用於驅動led的單級數字電源轉換器的製作方法

2023-10-10 10:38:39 4

專利名稱：用於驅動led的單級數字電源轉換器的製作方法
技術領域：
本發明涉及電源轉換，尤其涉及用於驅動發光二極體(LED)的單 級數字電源轉換器。
背景技術：
LED已經作為照明選擇而變得越來越普及，並且對於很多應用而言 已經開始取代常規的帶燈絲的燈泡。LED現在廣泛用在交通信號燈中以 及用於液晶顯示(LCD)屏板的背光照明。
在很多應用中，希望能改變LED的照明輸出(即亮度)。通常， 用電壓控制來控制LED亮度是困難的。相反，LED的亮度與其電流成 正比。因此，應當控制LED的電流來控制LED亮度(例如使LED變暗)。 隨著LED在大量要求變化亮度程度的應用中不斷普及，對於控制LED 電流的適當電源轉換器的需求越來越大。
在一些應用中，驅動LED的電源是交流(AC)輸入形式的。在這 種情況下，需要使AC線電流與線電壓同步，以使線電流失真最小化， 從而使從電源傳輸的能量最大化。如果輸入電壓和電流之間有相位延 遲，所傳輸的能量會從電源到負載循環。這與其相位差餘弦相關地減少 了從電源到負載傳輸的功率。如果使電壓和線電流同相，相位差為零， 其餘弦變為1。該技術被稱為功率因數校正(PFC)。有時，通過電源 轉換處理會使線電流失真且在線電流中導致諧波。
根據一些現有設計，用於LED的電源轉換器至少需要兩個功率級， 以便同時提供對LED電流的控制和功率因數校正(PFC)。每個功率級 都執行一些形式的電源轉換。典型地，第一級被稱為前置穩壓器並提供 PFC控制。第二級為DC到DC轉換器並提供LED電流控制。因為任何 給定功率級都不是100%的效率，對於這種轉換器來說在每一級上都有 功率損失。這造成電源轉換器總體效率下降。例如，假設現有設計電源 轉換器兩個功率級的每個效率為90%,那麼總系統效率將為81% (0.90 x 0.90 = 0.81)。

發明內容
根據本發明的實施例，具有單功率級的電源轉換器提供了 PFC控制 以及LED電流調節。該電源轉換器可以具有混合控制技術，其可以將數 字控制方法用於控制LED電流，或將模擬控制方法用於高度動態的逐個 周期的(cycle畫by-cyde )電流^呆護。
根據本發明的實施例，提供了一種用於驅動至少一個發光二極體 (LED)的電源轉換器，所述電源轉換器包括單級，該單級可以工作以 為輸入功率提供功率因數校正(PFC)和對提供給至少一個LED的電流的 控制。
根據本發明的另一個實施例，提供了一種電源轉換器，用於利用輸 入功率驅動多組發光二極體(LED)，其中每組中的二極體顏色相同。 該轉換器包括用於為輸入功率提供功率因數校正(PFC)的裝置；以及 用於控制提供給至少一個LED的電流的裝置。
從以下附圖、說明書和權利要求中，本領域的技術人員將能夠容易 地明了本發明的重要技術優勢。


結合附圖參考以下說明，附圖中
圖1為根據本發明實施例的用於驅動LED的數字單級電源轉換器 的示範性實施的局部方框圖形式的示意圖。
圖2為根據本發明實施例的功率塊的示範性實施的局部方框圖形式 的示意圖。
圖3為根據本發明實施例的時鐘發生模塊的示範性實施的圖示。
圖4為根據本發明實施例的數字脈衝寬度調製(PWM)模塊的示範 性實施的圖示。
圖5為根據本發明實施例的數字PWM模塊的示範性實施的圖示。
圖6為功率控制器的內部方框圖。
圖7為根據本發明實施例的用於驅動多組LED的數字單級電源轉 換器的示範性實施的局部方框圖形式的示意圖。
圖8A為根據本發明實施例的佔空比控制改變的用於數字PWM操 作的示範性波形的圖示。
圖8B為根據本發明實施例的佔空比控制固定的用於數字PWM操 作的示範性波形的圖示。
圖9為根據本發明實施例的電源轉換器中的示範性操作波形的圖示。
具體實施例方式
通過參考附圖中的圖1到9,本發明的實施例及其優點可得到最好
理解。類似的附圖標記用於各圖中類似且對應的部分。
圖1為根據本發明實施例用於驅動一個或多個發光二極體(LED) 12的數字單級電源轉換器10的示範性實施的局部方框圖形式的示意 圖。如圖所示，電源轉換器10包括電磁幹擾(EMI)濾波器14、整流器16 和功率塊18。電源轉換器IO在其輸入端子處接收交流(AC)電壓Vac, 將AC電壓轉換為直流(DC)電壓Vdc並在其輸出端子A和B處提供用於
驅動LED 12 (單獨標識為D2..... 和Dn並被作為負載耦接)
