模擬乘法電路、可變增益放大器、檢波電路和物理量傳感器的製造方法

2023-09-24 02:00:35

模擬乘法電路、可變增益放大器、檢波電路和物理量傳感器的製造方法
【專利摘要】本發明中即使構成吉爾伯特乘法核心的雙極電晶體的特性變差，運算精度也不會變差。由具備吉爾伯特乘法核心（101）和其線性化電路（102）的模擬乘法部（100A）和修正電流生成電路（3）構成。該修正電流生成電路（3）利用恆流源（301）使具有與構成吉爾伯特乘法核心（101）的雙極電晶體（Q1～Q4）相同的電流放大率α的第一複製電晶體即雙極電晶體（Q7）的發射極流過作為偏置電流的定電流I0，在其集電極側生成α·I0的電流。將該電流經由MOS電晶體（305～308）作為修正電流即電流α·I0輸出，並對吉爾伯特乘法核心（101）的一方的輸入信號±K1·Vy分別進行加算，將作為該偏置電流成分的定電流I0修正為電流α·I0，由此，消除乘法結果即輸出信號中的電流放大率α的影響。
【專利說明】模擬乘法電路、可變增益放大器、檢波電路和物理量傳感器
【技術領域】
[0001]本發明涉及使用吉爾伯特乘法核心(Gilbert multiplier core)等乘法核心的模擬乘法電路、應用了該模擬乘法電路的檢波電路和可變增益放大器、使用該檢波電路的振動型角速度傳感器等物理量傳感器。
【背景技術】
[0002]在以振動型角速度傳感器為代表的物理量傳感器中，為了對該傳感器元件的輸出信號進行檢波並提取信號成分，一般需要檢波電路。作為這種檢波電路，已知使用作為模擬乘法電路的吉爾伯特乘法器的檢波電路(例如，專利文獻I )。
[0003]吉爾伯特乘法器(吉爾伯特乘法核心)一般具備由四個雙極電晶體形成的雙差動電路，輸出與兩個輸入信號的積成比例的信號。在使用雙極電晶體的吉爾伯特乘法器中，存在由於雙極電晶體的指數特性而產生的非線性的問題。因此，還已知設有進行用於抑制吉爾伯特乘法核心中的非線性成分並將其線性化的前處理的電路的模擬乘法電路(例如，非專利文獻I)。
[0004]用圖9對使用這種現有的吉爾伯特乘法核心的模擬乘法電路的一個例子進行說明。該模擬乘法電路100由吉爾伯特乘法核心101和線性化電路102構成。
[0005]吉爾伯特乘法核心101具備由四個雙極電晶體形成的雙差動電路，該四個雙極電晶體包括一對雙極電晶體Q1、Q2和一對雙極電晶體Q3、Q4。吉爾伯特乘法核心101從由分別作為集電極共用連接點的Te、Tf構成的輸出端子對，輸出與輸入第一輸入端子對的第一輸入信號和輸入第二輸入端子 對的第二輸入信號的積成比例的差動電流的輸出信號，該第一輸入端子對由分別作為上述電晶體對的發射極共用連接點的Ta、Tb構成，該第二輸入端子對由分別作為基極共用連接點的Tc、Td構成。
[0006]線性化電路102是I — V轉換電路，其根據反雙曲函數(tanh — 1)進行用於抑制由於構成吉爾伯特乘法核心101的雙極電晶體Ql~Q4的指數特性而產生的非線性成分並將其線性化的前處理。線性化電路102，在吉爾伯特乘法核心101的第二輸入端子對Tc、Td的各端子和負電源(-V)之間，將作為分別與二極體連接的(即基極和集電極直接連接)線性化電晶體的一對雙極電晶體Q5、Q6相對於電流流動的方向為正方向地連接而構成。
[0007]在利用該模擬乘法電路100得到均為電壓信號的兩個輸入信號Vy和Vx的積時，輸入信號Vy通過V — I轉換電路110以轉換係數Kl被轉換成由正負電流信號(+Kl -Vy)和(一 Kl *Vy)構成的差動電流。該差動電流中，利用恆流源2a、2b分別向其成分中添加偏置電流Itl,形成包含偏置電流的差動電流(1iKl *Vy)，該差動電流被輸入吉爾伯特乘法核心101的第二輸入端子對Tc、Td。此時，差動電流(Ic^Kl ? Vy)利用線性化電路102轉換成用下式表示的差動電壓信號Vi並輸入至吉爾伯特乘法核心101。Vt為所謂的熱電壓。
[0008]Vi = 2 ? Vt ? tanh — 1 (Kl ? Vy / 10)
[0009]另一方面，輸入信號Vx利用V -1轉換電路120以轉換係數K2轉換成由正負電流信號(+ K2 ? Vx)和(一 K2 ? Vx)構成的差動電流。該差動電流中，分別利用恆流源2c、2d向其成分中添加偏置電流Ib，形成包含偏置電流的差動電流(lb±K2 ? Vx)，並輸入至吉爾伯特乘法核心101的第一輸入端子對Ta、Tb。
[0010]由此，作為乘法結果從吉爾伯特乘法核心101的輸出端子對Te、Tf輸出差動電流14 (對應的正負電流)。1- V轉換電路150將該差動電流14以轉換係數K5轉換成電壓並輸出用下式表不的輸出電壓Vout。
[0011]Vout = 2 ? Kl ? K2 ? K5 ? (Vx ? Vy / 10)
[0012]上式右邊的係數「2」是與通過對正負成分的各自進行轉換而電壓成為兩倍相對應的因素。如果將該因素「2」和轉換係數Kl、K2、K5歸集為K，則上式改寫為下式。另外，由於偏置電流Ib被消除，因此在最終的Vout式中沒有表示。
[0013] Vout = K ? (Vx ? Vy / 10)
[0014]10為恆流源產生的偏置電流，因此，輸出電壓Vout與兩個輸入信號的積Vx -Vy成比例。如果設定為K / Itl = 1，則Vout = Vx ? Vy0這樣，能夠得到兩個輸入信號的積。
[0015]現有技術文獻
[0016]專利文獻
[0017]專利文獻1:(日本)特開2005 — 191840號公報
[0018]非專利文獻
[0019]非專利文獻I ANALYSIS AND DESIGN OF ANALOG INTEGRATED CIRCUIT (2ndEdition)Paul R.Gray/Robert G.Meyer, John Wiley and Sons, Inc.1984 (p.596 — 600)

【發明內容】

[0020]發明要解決的技術問題
[0021 ] 這種模擬乘法電路的乘法結果受到構成吉爾伯特乘法核心的雙極電晶體的電流放大率a (a =集電極電流I。/發射極電流IE)的影響，根據a (a <1)而降低，成為Vout = K ? (Vx ? Vy / 10) ? a。
[0022]但是,通常在這種乘法電路中使用性能佳的雙極結型電晶體(bipolar junctiontransistor)。這種電晶體中，由於只有少量的基極電流損失，因此，a = Ic / Ie極其接近I。另外，a的值不因製造工藝或環境溫度而變動，因此可以看做為一定的係數。因此，在該情況下，乘法結果中的a的影響幾乎不成為問題。
[0023]但是，根據用途不同，由於信號處理的帶域或噪聲特性等原因，或要在與周邊電路的CMOS元件共用的基板上同時製作的情況下等，有時使用特性比較差的橫向PNP電晶體或利用標準的CMOS工藝製作的橫向雙極電晶體。
[0024]圖10中，用示意性的截面圖表示利用這種CMOS工藝製作的橫向雙極電晶體的一個例子。
[0025]該橫向雙極電晶體5形成於p型半導體基板50的表面。在p型半導體基板50的表面側形成有n井51，且在該n井51的表面附近形成有富n部52和兩個部位的富p部53、54。在該富n部52形成有基極B，在一個富p部53形成有發射極E，在另一個富p部54形成橫向集電極(正規的(標準的)集電極)C的各電極，由此，構成PNP型橫向雙極電晶體5。但是，在該元件構造中，P型半導體基板50本身成為寄生集電極，作為電晶體5的縱向集電極C'發揮作用。[0026]因此，用電路符號圖表示該橫向雙極電晶體5，如圖11所示，在縱向集電極C'中流過不需要的電流(寄生集電極電流)Ic'。電流Ic'的量或電流IJ與流過橫向集電極C的集電極電流Ic的比率，根據CMOS工藝和環境溫度等而變動，因此電流放大率a = Ic /Ie也發生變動。在n型半導體基板上形成NPN型橫向雙極電晶體的情況也一樣。
