決於基於受噪聲影響的信號的頻偏估計，因此引入加性相位噪聲。低值的Kf2能減小該相位噪聲的功率，但是將會使校正限制於頻率抖動的很低頻率。必須找到這兩種現象之間的一種折衷方案。
該折衷方案可用對具有不同值Kf2和不同抖動的系統的響應的模擬來得到。所用的抖動包含兩個頻率fm1和fm2。可寫出頻偏Δf(t)如下Δf(t)＝h1×cos(2πfm1t)+h2×cos(2πfm2t)採用下列數值集合(單位為Hz)
·fm1＝1，h1＝48，fm2＝4，h2＝16·fm1＝10，h1＝48，fm2＝40，h2＝16·fm1＝20，h1＝48，fm2＝80，h2＝16諸模擬的參數·2K OFDM，保護間隔1/4；·萊斯頻道(k＝10，SNR＝23.5dB)和雷利頻道(SNR＝8.5dB)。
圖5示出了與未經校正狀態(粗實線)相比的典型結果。按照前述說明，太大值的Kf2產生不穩定性並不能保證系統的收斂。該模擬給出一0.4左右的極限值(虛線)。對於諸如0.25的較小值(細實線)，不存在穩定性的問題。環路引入的相位噪聲即使對於大值的Kf2也不會帶來結果的較大衰減。例如，對於Kf2＝0.3，兩種情況下相應衰減均小於0.05dB。這些模擬還表明除去了高達30Hz的頻率。因此，合適值是Kf2＝0.3，它對應於無任何不穩定性危險的最大可能值之一。
必須為係數K1選擇一個非常接近1的數值。模擬中已用0.99995來實現，該數值給出良好結果。
圖6示出了按照本發明的一種可能的OFDM接收機的方框圖。為了更加清楚起見省去了前端FE和源解碼部分。在低通濾波之後，基帶信號BB藉助於模數變換器AD被轉換，並在由複數乘法器M調製後饋送到FFT單元。為了避免不正確抽樣相位引起的OFDM載波的載波間幹擾，用AFC和CPEE單元建立反饋環，數字控制振蕩器DCO將基帶信號(或一般的下變頻信號)的頻率位置校正為相應於抽樣率的值。FFT過程本身由一個特定脈衝開始，該特定脈衝由單元NSD從OFDM傳輸幀的零碼元導出。通過估算特定同步碼元執行FFT的精確定位。FFT窗的設定、其位置和時基的控制由單元FFTPAR執行。為進行頻道估值，在單元CEST中將一個已知基準碼元集與收到的基準碼元相比較。估計的值用於提供給信號處理路徑中的頻道校正單元CCORR，其一般包括信號路徑中的四個乘法器，用於校正每個載波的幅度和相位。最後將結果順序饋送給去交錯單元DEINT、軟碼元去映像器DEMAP和維特比解碼器VITDEC，維特比解碼器VITDEC還被提供有SNR中確定的SNR估值的結果。
本發明可應用於傳輸，尤其是例如數位電視、數字音頻或其它數字數據信號的地面傳輸。
權利要求
1.一種對多載波信號進行頻率校正的方法，其特徵在於在一反饋控制環中執行對載波頻率偏移估值和/或校正的第一(AFC)和第二(CPEE)過程，其中第一過程(AFC)以大約幾個載波間隔處理頻率偏移，第二過程(CPEE)以大約載波間隔的幾分之一處理頻率偏移。
2.如權利要求1所述的方法，其特徵在於根據閾值(αfs)在第一(AFC)和第二(CPEE)過程之間進行切換。
3.如權利要求1或2所述的方法，其特徵在於在分離多載波信號的各個載波之後執行第一(AFC)和第二(CPEE)過程，結果用於校正載波分離前的基帶信號。
4.如權利要求1至3中任一項所述的方法，其特徵在於反饋控制環執行下列步驟·當第一過程(AFC)接通時，第二過程(CPEE)在整個塊(B1)期間關閉；·在下一個塊(B2)期間，它在第一過程(AFC)與第二過程(CPEE)之間切換；·在塊(B2)的末端第二過程(CPEE)被重新初始化；·在重新初始化之後第二過程(CPEE)接通而第一過程(AFC)關閉。
5.如權利要求1至4中任一項所述的方法，其特徵在於多載波信號是包含CAZAC序列、M序列和引導單元的OFDM信號，並且在第一過程(AFC)中，探查CAZAC序列和M序列，它們分布在OFDM信號的基準碼元中，在第二過程(CPEE)中通過對引導單元上的相位變化取平均對頻率偏移進行估計。
6.一種對多載波信號進行頻率校正的裝置，其特徵在於反饋控制環包含第一(AFC)和第二(CPEE)單元，用於對載波頻率偏移進行估計和/或校正，第一單元(AFC)以大約幾個載波間隔處理頻率偏移，第二單元(CPEE)以大約載波間隔的幾分之一處理頻率偏移。
7.如權利要求6所述的裝置，其特徵在於反饋控制環還包含·用於調製多載波信號的乘法器(M)；·分離多載波信號的各種載波的快速富裡葉變換單元(FFT)，藉此將被分離載波的信號提供給用於對載波頻率偏移進行估計和/或校正的第一(AFC)和第二(CPEE)單元；·本地振蕩器(DCO)，其輸出取決於所述第一(AFC)和第二(CPEE)單元的結果，並饋送給乘法器(M)。
全文摘要
多載波信號頻率校正的方法和相關裝置。數字廣播信號地面傳輸的各種方法是公知的。其一是OFDM方法,其中被傳輸信號包括被調製載波的多樣性。在接收機中通過FFT分離這些載波。在頻域中由FFT進行變換以前模擬信號必須被抽樣。為此本地振蕩器控制FFT前的定時。抖動和頻偏一類的振蕩器缺陷可能降低抽樣操作的精確度因而在FFT後引起載波間的幹擾。為在不引入明顯相位噪聲的情況下校正頻偏並減小信號抖動,設計出一種結合AFC和CPEE處理的反饋環。
文檔編號H04J11/00GK1171666SQ9711397
公開日1998年1月28日 申請日期1997年6月27日 優先權日1996年7月5日
發明者奧託·克蘭克, 多米尼克·馬德琳 申請人:德國湯姆遜-布朗特公司