的電流。電源轉換器IO將AC高輸入電壓轉換成期望的電壓電平，該電 壓電平可以高於或低於被整流的AC輸入電平。這使得能夠適當控制 LED電流以獲得期望的亮度水平。此外，使AC輸入電流與AC輸入電 壓同步得很好。如果使用恆定的頻率，線電流中會出現三次諧波項。為 了解決這個問題，在一個實施例中，電源轉換器IO可以採用修改的(基 於正弦表的)佔空比控制方案。修改的佔空比控制方案控制或修改佔空 比以減少或消除AC輸入電流中的三次i皆波。
EMI濾波器14用於濾除可能會由功率塊18的開關操作導致的高階 諧波項，使得AC輸入電流可以是基頻(例如60/50 Hz)正弦曲線波形。 利用改進的數字脈衝寬度調製(PWM)方法，可以從根本上消除低頻(具體 為三次諧波)。由PWM方法產生的諧波頻率是相對的高項。於是，可以 將低截止頻率的濾波器用於EMI濾波器14。因此，EMI濾波器14可以 相對較小並不昂貴。如本領域的技術人員所理解的，可以用一個或多個 電容器、變壓器或電感器實現EMI濾波器14。整流器16用於對AC輸 入電壓整流以產生DC電壓Vdc。如圖所示，可以用多個布置成全波整 流器構造的二極體實現整流器16。
功率塊18為電源轉換器10的單個功率級。功率塊18接收紋波DC 電壓，因為在被整流的DC電壓端子C兩端沒有大容量電容器。因此，
功率塊18的輸入電壓變為如圖9中(a)部分所示的整流後AC輸入電 壓。功率塊18不僅將該紋波DC輸入電壓轉換成功率塊18的輸出端子 A和B處的穩壓DC電流Ic，還使AC輸入電流成為與AC輸入電壓同 步的正弦曲線波形，使得AC輸入的功率因數變為1。用穩壓DC電流Ic 控制一個或多個LED 12的亮度。在一些實施例中，可以在一個或多個 集成電路(IC)器件上實施功率塊18的全部或部分。因此，功率塊l8 同時支持或提供功率因數校正(PFC)和LED電流調節。由於電源轉換器 IO使用單個功率級實現了 PFC和LED電流調節兩個目的，因此它比現 有設計具有更高效率且成本更低。
在一個實施例中，功率塊18實施的控制方法為數字和模擬控制的 混合。亦即，功率塊18將數字控制用於流向LED 12的電流Ic的低動態 控制，將模擬控制用於針對過電流狀態的逐個周期的保護。
圖2為根據本發明實施例的功率塊18的示範性實施的局部方框圖 形式的示意圖。如圖所示，功率塊18包括電阻器20、 二極體22、電感 器24、電容器26、 二極體28、控制器30、柵極驅動器32、電源開關34、 感測電阻器36、電阻器38和電容器40。
功率塊18在其輸入端子C處接收經整流的輸入電壓Vdc連同相關 的電流Idc。電阻器20和二極體22感測經整流的電壓Vdc的同步狀態。 亦即，電阻器20和二極體22可以用於判定或識別AC輸入電壓與零點 交叉的每個時刻。像控制器30提供該信號。主電源轉換電路包括電感 器24、電容器26、 二極體28和具有電流感測電阻器36的功率器件34。
在一個實施例中，電源開關34可以用MOSFET或雙極電晶體和絕 緣柵極雙極電晶體(IGBT)來實現。柵極驅動器32驅動電源開關34的 柵極。控制器30用於控制柵極驅動器32對電源開關34的驅動。電阻 器36感測下方電流，其可用於估計提供給LED 12的電流。以第一反饋 電流感測信號IFB1的形式將電流感測作為反饋提供給控制器30。第一反
饋電流感測信號IFB1提供相對快速且靈敏的反饋，可以用於針對過流或
短路狀況或可能對功率塊18造成損傷的其他狀況進行保護。利用電阻 器38和電容器40 (其充當穩定信號的濾波器)產生第二反饋電流感測 信號Ifb2。第二反4貴電流感測信號IFB2相對於第一反饋電流感測信號Ifbi 提供較慢但更穩定的反饋。第二反饋電流感測信號Ipm也被提供到控制 器30且可以用於判定、展示或估計提供給LED 12的電流。照此，可以用第二反饋電流感測信號IFB2控制開關34的驅動以調節提供給LED 12 的電流。第一和第二反饋電流感測信號IFB1和IFB2可以是模擬信號。
控制器30在輸入端子G3處接收由二極體22發展出的交叉點信 號。控制器30在輸入端子G4和G2處接收第一和第二反饋電流感測信 號Ifbi和Ifb2。控制器30在端子G0處向柵極驅動器32提供控制信號。 控制器30可以包括實現於單個IC器件上的電路。在一個實施例中，例 如，可以用FMS7401功率控制器實現控制器30,其可以從Fairechild Semiconductor Corporation購得。FMS7401功率控制器的內部方框圖在 圖6中示出。