[0027]S卩，利用這種CMOS工藝而製作的橫向雙極電晶體，電流放大特性不充分，即，電流放大率a從I開始的降低量變大，因此，製造誤差在電流放大率a的絕對值中所佔的比例變大，電流放大率a容易因製造誤差的影響而變動。另外，電流放大率a也會隨著溫度進行變動。這些變動難以控制
[0028]因此，在使用這種橫向雙極電晶體作為構成如上所述的模擬乘法電路的吉爾伯特乘法核心的雙極電晶體的情況下，電流放大率a的乘法係數不可預測地進行變動，其結果是，存在運算精度變差的問題。
[0029]在使用一般的雙極結型電晶體的情況下，若電流放大特性不充分(特性不太明顯)，則電流放大率a也依賴於溫度等進行變動，從而產生同樣的問題。
[0030]在使用這種模擬乘法電路作為檢波電路的情況下，檢波精度降低，且在使用該檢波電路的振動型角速度傳感器等物理量傳感器中，角速度等物理量的檢測精度降低。
[0031]另外，該問題不限於乘法核心為吉爾伯特乘法核心的情況，在使用由發射極結合的一對雙極電晶體構成的差動電晶體對構成的乘法核心的模擬乘法電路中，也產生同樣的問題。在將使用電路作為可變增益放大器的情況下，會產生引起不希望的增益變動等問題。
[0032]本發明是為了解決上述問題而完成的，其目的在於，提供一種模擬乘法電路，即使在使用利用CMOS工藝製作的橫向雙極電晶體或特性不是很充分的雙極結型電晶體等作為構成乘法核心的雙極電晶體的情況下，該乘法核心的模擬乘法電路的運算精度也不會變差。
[0033]另外，目的還在於，使得使用具備乘法核心的模擬乘法電路的檢波電路的檢波精度和使用該檢波電路的物理量傳感器的檢測精度均不會降低，或者使用模擬乘法電路的可變增益放大器的放大精度不會降低。
[0034]用於解決技術問題的方案
[0035]為了實現上述目的，本發明提供一種模擬乘法電路，其特徵在於，具備:乘法核心，其至少具有一個由發射極結合的一對雙極電晶體構成的差動電晶體對，將該差動電晶體對結合的發射極作為第一輸入端子，將上述差動電晶體對的兩個基極作為第二輸入端子對，將上述差動電晶體對的兩個集電極作為輸出端子對；線性化電路，其具有由在所述第二輸入端子對分別連接有發射極的一對雙極電晶體構成的線性化電晶體對，將該線性化電晶體對的各基極和各集電極分別與規定的電源連接；和修正電流生成電路，其將與所述差動電晶體對的各雙極電晶體的電流放大率相應的修正電流加在所述第二輸入端子對上。
[0036]上述修正電流生成電路也可以具有作為上述差動電晶體對的各雙極電晶體的複製(replica,複製)的第一複製電晶體，基於通過向上述第一複製電晶體的發射極流過規定的偏置電流而從所述第一複製電晶體的集電極得到的電流，生成上述修正電流。
[0037]所述修正電流生成電路還可以具有作為上述線性化電晶體對的各雙極電晶體的複製的第二複製電晶體，該第二複製電晶體的發射極與所述第一複製電晶體的基極連接，上述第二複製電晶體的集電極和基極分別與規定的電源連接。[0038]上述乘法核心也可以具有兩個上述差動電晶體對，將該兩個差動電晶體對各自結合的發射極作為第一輸入端子對，在兩個差動電晶體對相互間使兩個基極彼此相互結合作為上述第二輸入端子對，在兩個上述差動電晶體對相互間使兩個集電極彼此相互結合作為上述輸出端子對。
[0039]所述修正電流生成電路也可以具備:複製乘法部，其為上述乘法核心和上述線性化電路的複製，具有作為上述第一輸入端子、上述第二輸入端子和上述輸出端子各自的複製的第一複製輸入端子、第二複製輸入端子和複製輸出端子；比較電路，其將與來自上述複製輸出端子的輸出相應的嘗試輸出信號與期待信號進行比較，輸出比較結果信號；上述設定電路，其對上述第一複製輸入端子和上述第二複製輸入端子分別輸入與規定的預備輸入值相應的信號，且將與表示該輸入值的積的規定的期待值相應的上述期待信號輸入至上述比較電路；和修正電流輸出電路，其生成上述修正電流和作為該修正電流的複製加在上述第二複製輸入端子對上的複製修正電流，上述修正電流輸出電路，根據上述比較結果信號增減上述修正電流和上述複製修正電流，以使上述嘗試輸出信號與上述期待信號相等。
[0040]本發明提供一種可變增益放大器，其特徵在於，具備上述乘法核心具有一個上述差動電晶體對的上述任一模擬乘法電路，向上述第一輸入端子輸入直流控制信號，向上述第二輸入端子輸入輸入信號，基於上述輸出端子的輸出信號得到可變信號。
[0041]本發明提供一種檢波電路，其特徵在於，具備上述乘法核心具有兩個上述差動電晶體對的上述任一模擬乘法電路，向上述第一輸入端子和上述第二輸入端子的任一方輸入振幅一定的交變信號，向另一方輸入被檢波信號，基於上述輸出端子的輸出信號得到檢波信號。
[0042]本發明提供一種物理量傳感器，其具有:將從外部施加的物理量轉換成電信號的振動器、輸出參照信號的參照信號生成電路、基於該參照信號使上述振動器振蕩的振蕩電路和基於來自該振蕩電路的振蕩信號對來自上述振動器的輸出信號進行檢波的檢波電路。
[0043]而且，該檢波電路為本發明的上述檢波電路，上述交變信號為上述振蕩信號，上述被檢波信號為來自上述振動器`的輸出信號。
[0044]在該物理量傳感器中，上述修正電流生成電路也可以基於上述參照信號生成上述修正電流。
[0045]發明效果
[0046]在構成乘法核心的雙極電晶體的電流放大率(a )不可預測地變動的情況下，由該乘法核心將兩個輸入信號Vx和Vy相乘後的輸出電壓Vout為Vout = K ? (Vx ? Vy /I。)? a。本發明的模擬乘法電路利用修正電流生成電路生成根據a而增加的修正電流，將該修正電流加在乘法核心的一個輸入信號中，由此將乘法核心的一個輸入信號的偏置電流成分(Itl)修正為乘以電流放大率(a )的電流(a 10)o由此，利用乘法核心將兩個輸入信號Vx和Vy相乘後的輸出電壓Vout為Vout = K ? (Vx ? Vy / ( a ? I。))? a。
[0047]因此，分母和分子的a相抵，成為Vout = K ? (Vx ? Vy / Itl),作為乘法結果的輸出電壓Vout不會受到電流放大率a的影響，總是能夠高精度地進行乘法運算。
[0048]本發明的檢波電路使用本發明的模擬乘法電路，通過將交變信號和對象信號作為兩個輸入信號的模擬乘法運算進行檢波，因此，總是能夠進行高精度的檢波。本發明的可變增益放大器使用本發明的模擬乘法電路，基於控制信號和輸入信號的模擬乘法運算的輸出信號得到可變信號，因此，總是能夠高精度地進行可變放大(增幅)。
[0049]本發明的物理量傳感器使用本發明的上述檢波電路，將與通過振動器(振子)實現的從外部施加的物理量相應的輸出信號作為對象信號，將使振動器振動的振蕩信號作為上述交變信號，對上述對象信號進行檢波而檢測物理量，因此，總是能夠高精度地檢測物理量。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0050]圖1是表示本發明的模擬乘法電路和檢波電路的一實施方式的電路圖。
[0051]圖2是表示本發明的物理量傳感器的一實施方式的整體結構的框圖。
[0052]圖3是表示圖2所示的物理量傳感器的檢波電路的結構例的電路圖。
[0053]圖4是表示圖3中的修正電流生成電路的結構例的電路圖。
[0054]圖5是表示圖3中的第一、第二 V -1轉換電路的結構例的電路圖。
