一種功率因數修正器的輔助電路的製作方法
2023-09-22 22:37:40
專利名稱：一種功率因數修正器的輔助電路的製作方法
技術領域：
本發明是關於一種切換式電源供應器的控制電路，尤指一種可令該切換式電源供應器內，所安裝的一功率因數修正器的零電流偵測接腳及供電接腳，可在不受繞組的圈數比限制下，共用其內一電感器上的一次級繞組的輔助電路。
事實上，功率因數主要是由電流畸變與相移兩個參數所構成，其中相移部分可在電力供應端進行補償，但電流畸變就必須在電力使用端作改良。以一個可供應115V、15A交流電的電源插座為例，其上插接一在15A供電狀況下可正常運作的負載，此時，若該負載上所設的電源供應器(其功率因數一般約等於0.6)，並不具有功率因數校正(Power factor Correction，簡稱P.F.C)的原理，則其上的有效輸入電流，經過該電源供應器後，將會從15A減少至僅剩9A。據上所述可知，既始該電源插座可同時插接4臺設有功率因數校正電路的電腦，以供應電源，令其正常運作，卻無法保證兩部不含功率因數校正電路的電腦正常運作。
這種因電流畸變，所造成的電源汙染，不僅將減低電源網絡的效率，令電力公司的電力控制較為困難，並且將迫使電力公司必須使用較粗的電纜來傳輸電力，所以，近年來，在歐洲地區陸續制訂出各式規範(如EN61000-3-2)，以限制電源設備上所產生的諧波電流大小，並規定燈具及大功率電器設備，必須加裝功率因數校正電路，才允許輸入歐洲地區，這些規範對於以家用電器及電腦資訊產品為出口導向的我國廠商而言，將造成一定程度的衝擊，因此如何技巧的將功率因數校正電路，安裝在各式家用電器、電腦、監視器及電源供應器等輸歐產品上，以有效改善諧波電流所造成的不良影響，成為各廠商必需面對的一個重要課題。
近年來，各式電源供應器的製造廠商，為了使其所生產的切換式電源供應器，能符合EN61000一3-2規範對電流諧波大小的要求，均在其上加裝所謂的功率因數修正器(POWER FACTOR CORRECTOR，簡稱PFC)，該等修正器主要可分為被動式及主動式兩種，其中主動式的功率因數修正器，以升壓型(Booster)最為常用，這種升壓型的功率因數修正器又可分為定頻的連續導通(CONTINUOUS CONDUCTION MODE，簡稱CCM)及變頻的邊界模式(BOUNDARY MODE)，定頻模式的控制器是標榜流經開關的峰值電流較小，即導通損失較小，但是其切換損失較大，EMI也較差，其中UNITRODE公司所生產的的編號為UC3854的集成電路(IC)為典型代表，其腳位較多(16Pin)，所以應用方式也比較複雜。變頻模式的控制器是標榜零電流切換，即切換損失較小，但其導通損失較大，開關所需承受的峰值電流也較大，其中以SGS Thomson公司所生產的編號為L6561的的集成電路及MOTOROLA公司所生產的編號為MC33262的集成電路為典型代表，其腳位較少(8Pin)，應用方式較為簡單，然而，在開關的選擇上，要特別注意RDSon參數，因該參數值越小，損失也就越低。
一般而言，切換式電源供應器的的運作原理，主要是藉調整開關切換的責任周期，調整能量的儲放，以供應輸出電源，所以，所謂的主動式功因修正主要是藉在調整開關切換的責任周期時，不僅令其輸入能量符合輸出需求，並令輸入電流的形狀近似於電源的正弦波(Sin)。由於功率因數修正器的操作架構，是在零電流的條件下啟動電子開關，因此，其上必須具有零電流偵測電路(Zero Current Detector，簡稱ZCD)，