如圖2所示，在一個實施例中，控制器30可以包括正弦表模塊60、 乘法模塊62、加法器模塊64、模數(AfD)轉換器66、時鐘發生模塊68、 數字比例積分微分(PID)模塊70、數字脈衝寬度調製(PWM)控制模塊 72、延遲計數器74和比較器76。
在運行中，電源轉換器在其輸入端子處接收AC輸入電壓Vac。可 以用如下7>式描述AC輸入電壓的波形=^、,'" w ，其中 =輝=^。整流器16對正弦AC輸入電壓Vac進行整流以在圖1中功 率塊18的端子C處產生DC電壓Vdc。 DC電壓Vdc具有圖9的(a)
部分中所示的波形。可以用下式描述經整流的DC電壓Vdc的波形 4 = |^|smw。用導通時間t。n、開關頻率》1/Ts將佔空比D定義為 d = W 。如果由控制器30提供固定佔空比控制信號(如圖9的(b )
部分所示)，則如圖9部分(c)所示，開關34以固定的導通或截止時 間被導通或切斷。圖9的(c)部分的波形示出了端子G0處的信號，提 供其以控制圖2中的開關34的柵極的驅動。
如果用紋波DC電壓Vdc導通開關34，如圖2所示，電感器電流iL 從端子C ( Vdc)經過電感器24、開關34和感測電阻器36流到端子E 處的地(GND)。因此，電感器24用流動的電流存儲能量。或者，如果開 關34斷開，電感器電流iL減小，存儲在電感器24中的能量被通過二極 管28釋放到輸出電容器26和LED 12。於是，當開關34導通的時候， 存儲能量；否則，當開關34斷開時，釋放能量。在斷開開關34的同時， 從電容器26提供LED電流。因此，無論開關34的開關動作是什麼， LED電流都無中斷的流動。LED電流Ic正比於佔空比值，該值為開關 34導通的時間與開關時間之比。使開關34導通更長時間或者，更高的
佔空比值提供了更高的電流和更大的LED 12的亮度。因此，通過調節
佔空比值可以控制LED亮度。
利用電流感測電阻器36感測流經開關34的電流以產生第一反饋電 流感測信號Ifbi。無任何時延地將第一反饋電流感測信號Ifbi提供給功 率塊18的比較器76的非反轉輸入。如果將用於比較器76的可調參考
電壓Vref設定到過流保護(OCP)電平，對於一個或多個LED 12的任何故
障或功率塊18的端子A和B之間的任何短路，電源轉換器IO都可以得 到安全的保護。具體而言，如果第一反饋電流感測信號lFm的電壓大於 可調參考電壓Vref，比較器76的輸出變高，這又復位了數字PWM控制 模塊72。由於在電源開關34的柵極和源極之間有電容器(未明確示 出)，當從柵極驅動器32向開關34的柵極發出高電平柵極電壓時，會 感測到4冊才及充電電流。由於該充電電流不表示開關34的漏才及電流，應 當忽略，從而感測到的電流代表了開關34的真實漏極電流。這一操作 被稱為前沿消隱(LEB)操作。在導通開關34的時候，延遲計數器74實 施LEB操作持續由延遲計數器74決定的設定時間，以忽略感測到的電 流。如果在導通開關34之後由延遲計數器74設定的計數時間到期，延 遲計數器74無任何時延地將比較器76的輸出信號轉發給數字PWM控
制模塊72。因此，將感測到的電流信號與參考電壓Vref比較的輸出信號
直接發送到數字PWM控制模塊72，使得只要感測到的電流信號IFB1大 於參考電壓Vref,其PWM輸出就變低。
A/D轉換器66是控制提供給LED 12的電流的反饋迴路的 一部分。 為了針對過流狀況或任何故障狀況保護功率塊18，應當無時延地處理電 流感測信號，以便立即有效切斷開關34。這種快速保護是在沒有任何上 述延遲迴路的情況下，由比較器76和數字PWM控制模塊72通過柵極 驅動器32執行的。典型地，模數(A/D)轉換器需要轉換時間；將它用作 保護控制器不符合需要。因此，使用模擬控制迴路提供快速保護操作。 基於圖2所示的包括A/D轉換器66、數字PID模塊70和加法器64的 數字控制塊調節或控制流向LED 12的電流Ic。可以使用軟體編程或數 字硬體電路實現數字PID模塊70和加法器64。 A/D轉換器66使用第二 反饋電流感測信號IFB2,其更為穩定，因為第二反饋電流感測信號IFB2 是從第一反饋電流感測信號IFB1過濾出來的。由電阻器38和電容器40 過濾第一反^t電流感測信號Ifbi產生第二反4t電流感測信號Ifb2。由於電阻器3 8和電容器40的值較大，第二反饋電流感測信號IFB2的值變化 緩慢。第二反饋電流感測信號Ifb2反映了流到LED 12中的平均電流。 對於數字電流控制而言，用A/D轉換器66將模擬的第二反饋電流感測 信號ifb2轉換成數字形式。通過控制器30的G2端子將第二反饋電流感 測信號ifb2供應給A/D轉換器66的輸入。A/D轉換器66產生代表流經 LED 12的電流平均值的數字值。第一和第二反饋電流感測信號Ifbi和 Ifb2被示出於圉9的(e)部分中。