[0055]圖6是表示本發明的模擬乘法電路的其他例子和可變增益放大器的實施方式的電路圖。
[0056]圖7是圖1所示的模擬乘法電路的框圖。
[0057]圖8是表示本發明的模擬乘法電路的又一例的實施方式的概略框圖。
[0058]圖9是表示使用現有技術的吉爾伯特乘法核心的模擬乘法電路的一個例子的電路圖。
[0059]圖10是表示利用CMOS工藝製作的橫向雙極電晶體的一個例子的示意性截面圖。
[0060]圖11是用於說明利用CMOS工藝製作的橫向雙極電晶體的電流放大率的電路符號圖。
【具體實施方式】
[0061]下面，使用附圖的圖1?圖5對本發明的模擬乘法電路、檢波電路和物理量傳感器的各實施方式進行說明。
[0062][模擬乘法電路的實施方式:圖1]
[0063]首先，根據圖1對本發明的模擬乘法電路和檢波電路的一實施方式進行說明。另夕卜，圖1中，對與上述圖9對應的部分附加相同的符號，並省略它們重複的說明。
[0064]該圖1所示的模擬乘法電路I由模擬乘法部100A和修正電流生成電路3構成。該模擬乘法部100A的結構與利用圖9說明的現有技術的模擬乘法電路100相同，具備吉爾伯特乘法核心101和線性化電路102。構成該模擬乘法部100A的吉爾伯特乘法核心101的四個雙極電晶體Ql?Q4使用利用由圖10說明的CMOS工藝製作的橫向雙極電晶體或特性不太好的雙極結型電晶體等。
[0065]但是，期望為構成模擬乘法電路I的雙極電晶體是用相同的製造工藝製作的相同構造的元件，且為儘可能使特性一致的元件。這種元件可以通過公知的半導體設計技術即配置大量相同尺寸的電晶體元件，使用其中彼此相鄰的元件的方案來實現。由於半導體製造工藝的誤差，就電晶體元件特性的絕對值或溫度變化量而言，雖然每個晶片不同，但通過這樣考慮晶片內的幾何學上的配置，能夠使電路內使用的元件彼此的相對的特性高精度一致。[0066]吉爾伯特乘法核心101是如下這樣的乘法核心，即，具有兩組分別由發射極結合的一對雙極電晶體構成的差動電晶體對，將該兩個差動電晶體對各自各自結合的發射極作為第一輸入端子對Ta、Tb，在兩個差動電晶體對相互間使兩個基極彼此相互結合而作為第二輸入端子對Tc、Td，在兩個差動電晶體對相互間使兩個集電極彼此相互結合而作為輸出端子對Te、Tf。
[0067]線性化電路102是如下這樣的I — V轉換電路，即，該I — V轉換電路具有由在上述差動電晶體對的第二輸入端子對Tc、Td分別連接有發射極的雙極電晶體Q5、Q6構成的線性化電晶體對，將該線性化電晶體對的各基極和各集電極分別與規定的電源連接。
[0068]修正電流生成電路3是生成將與上述差動電晶體對的各雙極電晶體Ql~Q4的電流放大率a相應的修正電流加在第二輸入端子對Tc、Td上的修正電流的電路。
[0069]通過向該圖1所示的模擬乘法電路的V -1轉換電路110輸入振幅一定的交變信號即電壓信號Vy,且向V — I轉換電路120輸入振幅以與電壓信號Vy相同的頻率變化的被檢波信號即電壓信號Vx，能夠利用模擬乘法電路I構成檢波電路。
[0070]模擬乘法電路I從I 一 V轉換電路150輸出電壓信號,作為與被檢波信號即電壓信號Vx的振幅相應的檢波信號。
[0071]在此，對形成吉爾伯特乘法核心101的雙差動電路的四個雙極電晶體(以下將「雙極電晶體」簡稱為「電晶體」)Ql~Q4的連接關係具體地進行說明。
[0072]該吉爾伯特乘法核心101由第一差動電晶體對IOla和第二差動電晶體對IOlb構成，該第一差動電晶體對IOla由一對電晶體Ql、Q2構成,該第二差動電晶體對IOlb由一對電晶體Q3、Q4構成。
[0073]而且，將電晶體 Ql和Q2的發射極彼此共通連接而形成第一輸入端子對的一個輸入端子Ta，將電晶體Q3和Q4的發射極彼此共通連接而形成第一輸入端子對的另一個輸入端子Tb。將電晶體Ql和Q4的基極彼此共通連接而形成第二輸入端子對的一個輸入端子Tc，將電晶體Q2和Q3的基極彼此共通連接而形成第二輸入端子對的另一個輸入端子Td。
[0074]進而，電晶體Ql和Q3的集電極彼此共通連接而形成輸出端子對的一個輸出端子Te,電晶體Q2和Q4的集電極彼此共通連接而形成輸出端子對的另一個輸出端子Tf。
[0075]修正電流生成電路3，通過利用具有與構成吉爾伯特乘法核心101的電晶體Ql~Q4相同的電流放大率a (a = Ic / IE)的電晶體Q7和給予該電晶體Q7偏置電流的電路，生成用於將吉爾伯特乘法核心101的一方的輸入信號(輸入端子Tc、Td側的輸入信號)的偏置電流成分即定電流Itl修正為乘以上述電流放大率a後的電流a ? Itl的修正電流。
[0076]利用該修正電流生成電路3生成的修正電流對吉爾伯特乘法核心101的兩個輸入信號中的一方進行修正，由此，消除吉爾伯特乘法核心101的輸出電壓Vout中的、構成吉爾伯特乘法核心101的電晶體Ql~Q4的電流放大率a的影響。
[0077]對修正電流生成電路3進一步詳細地進行說明，電晶體Q7是具有與構成吉爾伯特乘法核心101的電晶體Ql~Q4相同的電流放大率a的雙極電晶體即第一複製電晶體。電晶體Q7的發射極通過恆流源301與正電源(+ V)連接，集電極通過恆流源302與負電源(一 V)連接。另外，在電晶體Q7的基極和負電源(一 V)之間，相對於電流流過的方向為正方向地連接有與二極體連接的電晶體Q8。
[0078]該電晶體Q8期望為與構成模擬乘法部100A的線性化電路102的電晶體Q5、Q6相同構造和特性的雙極電晶體即第二複製電晶體。對於該電晶體元件而言，也可以通過應用上述的半導體設計技術來實現。
[0079]另外，電晶體Q7的基極和電晶體Q8的發射極的連接點p通過恆流源303與正電源(+ V)連接，電晶體Q7的集電極和恆流源302的連接點q經由二極體連接的P溝道MOS電晶體(以下簡稱為「PM0S」)304與正電源(+ V)連接。
[0080]在該PM0S304上，電流反射鏡與PM0S305連接(即，PM0S304.305的柵極彼此和源極彼此分別共通連接)。PM0S305的漏極經由二極體連接的N溝道MOS電晶體(以下簡稱為「NM0S」)306與負電源(一 V)連接。在NM0S306上，兩個NM0S307、308分別與電流反射鏡連接(即，NM0S306~308的柵極彼此和源極彼此分別共通連接)。為了提高電流複製(copy)的精度，這些電流反射鏡電路也可以進行柵-陰(cascode)化。
[0081]該兩個NM0S307、308的各漏極分別經由流過定電流Itl的恆流源309、310與正電源(+ V)連接。從該NM0S307、308各自的漏極和恆流源309、310的連接點g、h分別引出修正電流輸出線311、312。該修正電流輸出線311與模擬乘法部100A的吉爾伯特乘法核心101的輸入端子Td，和電晶體Q5的發射極與V -1轉換電路110的正側輸出線路的連接點r連接。修正電流輸出線312同樣與吉爾伯特乘法核心101的輸入端子Tc，和電晶體Q6的發射極與V -1轉換電路110的負側輸出線路的連接點s連接。
[0082]恆流源301使與輸入吉爾伯特乘法核心101的第二輸入端子對Tc、Td的差動電流的偏置電流相當的定電流Itl流過電晶體Q7的發射極，由此形成吉爾伯特乘法核心101的電晶體Ql~Q4的電流路徑的複製電流路徑。
[0083]另外，恆流源303也使與上述偏置電流相當的定電流Itl流過二極體連接的電晶體Q8的發射極，由此形成線性化電路102的電晶體Q5、Q6的電流路徑的複製電流路徑。