圖1所示即為一設有功率因數修正器20的電源供應器10，其操作波形如圖2所示，其工作原理是在當其上的一升壓型(Booster)轉換器內的一電感器30的放電電流降為零時，儲能電感與雜散電容將產生諧振，該電感器30的次級繞組31的電壓Vns會產生由高變低的負緣波形。以安裝有SGS Thomson公司編號為L6561的集成電路的功率因數修正器20為例，並參閱圖1所示，當其上零電流偵測接腳ZCD偵測到電壓VZCD降低至臨界電壓Vth時，將觸發該L6561集成電路內功率因數修正器的比較器，產生一控制訊號，令MOSFET開關40開始導通，此即為零電流啟動的原理，而在下次導通前，該接腳ZCD所偵測到的電壓VZCD必須高過臨界電壓Vth，來執行重置(Reset)動作，因此，該儲能電感上與該電流偵測接腳ZCD相連接的繞組(在本發明中稱之為零電流偵測繞組)的圈數比(n)必須符合以下要求nV0-Vin,rms(max)Vth---(1)]]>此時，若該電源供應器的規格，是輸入電壓Vin在90～264V範圍內，且輸出電壓Vo為400V時，該零電流偵測繞組的圈數比，必須小於12.7∶1，若該次級側繞組31的圈數比是設計在20∶1，將導致輸入電壓Vin在的264V時，發生控制電路工作不連續，而產生異常現象，其原因即為當輸入電壓Vin為峰值時，該接腳ZCD上的電壓VZCD未能高過臨界電壓Vth，導致無法執行重置動作，而發生上述異常現象，其波形如圖3所示。所以，傳統上，該次級側繞組31必須針對作為電流偵測或供電之用，而被分開設計為一零電流偵測繞組311及—供電繞組312，參閱圖4(a)所示，此舉不僅增加了線路的複雜度及製造成本，並且進一步增加了電源供應器的體積。此外，另有設計者為使該功率因數修正器20的零電流偵測接腳ZCD及供電接腳Vcc能共用單一的次級側繞組31，於是根據該零電流偵測接腳ZCD的需求，設計次級側繞組31的圈數比，令其可直接連接至該零電流偵測接腳ZCD，然而此時，由於該次級側繞組31經整流濾波的電壓，會超出該功率因數修正器20的供電接腳Vcc所需的電壓，所以需增設一額外的線性穩壓電路32，參閱圖4(b)所示，對其進行降壓，來獲得較低的供電電壓，因此這種作法並未能有效簡化線路的複雜度及製造成本。
本發明的一個目的，是在該功率因數修正器的零電流偵測腳及供電接腳，可共用該次級側繞組，而無需額外增設—零電流偵測繞組，故可在不犧牲功率的前提下，有效降低線路的複雜度及製造成本，並進一步縮小電源供應器的體積。
本發明的另一個目的，是在該功率因數修正器的零電流偵測接腳及供電接腳，可在不受繞組的圈數比限制下，共用該次級側繞組，大幅提升該控制電路的穩定性。
本發明是一種具有自我供電及零電流偵測原理的功率因數修正器的輔助電路，其特徵在於包含一轉換器，該轉換器內包含一初級繞組、一次級繞組及其它線路與零件；一供電電路，該供電電路內包含一濾波電容，該濾波電容連接至次級繞組的一側；一零電流偵測電路，該零電流偵測電路內至少包含兩個電阻，各電阻的一端分別連接至濾波電容的正端及負端；一功率因數修正器，該功率因數修正器上的零電流偵測接腳與零電流偵測電路相連接，其上的供電接腳與供電電路相連接，其餘接腳按其用途，分別與轉換器內的其它線路與零件相連接；一切換開關，該切換開關分別與功率因數修正器上的接腳及初級繞組相連接，按照該接腳傳來的觸發訊號，進行切換。
所述的功率因數修正器可為邊界模式的功率因數修正器。
所述的濾波電容的負端連接至次級繞組，其正端是透過供電電路連接至供電接腳。
所述的輔助電路，其中各電阻的另一端連接至零電流偵測接腳。
所述的輔助電路，其中連接至濾波電容負端的電阻值，小於連接至該濾波電容正端的電阻值。
由於在該功率因數修正器的零電流偵測腳及供電接腳，可共用該次級側繞組，而無需額外增設—零電流偵測繞組，故可在不犧牲功率的前提下，有效降低線路的複雜度及製造成本，並進一步縮小電源供應器的體積。
由於該功率因數修正器的零電流偵測接腳及供電接腳，可在不受繞組的圈數比限制下共用該次級側繞組，故可以大幅提升該控制電路的穩定性。
乘法器 22 比較器 23RS開關 24 功率因數修正器 25電感器 70 電源供應器 50次級側繞組 71 濾波電容C1電阻R1、R2零電流偵測接腳 ZCD供電接腳Vcc MOSFET開關 80供電電路81 零電流偵測電路 82
SGS-Thomson公司所生產的編號為L6561的集成電路，是適應於小功率需求而設計製造的一種功率因數修正器，該修正器僅具有8支接腳(Pin)，一般適用在100至500瓦的工作環境下，其設計及應用是以簡單方便著稱，且本身必需是操作在臨界(critical)電流模式，該修正器內部設有輸出過電壓保護、低起動電流及工作電流的設計，而內部的啟動振蕩器可在該修正器被啟動時，產生閘極驅動訊號。