功率塊18可以具有固定佔空比控制或改變的佔空比控制。對於固 定佔空比控制而言，如圖8B所示，用於導通開關34的佔空比信號值是 固定的。圖8B示出了具有固定佔空比控制的AC輸入電壓和電流的工 作關鍵波形。對於固定佔空比信號，在圖9的(d)部分中示出了 AC輸 入電流的波形。對於改變的佔空比控制而言，如圖8A所示，用於導通 開關34的佔空比信號值有所變化且與正弦波DC輸入電壓波形Vdc成 反比地一皮同步。
在圖2所示的實施例中，功率塊18具有改變的佔空比控制。改變 的佔空比控制用於減少輸入AC線電流中的諧波(例如三次諧波)，從
而降低諧波失真。因此，改變的佔空比控制提供了或支持更多的全諧波 失真(THD)功率因數校正(PFC)。例如，在用數字方法控制AC到DC電 源轉換器的開關頻率時，如果用圖8B所示的恆定電平控制佔空比，可 能會導致AC輸入電流中出現固有三次諧波，這時在AC到DC電源轉 換器中可能希望有PFC。這是一個問題，因為難以利用具有高截止頻率 的EMI濾波器消除這種諧波(這可能需要尺寸笨重且昂貴的低截止頻率 的EMI濾波器)。
為了解決這個問題，正弦表模塊60可以為PFC存儲、實施或執行 內部正弦表。該正弦表是在定時器例程中尋址的。只要AC輸入電壓變 為零電平或通過零點(如電阻器20和二極體22所感測或判定的)，正弦 表模塊60的地址就被初始化並與AC輸入電壓同步。於是可以使正弦表 模塊60與AC輸入電壓的線頻率同步。用內部正弦表修改輸入電流命令 信號Icom。因此，如圖8A所示修改了佔空比命令。根據AC輸入電流 中三次諧波的量，從正弦表60提供的修改因子處於0.5到0.9的範圍內。 電流命令Icom表示LED所需的電流水平。該電流命令Icom #皮乘以來 自正弦表60的正弦數據。從而電流命令Icom得到如圖8A所示的修改。
參考圖8A，在AC波形的中心修改的佔空比信號電平低。這意味著與恆 定佔空比控制的情況相比，AC輸入電流的峰值電流水平得到些許減 小。因此，能夠有效消除三次諧波問題，從而減少或降低全諧波失真 (THD)。
當DC輸入電壓Vdc是零交叉點附近的低值時，電感器電流iL變 小。如果DC輸入電壓Vdc為零，那麼電感器電流iL也變為零。隨著 DC輸入電壓增大，電感器電流iL也增大。因此，如果開關頻率較高， 那麼電感器電流il可能具有高階諧波項。如果這些高階諧波項被消除， 那麼基頻就與DC輸入電壓以及AC輸入電壓同步，如從圖9的(a)和 (d)部分所看出的。
在使用FMS7401功率控制器實現的控制器30中，正弦表模塊60 可以由存儲在EEPROM或掩模式ROM中的程序實現且由CPU內核執 行(參見圖6 )。在2004年6月2日提交的題為"A Modified Sinusoidal Pulse Width Modulation For Full Digital Power Factor Correction" 的相關 美國申請No. 10/858,701中提供了改變的佔空比控制的更多細節，在此 全文引入其/>開。
將正弦表模塊60的輸出提供給乘法模塊62。乘法模塊62接收電流 命令信號Icom，該信號根據模塊60的正弦表被修改。提供電流命令信 號Icom來控制LED電流Ic。在一個實施例中，如果給出電流命令信號 Icom的較高值，就提供更多LED電流以使LED 12更亮。乘法模塊62 根據正弦表模塊60的輸出修改(用於佔空比的)電流命令信號Icom, 以^更減少或消除輸入電流ldc中的三次諧波成分。
在加法器64處將來自乘法模塊62的輸出加到來自A/D轉換器66 的輸出。數字PID模塊70接收來自加法器64的輸出。數字PID模塊70 可以由軟體實現並執行用於計算期望的輸出佔空比值的例程，使得加法 器64的輸出為零。例如，可以通過將平均LED電流水平與內部期望電 流水平比較做到這點。數字PID模塊70實施數字PID控制例程，本領 域的普通技術人員理解這點。數字PID例程計算或產生佔空比控制信 號，從而將LED電流Ic調節到期望水平。