[0084]根據該修正電流生成電路3，在電晶體Q7的發射極流過定電流Itlt5另一方面，流過電晶體Q7的集電極的電流，從定 電流Itl起，減少基極電流和流過圖10、圖11所說明的縱向集電極C'的電流量，將與此時的電流放大率a相應的集電極電流即電流a ^Itl流入連接點q。因為從連接點q到負電源(一 V)，利用恆流源302流過定電流Itl，所以從正電源(十V)到連接點q，通過PM0S304流過電流(I 一 a ) ? I。。
[0085]該電流(I — a ) ? 10在與PM0S304電流反射鏡(電流鏡，current mirror)連接的PM0S305被複製，在PM0S305和與PM0S305串聯連接的NM0S306中也流過電流(I 一 a >1。。該電流(I 一 a ) ? Itl在與NM0S306電流反射鏡連接的NM0S307、308被複製，在它們中也流過電流(I — a ) ? I。。
[0086]在該NM0S307、308各自的漏極和恆流源309、310的連接點g、h，分別從恆流源309、310流過定電流I。，因此向修正電流輸出線311、312輸出I。一( I — a ) ? 10 = a ? 10的修正電流。
[0087]該兩個修正電流即電流a ? 10利用修正電流輸出線311、312分別流入模擬乘法部100A的上述連接點r、s，加在從V — I轉換電路110輸出的±K1 ? Vy上。
[0088]由此，從連接點r、s流入線性化電路102的電晶體Q5、Q6的差動電流成為a ? 10±K1 ? Vy。
[0089]g卩，向吉爾伯特乘法核心101的第二輸入端子對的各輸入端子Tc、Td輸入用的差動電流的偏置電流即定電流Itl,被修正為乘以電流放大率a後的電流a ? I。。[0090]該差動電流(a.LiKl *Vy)利用線性化電路102轉換成由下式給予的電壓信號Vi，並輸入第二輸入端子對的各輸入端子Tc、Td。
[0091]Vi = 2 ? Vt ? tanh — 1 (K1 ? Vy / ( a ? 10)) [0092]於是，利用吉爾伯特乘法核心101將電壓信號Vx和Vy相乘時，利用I — V轉換電路150將從輸出端子Te、Tf輸出的差動電流轉換成電壓信號的輸出電壓Vout，用在「發明所要解決的技術問題」一項中記載的下式中將Itl置換為a ? Itl的式子來表示。
[0093]Vout = K ? (Vx ? Vy / 10) ? a
[0094]具體而言，若將上式中的Itl置換為a ? Itl，則得到下式。
[0095]Vout = K ? (Vx ? Vy / ( a ? 10)) ? a
[0096]由於右邊的分母和分子的a相抵消，因此成為
[0097]Vout = K ? (Vx ? Vy / 10),
[0098]乘法運算結果即輸出電壓Vout不受電流放大率a的影響，總是能夠高精度地進行乘法運算。
[0099]另外，關於上述各式中的K，如在【背景技術】中說明的那樣，若設V — I轉換電路110和120的轉換係數分別為K1、K2，設I 一 V轉換電路150的轉換係數為K5，則為用下式表示的一定的係數。
[0100]K = 2 ? K2 ? K2 ? K5
[0101]在該實施方式的檢波電路中，由於電壓信號Vy的振幅是一定的，因此作為I 一 V轉換電路150輸出的電壓信號(輸出電壓Vout)，能夠不受構成吉爾伯特乘法核心101的電晶體Ql~Q4的電流放大率a的影響而高精度地得到與作為被檢波信號的電壓信號Vx的振幅相應的檢波信號。
[0102]模擬乘法部100A的其它功能與利用圖9說明的模擬乘法電路100的功能相同，因此省略其說明。另外，該模擬乘法電路I中的各雙極電晶體Ql~Q8全部使用PNP型，但即使使用NPN型雙極電晶體，也只是電流的方向相反，其動作原理是相同的。
[0103][物理量傳感器和檢波電路的實施方式:圖2~圖5]
[0104]接著，使用圖2~圖5對使用上述模擬乘法電路的本發明的物理量傳感器和檢波電路的實施方式進行說明。
[0105](I)整體結構說明:圖2
[0106]首先，利用圖2對本發明的物理量傳感器的一實施方式的整體結構進行說明。圖2所示的物理量傳感器是由傳感器元件10、振蕩電路20、檢測電路30、參照信號生成電路40構成的振動型角速度傳感器。
[0107]傳感器元件10是在形成為例如音叉形狀的壓電材料的表面配置金屬電極而構成的、檢測旋轉角速度的陀螺振動器，具備驅動部11和檢測部12。該傳感器元件10利用振蕩電路20進行振蕩驅動，當在其振動中受到旋轉角速度時，將微弱的交流信號作為傳感器元件輸出S12從檢測部12輸出。
[0108]參照信號生成電路40是生成用於後述AGC控制電路的基準信號的電路，在此使用生成不依賴於周圍溫度或電源電壓的大致一定的電壓即參照信號S41的定電壓電路。
[0109]振蕩電路20是對傳感器元件10，利用監視電路21和可變增益放大器22形成振蕩環路，且具有所謂的AGC功能的振蕩電路。因此，該振蕩電路20具備AGC控制電路23，且具有以傳感器元件10的激勵電流的實效值與參照信號S41相等的方式控制可變增益放大器22的增益的功能。另外，振蕩電路20利用監視電路21將傳感器元件10的激勵電流轉換成電壓信號。
[0110]在該結構中，利用AGC控制電路23進行傳感器元件10的振蕩控制，監視電路21輸出的振蕩信號S21成為具有基於參照信號S41的振幅的交流信號。該振蕩信號S21也可被用作後述的檢波電路32中的乘法運算所使用的信號。
[0111]檢測電路30由放大(增幅)電路31、檢波電路32、濾波器電路33構成。放大電路31對來自傳感器兀件10的檢測部12的輸出信號即傳感器兀件輸出S12進行放大。檢波電路32對放大電路31的輸出信號即放大信號S31所包含的角速度信號成分進行檢波。濾波器電路33對檢波電路32的輸出信號S32 (即，檢波信號)進行放大和平滑化，並作為物理量傳感器的輸出信號S30進行輸出。這些電路中，檢波電路32具備將放大電路31的輸出信號即放大信號S31和上述振蕩信號S21模擬性(analog)地進行乘法運算的模擬乘法電路，利用了上述模擬乘法電路。
[0112]振蕩電路20和檢測電路30是通過與正電源(+ V)和負電源(一 V)連接而進行動作的集成電路，可以在同一半導體基板上構成。[0113]在此，對檢波電路32的乘法檢波簡單地進行說明。一般地，若將振幅分別為A、B的相同頻率且相同相位的正弦波彼此進行乘法運算時，如下式，即:
[0114](A ? sin 0 ) ? (B ? sin 0) = A*B*(1 — cos2 0)/2
[0115]如果0被看作與時間成比例的相位角(0 = w ? t),從上述乘法運算來看,得到原信號的兩倍頻率的信號和直流信號這兩個成分的情況，可從三角函數的性質來理解。通過使該信號通過只使低頻通過的濾波器電路33而得到A / 2這樣大小的直流信號。振蕩信號S21和放大信號S31均為相同頻率的信號。例如，如果選擇A大致一定的信號和B與施加的旋轉角速度成比例的信號，並進行如用上式表示的運算操作，則可得到與旋轉角速度成比例的信號。下面說明的檢波電路32使用該原理進行檢波。
[0116](2)檢波電路的結構說明:圖3
[0117]接著，使用圖3對圖2所示的物理量傳感器中的檢波電路32的結構進行說明。另外，在該圖3中，對與圖1和圖9對應的部分標註相同的符號，並省略對它們的重複說明。
[0118]該檢波電路32由第一、第二、第三V — I轉換電路110、120、130、恆流源2c、2d、具備模擬乘法部100A和修正電流生成電路300的模擬乘法電路1A、I 一 V轉換電路150、移相電路160構成。
[0119]該檢波電路32具備用於將振蕩信號S21和放大信號S31分別向電流信號轉換的第一 V — I轉換電路110和第二 V — I轉換電路120(與圖1中的V — I轉換電路110、120相同)。這些V — I轉換電路中，輸出形式使用差動輸出的形式。關於該第一、第二 V — I轉換電路110、120的結構將在後面進行敘述。
[0120]在第一 V — I轉換電路110中，經由移相電路160輸入有振蕩信號S21。這是為了如以前所示的乘法檢波公式那樣，使乘法運算的信號彼此的相位一致。將由該移相電路160進行了相位調整的信號表示為振蕩信號S21'。該振蕩信號S21'是通過上述AGC控制電路23的動作將振幅控制在一定的正弦波的交變信號，由於與圖1和圖9中的電壓信號Vy的輸入信號相當，因此在圖3和以下說明中的表示差動電流值的符號中，將該振蕩信號S21'的電壓值表不為Vy。
[0121]第一 V — I轉換電路110將其電壓值Vy的振蕩信號S21'以轉換係數Kl轉換成差動電流(土Kl ? Vy)並輸出。
[0122]輸入第二 V — I轉換電路120的放大信號S31是以與作為交變信號的振蕩信號S21'相同的頻率進行振動的正弦波的被檢波信號，由於與圖1和圖9中的電壓信號Vx的輸入信號相當，因此在以下的表示差動電流值的符號中，將該放大信號S31的電壓值表示為Vx。
[0123]第二 V — I轉換電路120將其電壓值Vx的放大信號S31以轉換係數K2轉換成差動電流(土K2 ? Vx)並輸出。
[0124]另外，恆流源2c、2d是在第二 V — I轉換電路120輸出的差動電流(±K2 ? Vx)中加上偏置電流Ib，形成包含偏置電流的差動電流(Ib±K2 ? Vx)。
[0125]為了便於說明，將這些恆流源2c、2d相對於第二 V — I轉換電路120另外表示，但這些恆流源也可以設於第二 V — I轉換電路120內，也可以包含這些恆流源，稱為將各個輸入信號轉換成包含偏置電流的差動電流的V-1轉換電路。
[0126]第三V -1轉換電路130是將參照信號S41 (設電壓值為Vr)以轉換係數K3轉換成輸出電流Ir (Ir = K3 *Vr > 0)的電路。該輸出電流Ir雖然與圖1中的修正電流生成電路3內的恆流源301等的定電流Itl相當，但根據參照信號S41的電壓值Vr而變化。
[0127]如上所述，修正電流生成電路300是用於修正一方的輸入信號的偏置電流值的電路，使得即使構成吉爾伯特乘法核心101的雙極電晶體Ql~Q4的電流放大率a根據溫度等而變動，乘法結果也不會變動。
[0128]該實施方式的修正電流生成電路300從修正電流輸出線321、322輸出電流a ? Ir，並供給至模擬乘法部100A的連接點r、s,該電流a ? Ir是將第三V — I轉換電路130的輸出電流Ir乘以與構成吉爾伯特乘法核心101的雙極電晶體Ql~Q4的電流放大率a相等的電流放大率a而進行修正後的電流。關於其詳細情況，後面利用圖4進行敘述。
[0129]1- V轉換電路150是將來自模擬乘法電路IA的模擬乘法部100A的差動電流的輸出信號14，以轉換係數K5轉換成電壓信號的電路。圖3所示的I 一 V轉換電路150，利用 PM0S151A、151B、152A、152B 和 NM0S153A、153B、154A、154B 產生的、所謂的返回柵-陰電路將差動電流輸入轉換成單相電流信號，再利用轉換電阻156和運算放大器155進行I 一V轉換，輸出與被檢波信號的振幅相應的輸出電壓Vout。轉換電阻(可變電阻)156由多晶矽電阻等線性電阻元件構成。若設其電阻值為R5，則K5 = R5。
[0130]在此，說明作為加在對通過振蕩信號S21'即電壓信號Vy施加的輸入信號從第一
V-1轉換電路Iio進行了轉換的差動電流(±K1 *Vy)上的偏置電流，使用與參照信號S41(電壓值Vr)相應的電流(a ? Ir)的理由。
[0131]為了進行模擬乘法的檢波，需要與被檢波信號為同一頻率且振幅一定的交變信號。在振動型物理量傳感器中，進行對振動體的激勵水平(level )，基於使用定電壓電路等的參照信號控制在一定水平的所謂的AGC控制，因此，使用該被控制的振蕩信號作為乘法運算用的交變信號。但是，實際上參照信號根據溫度變化而進行變化。
[0132]作為被檢波信號的對傳感器元件輸出S12進行放大後的放大信號S31，除了與角速度成比例之外，與作為振動體的傳感器元件10的激勵水平也成比例，因此，若單純地將被檢波信號(放大信號S31)和對振蕩信號S21進行相位調整後的振蕩信號S21'進行乘法運算，則參照信號S41平方後的成分出現在檢波輸出信號(輸出電壓Vout)中。因此，由於參照信號的誤差，檢波輸出信號會產生較大的誤差。這種誤差在近年來物理量傳感器所要求的實現在寬泛的使用溫度範圍的高精度化方面成為障礙。
[0133]因此，在該物理量傳感器中，為了解決該問題，如上所述設置將參照信號S41作為輸入的第三V -1轉換電路130和將其輸出電流Ir加在成為模擬乘法部100A —方的輸入信號的差動電流(土Kl *Vy)上的加法電路。由此，減少了參照信號的電壓變動引起的輸出信號的變動。
[0134]在該實施方式中，為了進一步消除構成吉爾伯特乘法核心101的電晶體Ql~Q4的電流放大率a的影響，將利用修正電流生成電路300對輸出電流Ir進行修正後的電流a ? Ir作為向模擬乘法部100A的一方的輸入信號的加法電流。
[0135]因此，在構成模擬乘法部100A的線性化電路102的一方的電晶體Q5的發射極中，流入第一 V — I轉換電路110的正輸出電流(+ Kl ? Vy)加上以參照信號S41為基礎而生成的電流a ? Ir後的電流(a ? Ir + Kl ? Vy)。
[0136]同樣地，在構成線性化電路102的另一方的電晶體Q6的發射極中，流入第一 V -1轉換電路110的負輸出電流(相反輸出電流)(一 Kl ? Vy)加上以參照信號S41為基礎而生成的電流a ? Ir後的電流(a ? Ir — Kl ? Vy)。
[0137]在該實施方式中，上述加法電路相當於生成第一 V — I轉換電路110的各輸出電流和修正電流生成電路300的各輸出電流各自的和的部分，且第一 V — I轉換電路110和修正電流生成電路300的各輸出端子彼此的連接點r和連接點s的結線相當於該加法電路。這是由於，電流信號的加法運算由結線進行。
[0138]電晶體Q5和電晶體Q6均為二極體連接，它們的基極和集電極與負電源(一 V)連`接。
[0139]電晶體Q5的發射極與將吉爾伯特乘法核心101的電晶體Ql和Q4的基極彼此連接在一起的輸入端子Tc連接。另外，電晶體Q6的發射極與將吉爾伯特乘法核心101的電晶體Q2和Q3的基極彼此連接在一起的輸入端子Td連接。
[0140]另一方面，在吉爾伯特乘法核心101的電晶體Ql和Q2的發射極彼此連接的輸入端子Ta中，流入第二 V — I轉換電路120的正輸出電流(+ K2 ? Vx)加上偏置電流Ib後的電流(Ib + K2 ? Vx)。同樣地，在吉爾伯特乘法核心101的電晶體Q3和Q4的發射極彼此連接的輸入端子Tb中，流入第二 V — I轉換電路120的負輸出電流(相反輸出電流)(-K2 ? Vx)加上偏置電流Ib後的電流(Ib - K2 ? Vx)。偏置電流Ib由偏置電流源的恆流源2c,2d生成。
[0141]偏置電流Ib、輸出電流Ir加在V — I轉換電路120、130的輸出電流中，其目的是，無論輸入信號採用正、負的哪一值，流入乘法核心的雙極電晶體的電流為負而截止不會發生。因此，偏置電流Ib的值根據作為輸入信號的被檢波信號即電壓信號Vx的範圍來設定。