數字PWM控制模塊72通常用於部分地調節或控制由功率塊18提 供給LED 12的電流Ic。數字PWM控制模塊72接收來自數字PID模塊 70的輸出和來自時鐘發生模塊68的時鐘信號。數字PWM控制模塊72
(在端子GO處)提供用於控制開關34的柵極的輸出信號，如圖2所示。
在一個實施例中，數字PWM控制模塊72可以部分地實施用於調節LED 電流的軟體例程。
如這裡所述，功率塊18可以實施採用數字和模擬控制二者的混合 控制技術。數字控制由A/D轉換器66、正弦表模塊60、乘法模塊62、 時鐘發生模塊68、數字PID模塊70和數字PWM控制模塊72實施，用 於控制提供給LED 12的電流。模擬控制由比較器76和延遲計數器74 實施，可以用於過流保護(OCP)。採用混合控制技術(採用數字和模擬 控制二者)的一個原因在於，使用較慢的A/D轉換器難於提供過流保 護，而具有快速指令執行能力的更快的A/D轉換器和高速CPU內核又 更加昂貴。混合控制技術允許將A/D轉換器66實現為較慢速的A/D轉 換器，於是降低了成本。但是通過將模擬比較器76用於逐個周期的過 流保護提供了過流保護的較快性能。
控制器30可以在端子G6和G7處接收其他輸入/輸出信號(例如， 用於命令、數據或地址)。這些端子可以是使用任何適當的協議或技術 (例如I20的串行通信埠或任何其他適當埠。
圖3為根據本發明實施例的時鐘發生模塊68的示範性實施的圖 示。時鐘發生模塊68可以是控制器30的部分，且通常用於為控制器30 提供一個或多個時鐘或振蕩信號。如圖所示，時鐘發生模塊68可以包 括內部振蕩器100、時鐘修調模塊INIT2 102、數字時鐘乘法器104、除 法器106和112以及復用器108和110。
內部振蕩器100產生振蕩信號Fclk,其可以具有例如2MHz的頻 率。時鐘修調模塊INIT2 102可以是用於設置振蕩信號Fclk的頻率的初 始化寄存器。除法器106接收振蕩信號Fclk並可以分割其頻率。亦即， 除法器106產生頻率為振蕩信號Fclk頻率的一部分(例如一半)的時鐘 信號。於是，如果振蕩信號FcIk具有2MHz的頻率，除法器106可以產 生頻率為lMHz的信號。將來自除法器106的振蕩信號輸出提供給乘法 器108和110的每個的A輸入端子。
數字時鐘乘法器104接收振蕩信號Fclk連同使能PLLEN信號。在 一個實施例中，可以用一個或多個鎖相環(PLL)電路實現數字時鐘乘 法器104。數字時鐘乘法器104可以產生具有各自頻率的一個或多個時 鍾信號，這些頻率為振蕩信號Fclk的頻率(例如，4MHz、 8MHz、 16MHz
或32MHz)的倍數(例如2x、 4x、 8x、 16 x)。數字時鐘乘法器104 的倍增因子可以使用2位FS[1:0]寄存器加以調節，其中FS[LO]= PSCALE[6.5]且使能信號PLLEN = PSCALE[7]。 PSCALE例如可以是存 儲在適當寄存器中的8位值(PSCALE[8:0])(參見圖4)。如果將振蕩信 號Fclk設置為2MHz，取決於FS[l:O],數字時鐘乘法器104的輸出可以 是8MHz、 16MHz、 32MHz或64MHz。將來自數字時鐘乘法器104的輸 出信號提供給復用器110的B輸入端子。
復用器IIO接收控制信號FSEL，其中FSEL為PSCALE寄存器的第 四位。在一個實施例中，如果控制信號FSELK)，那麼復用器110輸出 出現於其A輸入端子的信號；如果控制信號FSEL=I，那麼復用器110 輸出出現於其B輸入端子處的信號。復用器110的輸出為信號Fpwm， 其可以被用作數字PWM控制模塊72的基時鐘信號。如圖5所示，數字 時鐘乘法器104的輸出發送到數字復用器IIO輸入B。如果FSEL二O, 復用器110的輸出可以是lMHz，或者，如果FSEL-I,可以是8MHz、 16MHz、 32MHz或64MHz之一。於是，取決於FS[1:0]和控制信號FSEL 的設定值，Fpwm時鐘信號可以具有從例如lMHz到64MHz的頻率。
除法器112接收來自復用器110的信號Fpwm並可以產生頻率為信 號Fpwm的頻率的部分(例如八分之一)的時鐘信號。於是，如果振蕩 信號Fpwm具有8MHz的頻率，除法器112可以產生頻率為lMHz的信 號。將來自除法器106的振蕩信號輸出提供給復用器110的B輸入端 子。
復用器108接收控制信號FM。在一個實施例中，如果控制信號 FM=0,那麼復用器110輸出出現於其A輸入端子處的信號；如果控制 信號FM二l,那麼復用器IIO輸出出現於其B輸入端子處的信號。復用 器108的輸出為信號Coreclk，其可以被用作在功率塊18中執行軟體指 令的基時鐘信號。