[0142]吉爾伯特乘法核心101的電晶體Ql和Q3的集電極彼此連接的輸出端子Te，和電晶體Q2和Q4的集電極彼此連接的輸出端子Tf，構成輸出振蕩信號S21'和放大信號S31的乘法結果的輸出信號14的輸出端子對。I 一 V轉換電路150將從輸出端子對Te、Tf輸出的差動電流如上所述轉換成電壓信號並輸出輸出電壓Vout。[0143](3)修正電流生成電路的說明:圖4
[0144]根據圖4對圖3所示的修正電流生成電路300的結構及其動作進行說明。
[0145]該圖4所示的修正電流生成電路300與圖1中的修正電流生成電路3基本結構通用，對通用的部分標註相同的符號，並省略它們的詳細說明。
[0146]如上所述，該修正電流生成電路300被輸入有第三V -1轉換電路130將參照信號S41 (電壓值Vr)轉換成電流信號的正的輸出電流Ir。若設第三V — I轉換電路130的轉換係數為K3，則Ir = K3 ? Vr。
[0147]而且，使該第三V — I轉換電路130的輸出電流Ir代替圖1的修正電流生成電路3中的恆流源301產生的定電流Itl，流過作為第一複製電晶體的電晶體Q7的發射極。與修正電流生成電路3—樣，該電晶體Q7的基極與作為第二複製電晶體的二極體連接的電晶體Q8的發射極和恆流源303的連接點p連接。
[0148]另外，只是將圖1的修正電流生成電路3中的進行電流反射鏡連接的PM0S304和PM0S305改變成柵-陰化的電流反射鏡電路，以提高電流複製的精度這一點，與修正電流生成電路3不同。
[0149]該電流反射鏡電路如下構成，即，在正電源(+ V)和電晶體Q7的集電極與恆流源302的連接點q之間，PM0S315A、316A和NM0S317A柵-陰連接，在這些MOS電晶體的各自，電流反射鏡連接有柵-陰連接的PM0S315B、352B和NM0S317B。
[0150]該NM0S317B的源極經由NM0S306與負電源(一 V)連接。在該NM0S306中電流反射鏡連接有NM0S307、308 。
[0151]而且，從NM0S307的漏極與恆流源309的連接點g，和NM0S308的漏極與恆流源310的連接點h，分別引出修正電流輸出線321、322。
[0152]在該修正電流生成電路300中，在使作為第一複製電晶體的電晶體Q7的發射極流過輸出電流Ir時，流過與該電晶體Q7的電流放大率a ( a < I)相應的a -1r的集電極電流。該集電極電流流入電晶體Q7的集電極和NM0S317A的源極的連接點q，再利用恆流源302從連接點q向負電源(一 V)流過定電流I。，所以在PM0S315A、316A和NM0S317A的串聯電路中流過電流(I。一 a ? Ir)。由此，在PM0S315B、316B和NM0S317B、306的串聯電路中也流過同量的電流(I。- a ? Ir)，在與匪0S306電流反射鏡連接的NM0S307、308中也流過電流(I。— a ? Ir)。
[0153]在NM0S307、308各自的漏極和恆流源309、310的連接點g、h，分別從恆流源309、310流入定電流Itl,因此，輸出至修正電流輸出線321、322的電流分別成為Itl - (10 -a ? Ir) = a.1r。這些電流作為修正電流兼偏置電流供給至模擬乘法部100A。
[0154](4) V -1轉換電路的結構說明:圖5
[0155]接著，利用圖5對圖3所示的檢波電路32使用的第一 V — I轉換電路110和第二
V-1轉換電路120的結構進行說明。這些V — I轉換電路是相互相同的結構，是利用了MOS電晶體和電阻元件的跨導放大器，由PM0S201~207、NM0S211~217、轉換電阻220和尾電流源230構成。
[0156]PM0S202的柵極端子為V — I轉換電路的輸入端子IN。PM0S201、202、NM0S211、212和尾電流源230，構成將PM0S201、202作為輸入元件、將NM0S211、212分別作為負載元件的差動對電路。PM0S202的柵極端子相當於該差動對電路的非反轉輸入端子，另外，PM0S201的柵極端子相當於反轉輸入端子，利用尾電流源230進行對該差動對電路的偏置電流供
5口 O
[0157]NM0S211和NM0S212分別採用二極體連接，流向NM0S212的電流值利用電流反射鏡向NM0S214以規定值倍複製，另外，流向NM0S211的電流值經由NM0S213、PM0S203向PM0S204以規定值倍複製。PM0S204和NM0S214的漏極端子彼此連接，將與反轉輸入端子相當的PM0S201的柵極端子和轉換電阻220的一端與該端子連接。轉換電阻220的另一端與信號地面接地。另外，轉換電阻220由多晶矽電阻等線性電阻元件構成。
[0158]另外，流入PM0S204的電流值通過電流反射鏡連接向PM0S207複製，流入NM0S214的電流值通過電流反射鏡連接向NM0S217複製。PM0S207和NM0S217的漏極端子彼此連接，在該連接點設有輸出端子10UT。[0159]流向NM0S211的電流值利用電流反射鏡向NM0S216複製規定值倍，另外，流向NM0S212 的電流值經由 NM0S215、PM0S205 向 PM0S206 複製規定值倍。PM0S206 和 NM0S216的漏極端子彼此連接，在該連接點設有反轉輸出端子10UTB。
[0160]通過這樣連接，PM0S201~204和NM0S211~214作為將轉換電阻220的非接地側的一端選定為輸出的電壓隨動器(follower)進行動作，與輸入至輸入端子IN的信號相同的信號出現在轉換電阻220的一端。另外，流向轉換電阻220的電流由剩餘的MOS電晶體複製，從輸出端子IOUT輸出用輸入信號電壓除轉換電阻220的電阻值所得的值的電流。而且，從反轉輸出端子IOUTB輸出絕對值與從輸出端子IOUT輸出的電流相等且方向相反的電流。
[0161]該V — I轉換電路在設輸入電壓為V且輸出電流為I的情況下，以下面的關係成立的方式進行動作。
[0162]I = ±K ? V
[0163]上式中的K是轉換係數(與圖9和圖1中的輸出電壓Vout式中的K不同)，為轉換電阻220的電阻值的倒數。在圖3的第一 V -1轉換電路110中，設該轉換係數為K1，在第二 V — I轉換電路120中，設該轉換係數為K2。重號「 土」分別與輸出端子(正輸出端子)和反轉輸出端子(負輸出端子)的輸出電流對應。
[0164]在此說明的V — I轉換電路是圖3的第一 V — I轉換電路110和第二 V — I轉換電路120所使用的結構。對於第三V — I轉換電路130的結構沒有特別圖示，但由於其為單端輸出，因此不需要將流入PM0S207和NM0S217的電流值通過電流反射鏡連接進行複製的電路和反轉輸出端子10UTB。
[0165](5)物理量傳感器的動作說明:圖2和圖3
[0166]接著，使用圖2和圖3對該實施方式的物理量傳感器的動作進行說明。
[0167]若向圖2所示的物理量傳感器施加正負電源電壓，參照信號生成電路40則輸出參照信號S41，振蕩電路20基於參照信號S41以規定的電流值對傳感器元件10的驅動部11進行交流驅動。此時，進行AGC控制，因此，向振蕩信號S21輸出具有基於參照信號S41的振幅的交流電壓。