圖4為根據本發明實施例的數字脈衝寬度調製(PWM)模塊72的 示範性實施的圖示。數字PWM模塊72可以是控制器30的部分。圖5 為根據本發明實施例的數字PWM模塊72的示範性波形的圖示。數字 PWM模塊可以實施脈衝寬度調製(PWM)。數字PWM模塊72可以用於 提供用來控制開關34的驅動的信號。可以在端子GO、 G1和G5處提供 來自數字PWM模塊72的輸出信號。端子G5處的輸出信號可以被稱為高壓側信號，端子GO處的輸出信號可以被稱為低壓側輸出信號。
現在參考圖4和5，如圖所示，數字PWM模塊？2可以包括除法器 80、 PSCALE寄存器81、計數器TIMER182、預載寄存器T1RA83、寄 存器T1CMPA 86和T1CMPB 84、數字比較器88和90、或門92、與門 94、延遲計數器96、寄存器DTIME 98和異或門97與99。
數字PWM模塊72可以在除法器80處接收來自時鐘發生模塊68 的時鐘信號Fpwm。除法器80用2W除時鐘信號Fpwm的頻率。除法器 80可以被實現為3位PS[2:0]寄存器，其中PS[2:0] = PSCALE[2:0]。 PSCALE寄存器81可以是用於存儲PSCALE值的寄存器，其可以是8 位值(例如PSCALE [7:0])。除法器80的輸出被用作計數器TIMERl 82 的輸入時鐘信號。計數器TIMERl 82可以被實現為自由運行的12位增 序計數器，其值隨時間增大，復位後重複(參見圖5)。
可以根據控制模式，通過改變預載寄存器TIRA83中的值來控制數 字PWM模塊72的數字驅動頻率。具體而言，預載寄存器83向計數器 TIMERl 82提供用於復位計數器TIMERl 82的值。參考圖5,當計數器 TIMERl 82的值等於由預載寄存器TIRA 83提供的值時，計數器 TIMERl 82被復位。於是，如果由寄存器TIRA83提供的值被設置得更 低，就獲得了更高的PWM頻率。
寄存器T1CMPA 86和T1CMPB 84以及兩個悽t字比較器88、 90支持 脈衝寬度調製(PWM)。寄存器T1CMPA 86和T1CMPB 84的每個都可以 實現為12位寄存器。數字比較器88將TIMERl的值與寄存器T1CMPB 84的值比較。數字比較器90將TIMERl的值與寄存器T1CMPA 86的值 比較。為了進行數字電源轉換，可以通過對寄存器加載來對寄存器 T1CMPA 86編程，從而能夠控制開關34的驅動導通或切斷時間。
參考圖5,信號OA為數字比較器90的輸出，數字比較器90比較 TIMERl和T1CMPA。如果TIMERl的值大於T1CMPA的值，那麼信號 OA變高。將該信號OA施加到或門92和與門94每者的兩個輸入之一。 當TIMERl的值達到存儲於TIRA 83中的值時，使TIMERl的計數器復 位。接收時鐘信號Fpwm的延遲計數器96使來自數字比較器的信號OA 輸出延遲一延遲時間DT。可以通過寄存器DTIME 98調節該延遲時間 DT。圖5中的信號DOA為延遲計數器96的輸出。信號DOA比信號 OA滯後延遲時間DT。例如，如果信號Fpwm具有32MHz的頻率(^，=
31.25ns)，可以將延遲時間DT調節到高達2)is (31.25ns x 26)。將來自 延遲計數器96的信號DOA輸出施加到或門92和與門94的每者的兩個 輸入的另一個。
或門92具有用於低壓側的輸出信號OL，與門94具有用於高壓側 的輸出信號OH。輸出信號OH和OL之間有延遲(參見圖5)。將信號 OL提供給異或門97的一個輸入，將信號OH提供給異或門99的一個輸 入。內部埠 PG5向異或門97提供另一個輸入。內部埠PGO向異或 門99提供另一個輸入。由於需要將信號OL反轉以用於適當的半橋操 作，將內部埠 PGO設置為'T'。異或門99的輸出為提供於端子G0處 的低壓側柵極信號，並可以是信號OL的反轉。異或門97的輸出為提供 於端子G5處的高壓側柵極信號。在OH信號和反轉的OL信號之間有延 遲時間，如圖5所示。該延遲時間由DTIME寄存器98定義，構成了 OH和反轉的OL信號之間的寂靜時間的一些量。
圖6為功率控制器200的內部方框圖，功率控制器200可以是可從 Fairchild Semiconductor得到的FMS7401功率控制器。在一個實施例中， 可以用FMS7401功率控制器200實現電源轉換器10中的功率塊18的控 制器30。 FMS7401功率控制器200包括用於這裡針對控制器30描述的
數字和模擬控制兩者的元件。
對於模擬控制，功率控制器200具有基於模擬的運算放大器202、 204，復用器206和比較器208等。比較器208可以實現控制器30的比 較器76 (參見圖2)。
對於數字控制，功率控制器具有數字硬體塊210等。數字硬體塊210 包括模數轉換器(ADC)212、中央處理單元(CPU)內核214、各種存儲器 SRAM 216、閃速ROM 218和EEPROM 220、計數器222和224、數字 脈衝寬度調製(PWM)元件226和輸入/輸出(I/0)埠 228。 ADC 212和數 字PWM元件226可以實現控制器30的A/D轉換器66和數字PWM模 塊72 (參見圖2)。各種存儲器216、 218和220中的一個或多個可以 存儲用於正弦表模塊60和數字PID模塊70的軟體(參見圖2 ),該軟 件由CPU內核214執行。
圖7為根據本發明實施例的用於驅動多組LED 312a、 312b、 312c 和312d的數字單級電源轉換器300的示範性實施的局部方框圖形式的 示意圖。
這種數字單級電源轉換器300的一個示範性應用為大型屏幕LCD
CTV (例如尺寸超過40英寸)的背光照明，其需要較高的亮度。為了 提供這種亮度，希望是白色。雖然近期已經發布了白色LED，但是這些 白色LED沒有用於大屏幕CTV中所需的足夠亮度。因此，有可能組合 或混合不同顏色的(例如藍色、綠色、紅色)多組LED來產生期望高亮度 的白色。不過，不同顏色的LED具有各自的不同的正向電壓降和電流標 稱值。因此需要單獨驅動每種顏色的LED組，使得不同顏色的輸出強度 可以匹配。
參考圖7， LED組312a、 312b、 312c和312d可以分別具有綠色、 紅色、藍色和綠色。希望有兩組綠色LED，因為綠色LED的輸出強度 通常弱於紅色和藍色LED。
可以操作數字單級電源轉換器300來獨立驅動每種不同顏色的LED 組312a、 312b、 312c和312d，同時控制提供《合所有不同LED組的電流。 在該實施例中，電源轉換器300包括用於每個LED組312a、 312b、 3Uc 和312d的分立的功率塊318 (獨立地被標識為318a、 318b、 318c和 318d)。電源轉換器300還具有EMI濾波器314和整流器316。在一些 實施例中，可以用單個電流命令來控制提供給所有不同LED組312a、 312b、 312c和312d的電流。
每個功率塊318的實施可以基本類似於這裡所述的功率塊18。由於 每個功率塊318的控制器30至少部分地以數字方式工作，可以利用適 當的技術(例如串行通信、I2C)通過適當埠將電源轉換器300的輸入 命令或驅動狀況傳輸到外部電路或從外部電路接收電源轉換器300的輸 入命令或驅動狀況。用外部電流命令控制綠色、紅色、藍色LED組312a、 312b、 312c和312d,同時控制AC輸入電流，從而以低的全諧波失真 (THD)校正了輸入功率因數。
如這裡所述，根據本發明各實施例的單級電源轉換器提供了很多技 術優勢。這些優勢包括，例如，能夠驅動任意數量的LED,單個地或者
中的高壓側電流。:外，^;級、電源轉換器可:、控制LK3電流並對AC 輸入電流整形以進行功率因數校正(PFC)。該單級電源轉換器可以實施 具有模擬和數字控制二者的混合控制技術。該單級電源轉換器還可以利 用例如正弦表減少或降低總諧波失真(THD)。
雖然已經詳細描述了本發明及其優點，應當理解，可以在其中作出 各種改變、替換和修改而不背離如所附權利要求所定義的精神和範圍。 亦即，本申請中所包括的討論意在充當一個基本描述。應當理解，特定
的討論可能不會明確地描述所有可能的實施例；許多備選實施例都是隱
含的。還可能未完整地闡明本發明的一般屬性，且可能未明確示出每個 特徵或元件如何能實際上代表更寬範圍的功能或更多種類的替代或等 效元件。再次，這些被隱含地包括在本公開中。在以面向裝置的術語描 述本發明時，裝置的每個元件都暗示地執行功能。說明書和術語都不意 在限制權利要求的範圍。
權利要求
1.一種用於驅動至少一個發光二極體(LED)的電源轉換器，所述電源轉換器包括單級，可操作所述電源轉換器為輸入功率提供功率因數校正(PFC)並提供對提供給所述至少一個LED的電流的控制。
2. 根據權利要求1所述的電源轉換器，其中所述單級使用數字控 制來控制提供給所述至少一個LED的電流，並將模擬控制用於過流保 護。