[0168]若在該狀態下對物理量傳感器施加轉角速度，則具有與轉角速度相應的振幅的交流信號出現在傳感器元件輸出S12。檢測電路30對該傳感器元件輸出S12進行放大並且轉換成電壓信號，作為放大信號S31輸入檢波電路32。檢波電路32中還被輸入參照信號S41和振蕩信號S21。檢波電路32如下述進行模擬乘法檢波，利用下一段的濾波器電路33進行平滑化處理。作為結果，物理量傳感器從濾波器電路33輸出與施加的旋轉角速度成比例(成正比)的電壓的輸出信號S30。
[0169]在此，使用圖3對該實施方式的物理量傳感器的檢波電路32的動作進行說明。設利用移相電路160對振蕩信號S21進行相位調整後的振蕩信號S21'的電壓值為Vy，設放大信號S31的電壓值為Vx，設參照信號S41的電壓值為Vr。Vy和Vx為同頻率且同相位的正弦波信號(以A ? sin 0的形式來表不)。[0170]若設第三V — I轉換電路130的轉換係數為K3 (若設轉換電阻的電阻值為R3，則K3 = I / R3)，則參照信號S41的電壓值Vr和第三V — I轉換電路130的輸出電流Ir的關係可以用下式表示。
[0171]Ir = K3 ? Vr = Vr / R3
[0172]另外，若設第一 V -1轉換電路110的轉換係數為Kl (若設圖5所示的轉換電阻220的電阻值為Rl，則Kl = I / Rl )，設第二 V — I轉換電路120的轉換係數為K2 (若設圖5所示的轉換電阻220的電阻值為R2，則K2 = I / R2)，設流入模擬乘法部100A的第一輸入端子對Ta、Tb的電流信號為II，且設流入與第二輸入端子對Tc、Td連接的線性化電路102的電晶體Q5、Q6的電流信號為12，則這些電流信號I1、12如下式。
[0173]Il = Ib±K2 ? Vx
[0174]12 = a ? Ir+ Kl ? Vy
[0175]另外，重號「土 」分別相當於差動電流信號的正負。
[0176]另外，若設模擬乘法部100A的輸出電流為14,則14如下式。
[0177]14 = {(Kl ? K2) ? (Vx ? Vy) / ( a ? Ir)} ? a
[0178]在此，若設I — V轉換電路150的轉換係數為K5 (若設圖3所示的轉換電阻156的電阻值為R5，則K5 = R5)，則I 一 V轉換電路150的輸出信號S32 (即，檢波輸出信號)SP輸出電壓Vout如下式。
[0179]Vout = {2 ? R5 ? (Kl ? K2) ? (Vx ? Vy) / ( a ? Ir)} ? a
[0180]= {2 ? R5 ? (K1 ? K2) ? (Vx ? Vy)} / Ir
[0181]如該式所示，構成吉爾伯特乘法核心101的雙極電晶體Ql~Q4的電流放大率a由分子和分母抵消，因此其影響消失。因而，即使這些元件使用如通過CMOS工藝製造的橫向雙極電晶體那樣的電流放大率a因溫度等而變動的電晶體，也能夠不受其變動的影響而得到高精度的檢波輸出。
[0182]另外，如上所述，由於Ir = Vr / R3，因此若將Vr / R3代入上式中Ir，則輸出電壓Vout成為下式。
[0183]Vout = {2 ? (R3 ? R5 ? Kl ? K2) ? (Vx ? Vy)} / Vr
[0184]在該式中，R3、R5、K1、K2的積是一定的，因此，若設 2 *(R3 *R5 *K1 *K2) = K。(一
定的係數)，則輸出電壓Vout用下式來表示。
[0185]Vout = K0 ? (Vx ? Vy) / Vr
[0186]上式中的Vy為振蕩信號S21'的電壓值，因此與振蕩信號S21的電壓值相同。振蕩信號S21為利用圖2中的AGC控制電路23進行了振蕩振幅的控制的信號，依賴(比例)於作為AGC控制的基準的參照信號S41的電壓值Vr (Vy - Vr)。[0187]另外，Vx為將從傳感器元件10的檢測部12得到的角速度信號放大後的放大信號S31的電壓值。因此，該放大信號S31與施加的角速度的強度成比例，但為了探測角速度，還與對傳感器元件10的驅動部11進行激勵的強度成比例。即，還與參照信號S41的電壓值Vr 成比例(Vx c^c Vr)。
[0188]因此，表示I 一 V轉換電路150的輸出信號S32即輸出電壓Vout的上式所包含的積K ? (Vx ? Vy)與施加的角速度成比例，且與參照信號S41的電壓值Vr的平方成比例。但是，在該實施方式中，如上所述為Vout = K ? (Vx ? Vy) / Vr,因此，Vx ? Vy的一方的Vr比例成分被分母的Vr抵消，輸出電壓Vout只與參照信號S41的電壓值Vr成比例。
[0189]用圖2所示的濾波器電路33將該輸出電壓Vout進行了平滑化的物理量傳感器的輸出信號S30也同樣單純地與電壓值Vr成比例。
[0190]即，根據該實施方式可知，能夠將對物理量傳感器的輸出信號S30的參照信號S41的依賴性抑制成I次左右。該特性本身是與使用現有的開關的檢波電路的物理量傳感器同樣的性質，但該實施方式的物理量傳感器除了該特性之外，還具有使用模擬乘法檢波產生的優點。即，由於在該實施方式的物理量傳感器中作為檢波對象的信號成分只是與振蕩頻率相同的頻率成分，因此即使被檢波信號中暫時地包含由於外部振動等引起的具有除此以外的頻率成分的噪聲，該噪聲成分也可通過模擬乘法檢波被頻率轉換成比直流高得多的頻率，利用後級的濾波器電路33可以容易地消除。
[0191]因此，物理量傳感器採用如該實施方式所示的模擬乘法電路的檢波電路，由此，參照電壓的變動產生的輸出信號的影響較小，且在外來振動引起的噪聲下也可以實現較強的高精度的物理量傳感器。
[0192]另外，作為因素包含於Ktl的Kl、K2、K3是各V — I轉換電路110、120、130的轉換係數，如該實施方式，通過採用以線性電阻元件構成的轉換電阻的電阻值為基礎確定該轉換係數的結構，在轉換係數K3和轉換係數Kl或K2之間，也可以抵消溫度係數或半導體工藝變動等。同樣地，構成I 一 V轉換電路150的轉換電阻156也使用相同的線性電阻元件，由此在該電阻值R5和轉換係數K2或Kl之間也可以抵消溫度係數或半導體工藝變動。
[0193]若使用第一 V— I轉換電路110、第二 V — I轉換電路120和第三V — I轉換電路130各自所使用的轉換電阻的值Rl、R2和R3，則表示輸出電壓Vout的上式被如下改寫。
[0194]Vout = 2*{(R3*R5) / (Rl ? R2) } ? {(Vx ? Vy) / Vr}
[0195]從上式可知，通過使用由完全相同的材質構成的線性電阻元件作為第一~第三V— I轉換電路110、120、130和I 一 V轉換電路150的轉換電阻，得到了抵消V — I轉換電路110、120、130和I 一 V轉換電路150中產生的轉換誤差的效果。
[0196]另外，在該實施方式中，向模擬乘法電路的輸入加上參照信號的成分的結構，為加上由參照信號和乘法運算的輸入信號通過V — I轉換而生成的電流信號的電流加算的方式，但不限定於此。將參照信號和乘法運算的輸入信號以電壓信號的狀態進行加算，然後進行V — I轉換的電壓加算的方式，也可得到與本實施方式同樣的效果。電壓信號的加算可以利用使用了運算放大器和電阻元件的眾所周知的電壓加法電路進行。
[0197]另外，在該實施方式中，假定AGC控制所使用的參照信號為電壓信號，但很顯然，參照信號為電流信號的情況，不需要第三V — I轉換電路130。
[0198]在該實施方式中,對作為被乘法運算的兩個輸入信號之一的從傳感器兀件的驅動電路得到的振蕩信號加上參照信號，但也可以與此相反。即，構成也可以是在作為兩個輸入信號的另一個的對傳感器元件輸出進行了放大的放大信號中加上參照信號，並向乘法核心輸入該加算信號和振蕩信號，即使這樣，也進行與上述實施方式同樣的動作。該結果從乘法順序可互換的情況也可明白。
[0199]另外，在利用圖3進行了說明的檢波電路32中，也可以使用輸出作為圖1中的兩個系統的修正電流的電流a ? 10的修正電流生成電路3，代替第三V -1轉換電路130和修正電流生成電路300。
[0200]在該情況下，1- V轉換電路150的輸出電壓Vout由下式得到。
[0201]Vout = 2 ? a ? R5 ? Kl ? K2 ? Vx ? Vy / (a ? 10)
[0202]= 2 ? R5 ? Kl ? K2 ? Vx ? Vy / 10
[0203]在該情況下，作為電壓信號Vx和Vy的乘法結果的輸出電壓Vout，也不會受到電流放大率a的影響。而且，能夠不受構成吉爾伯特乘法核心101的電晶體Ql~Q4的電流放大率a的影響，而高精度地得到與作為被檢波信號的電壓信號Vx的振幅相應的檢波信號。
[0204][模擬乘法電路的其它例子和可變增益放大器的實施方式:圖6]
[0205]接著，使用圖6對本發明的模擬乘法電路的其它例子和具備該模擬乘法電路的可變增益放大器的實施方式進行說明。在該圖6中，對與圖3對應的部分標註相同的符號，並省略它們的說明。
[0206]該實施方式中的模擬乘法電路IB由模擬乘法部100B和修正電流生成電路3構成。該模擬乘法部100B由乘法核心105和線性化電路102構成。
[0207]乘法核心105是由 發射極結合的一對雙極電晶體即電晶體Q1、Q2構成的差動電晶體對，將該差動電晶體對結合的發射極作為第一輸入端子Ta，將這些電晶體的基極作為第二輸入端子對Tc、Td，將這些電晶體的集電極作為輸出端子對Te、Tf。該乘法核心105不是吉爾伯特乘法核心。
[0208]修正電流生成電路3是與圖1中說明的修正電流生成電路3相同的電路，利用具有與構成乘法核心105的電晶體Q1、Q2相同特性的第一複製即電晶體Q7的電流放大率a對定電流Itl進行修正，輸出兩個系統的修正電流(兼作偏置電流)a *1。。
[0209]該實施方式的可變增益放大器42是根據輸入第一輸入端子44的直流控制信號Sc(電壓值Vx)控制輸入第二輸入端子43的輸入信號Si (電壓值Vy)的增益的電路。
[0210]因此，除了上述模擬乘法電路IB之外，還具備:將輸入信號Si (電壓值Vy)轉換成用± Iy= ± Kl ? Vy表示的差動電流(± Iy)的第一 V— I轉換電路110、將控制信號Sc (電壓值Vx)轉換成用Ix = K2 *Vx表示的僅為正的輸出電流Ix的第二 V — I轉換電路120A、將模擬乘法電路IB中的乘法核心105的輸出信號轉換成電壓信號的I 一 V轉換電路150。
[0211]第二 V -1轉換電路120A是從圖5所示的V -1轉換電路消除了用於生成反轉輸出端子IOUTB和其反轉輸出電流的電路的電路。
[0212]來自第二 V -1轉換電路120A的輸出電流Ix被輸入乘法核心105的第一輸入端子。來自第一 V — I轉換電路110的差動電流(± Iy)和來自修正電流生成電路300A的修正電流即電流a ?1(|被加上。加算結果的差動電流利用線性化電路102轉換成具有電壓信號Vi成分的電壓差的差動信號，該差動信號被輸入乘法核心105的第二輸入端子對。I 一V轉換電路150作為輸出電壓Vout給予以由控制信號Sc控制的增益對輸入信號Si進行了放大的電壓信號。
[0213]下面，對該實施方式的作用進一步詳細地進行說明。
[0214]在乘法核心105中，施加在由電晶體Ql、Q2的基極構成的第二輸入端子對Tc、Td上的電壓差為Vi。若設電晶體Ql的基極電流為Ibi集電極電流為Ia、電晶體Q2的基極電流為Ib2、集電極電流為Ic2，則下式成立。Vt是所謂的熱電壓。
[0215][數學式I]
[0216]
【權利要求】
1.一種模擬乘法電路，其特徵在於，具備: 乘法核心，其至少具有一個差動電晶體對，該差動電晶體對由發射極結合的一對雙極電晶體構成，將所述差動電晶體對結合的發射極作為第一輸入端子，將所述差動電晶體對的兩個基極作為第二輸入端子對，將所述差動電晶體對的兩個集電極作為輸出端子對； 線性化電路，其具有由在所述第二輸入端子對分別連接有發射極的一對雙極電晶體構成的線性化電晶體對，所述線性化電晶體對的各基極和各集電極分別與規定的電源連接；和 修正電流生成電路，其將與所述差動電晶體對的各雙極電晶體的電流放大率相應的修正電流加在所述第二輸入端子對上。
2.如權利要求1所述的模擬乘法電路，其特徵在於: 所述修正電流生成電路具有作為所述差動電晶體對的各雙極電晶體的複製的第一複製電晶體，基於通過向所述第一複製電晶體的發射極流過規定的偏置電流而從所述第一複製電晶體的集電極得到的電流，生成所述修正電流。
3.如權利要求2所述的模擬乘法電路，其特徵在於: 所述修正電流生成電路具有作為所述線性化電晶體對的各雙極電晶體的複製的第二複製電晶體， 所述第二複製電晶體的發射極與所述第一複製電晶體的基極連接，所述第二複製電晶體的集電極和基極分別與規定的電源連接。
4.如權利要求1所述的模擬乘法電路，其特徵在於: 所述修正電流生成電路具備: 複製乘法部，其為所述乘法核心和所述線性化電路的複製，具有作為所述第一輸入端子、所述第二輸入端子和所述輸出端子各自的複製的第一複製輸入端子、第二複製輸入端子和複製輸出端子； 比較電路，其將與來自所述複製輸出端子的輸出相應的嘗試輸出信號與期待信號進行比較，輸出比較結果信號； 所述設定電路，其對所述第一複製輸入端子和所述第二複製輸入端子分別輸入與規定的預備輸入值相應的信號，且將與表示該輸入值的積的規定的期待值相應的所述期待信號輸入至所述比較電路；和 修正電流輸出電路，其生成所述修正電流和作為該修正電流的複製加在所述第二複製輸入端子對上的複製修正電流， 所述修正電流輸出電路，根據所述比較結果信號增減所述修正電流和所述複製修正電流，以使所述嘗試輸出信號與所述期待信號相等。
5.如權利要求1~4中任一項所述的模擬乘法電路，其特徵在於: 所述乘法核心具有兩個所述差動電晶體對，將兩個所述差動電晶體對各自結合的發射極作為第一輸入端子對，在兩個差動電晶體對相互間使兩個基極彼此相互結合併作為所述第二輸入端子對，在兩個所述差動電晶體對相互間使兩個集電極彼此相互結合併作為所述輸出端子對。
6.一種可變增益放大器，其特徵在於: 具備權利要求1~4中任一項所述的模擬乘法電路，向所述第一輸入端子輸入直流控制信號， 向所述第二輸入端子輸入輸入信號， 基於所述輸出端子的輸出信號得到可變信號。
7.一種檢波電路，其特徵在於: 具備權利要求5所述的模擬乘法電路， 向所述第一輸入端子和所述第二輸入端子的任一方輸入振幅一定的交變信號，向另一方輸入被檢波信號， 基於所述輸出端子的輸出信號得到檢波信號。
8.—種物理量傳感器,其具有:將從外部施加的物理量轉換成電信號的振動器、輸出參照信號的參照信號生成電路、基於所述參照信號使所述振動器振蕩的振蕩電路和基於來自該振蕩電路的振蕩信號對來自所述振動器的輸出信號進行檢波的檢波電路， 該物理量傳感器的特徵在於: 所述檢波電路為權利要求7所述的檢波電路，所述交變信號為所述振蕩信號，所述被檢波信號為來自所述振動器的輸出信號。
9.如權利要求8所述的物理量傳感器，其特徵在於: 所述修正電流生成電路 基於所述參照信號生成所述修正電流。
【文檔編號】H03F3/34GK103493366SQ201280020445
【公開日】2014年1月1日 申請日期:2012年4月25日 優先權日:2011年4月25日
【發明者】永田洋一 申請人:西鐵城控股株式會社