3. 根據權利要求1所述的電源轉換器，其中用於輸入功率的所述 PFC使所述輸入功率的AC電流和AC電壓同步。
4. 根據權利要求1所述的電源轉換器，其中用於輸入功率的所述 PFC減少了總諧波失真(THD)。
5. 根據權利要求1所述的電源轉換器，其中所述單級包括用於減 少總諧波失真(THD)的正弦表模塊。
6. 根據權利要求1所述的電源轉換器，其中所述單級包括用於識 別所述輸入功率的同步狀況的裝置。
7. 根據權利要求6所述的電源轉換器，其中所述輸入功率具有AC電壓成分，且其中用於識別同步狀況的所述裝置可以運行以識別所述 AC電壓成分經過零點的至少一個時刻。
8. 根據權利要求1所述的電源轉換器，其中所述單級包括 開關，電流才艮據佔空比通過該開關流動；以及耦接到所述開關的控制器，用於控制所述開關的所述佔空比。
9. 根據權利要求8所述的電源轉換器，其中 當所述開關被切斷時，向所述至少一個LED提供更多電流，從而^吏所述至少一個LED更亮；並且當所述開關被導通時，向所述至少一個LED提供更少電流，從而 使所述至少一個LED更暗。
10. —種利用輸入功率驅動至少一個發光二極體(LED)的單級電 源轉換器，所述轉換器包括用於為所述輸入功率提供功率因數校正(PFC)的裝置；以及 用於控制提供給所述至少一個LED的電流的裝置。
11. 根據權利要求10所述的單級電源轉換器，其中所述用於提供 PFC的裝置包括電阻器和二極體，用於識別所述輸入功率的同步狀況；以及 正弦表模塊，用於使所述輸入功率的電流成分和電壓成分同步。
12. 根據權利要求10所述的單級電源轉換器，其中用於控制電流 的所述裝置包括電流感測裝置，用於生成表示流經所述電源轉換器的一 個支路的電流量的信號。
13. 根據權利要求10所述的單級電源轉換器，包括開關，根據佔 空比電流流經所述開關，其中用於控制的所述裝置耦接到所述開關以控 制所述佔空比。
14. 根據權利要求13所述的單級電源轉換器，其中 當所述開關被切斷時，向所述至少一個LED提供更多電流，從而4吏所述至少一個LED更亮；並且當所述開關被導通時，向所述至少一個LED提供更少電流，從而 4吏所述至少一個LED更暗。
15. 根據權利要求10所述的單級電源轉換器，其中所述用於控制的裝置提供過流保護。
16. 根據權利要求15所述的單級電源轉換器，其中所述用於控制 的裝置使用數字控制來控制提供給所述至少一個LED的電流，並將模擬 控制用於過流保護。
17. —種使用輸入功率驅動多組發光二極體(LED)的電源轉換器， 其中每組中的二極體是相同顏色的，所述轉換器包括用於為所述輸入功率提供功率因數校正(PFC)的裝置；以及 用於控制提供給所述至少一個LED的電流的裝置。
18. —種用於驅動至少一個發光二極體(LED)的單級電源轉換器， 包括輸入端子，用於接收經整流的交流(AC)輸入功率；輸出端子，在所述輸出端子處向所述至少 一 個L ED提供驅動電流；開關，可以根據佔空比控制所述開關，用於增加和減小提供給所述至少 一個LED的所述驅動電流；用於為輸入功率提供功率因數校正(PFC)的裝置，所述裝置包括用於識別所述輸入功率中的同步狀況的裝置；用於通過調節所述開關的所述佔空比來控制提供給所述至少一個LED的電流的裝置，所述裝置包括耦接到所述開關的電流感測裝置，用於生成表示流向所述至少 一個LED的電流量的信號；耦接到所述變壓器的初級線圏的電晶體，用於控制流經所述初級線 圈的電流；耦接到所述電晶體的電流感測裝置，用於生成表示流經所述電源轉 換器的電流量的信號，所述電流感測裝置形成用於所述電源轉換器的電 流控制回^各的部分；控制器，所述控制器可以工作以提供所述電源轉換器的所述電流控 制迴路的模擬控制和所述電源轉換器的所述電壓控制迴路的數字控 制。
全文摘要
本發明提供了一種單級電源轉換器，用於驅動多個發光二極體(LED)。該電源轉換器將AC輸入電壓轉換成DC電流源並調節流到LED中的電流。此外，控制AC輸入電流使之具有與AC輸入電壓同步的正弦波形，使得AC輸入功率因數得到校正。因此，使用單個電源轉換級同時獲得了功率因數校正(PFC)和LED電流調節。因此能夠以低成本獲得更高效率。
文檔編號H05B41/24GK101199239SQ200680017477
公開日2008年6月11日 申請日期2006年3月22日 優先權日2005年3月22日
發明者I-H·吳, M·拉亞巴裡 申請人:美國快捷半導體有限公司