在本發明中，參閱圖5所示，當該修正器20被應用於一切換式電源供應器時，該修正器20上的第1接腳，是用以接收由一升壓型(Boost)轉換器分壓的電壓INV，並將其導入至其內部的一誤差放大器21(Error Amplifier，簡稱E/A)，該誤差放大器21與—內部直流參考訊號相減，並對其進行濾波後，產生一誤差訊號，該誤差訊號的頻寬，在設計上遠低於電源整流訊號，在電源一周期變動內可視為直流，接著，該修正器20內的一乘法器22(Multiplier)，再將該誤差訊號，與其上第3接腳從橋式整流器所導入的電源整流訊號MULT進行乘法運算，其結果可作為電感電流峰值的參考訊號，該修正器20內的一比較器23，再將該參考訊號與其上第4接腳所檢知的電感電流CS進行比較，若該電感電流CS的峰值已達該參考訊號，則該比較器23將輸出一脈衝(pulse)至一RS開關(Latch)24，令該RS開關24關閉。
該RS開關24關閉後，電感電流即呈線性下降，直到該修正器20上的零電流偵測接腳ZCD偵測到一零電流訊號，即偵測到電感電流降到零時，該修正器20內的一功率因數修正器25，將輸出一脈衝至該RS開關24，令其重新導通，此時，若假設切換頻率遠大於電源頻率，在一周期內電源可視為定值，則電感電流將呈線性上升，如此，即完成一周期的切換。由其控制結果可知，該修正器20很明顯地將令該升壓型轉換器的控制電路操作在變頻邊界模式，即在連續導通模式(CONTINUOUS CONDUCTIONMODE，簡稱CCM)及不連接導通模式(DISCONTINUOUS CONDUCTIONMODE，簡稱DCM)的邊界，參閱圖6所示，由於，在變頻邊界模式的升壓型轉換器的控制電路中，每個周期的平均電流是該周期峰值電流的1/2，而峰值電流ILPK所參考的訊號是電源整流訊號與直流誤差訊號相乘的結果，所以其波形與電流整流訊號相同，因此，峰值電流連接而形成的波形，將與電源整流波形相同，電感電流的平均波形，也會極近似於電源整流波形，進而達到功率因數修正的目的。
本發明為令切換式電源供應器內所安裝的功率因數修正器可以共用同一繞組(次級側繞組)，以分別獲取零電流偵測訊號及供電，特在此切換式電源供應器50內，參閱圖7所示，安裝一SGS-THomson公司所生產的編號為L6561的功率因數修正器60，該修正器60的各接腳是按其用途，分別與該切換式電源供應器50內的控制線路相連接，其對該切換式電源供應器50內的轉換器完成功率因數修正的目的。在本發明中，由於該轉換器內的一電感器70的次級側繞組71上的電壓，包含有市電60Hz的振幅，故該次級側繞組71的圈數比必須符合前述公式(1)的限制，這是因為負責供電的供電電路81內的整流濾波電容C1的正端VCAP(+)，參閱圖5、7所示，不含市電60Hz的振幅，若從該濾波電容C1的正端VCAP(+)串聯一個電阻R2，連接到該修正器60的零電流偵測接腳ZCD，雖可消除市電60Hz振幅的影響，但在較高的輸入電壓Vin時，零電流偵測接腳ZCD上的下降負緣電壓VZCD，即無法低於1.6V，參閱圖8所示，導致無法觸發該修正器60內的功率因數修正器25，以產生可令MOSFET開關80導通的控制訊號，因此，單純從該濾波電容C1的正端VCAP(+)，串聯電阻R2至修正器60的零電流偵測接腳ZCD的作法，顯然不可行。
為解決這一問題，本發明增加了另一電阻R1，將其串聯在該濾波電容C1的負端VCAP(-)與該次級繞組71相連接的線路上，參閱圖9所示，與該電阻R2形成一零電流偵測電路82。此時，該修正器60的零電流偵測接腳ZCD的端電壓，會受其內部上下箝位電路的限制，並且沒有市電60Hz的影響，因此可不受公式(1)的限制，使得修正器60的零電流偵測接腳ZCD及供電接腳Vcc可分別透過該零電流偵測電路82及供電電路81，共用該次級側繞組71，其測試波形如圖10所示，該另一電阻R1與其端末的雜散電容，會造成時間延遲，所以該電阻R1的電阻值越小越好，而其最小值是限制在允許流入或流出零電流偵測接腳ZCD的電流，不超過±3mA的範圍內，因此，若其電阻值為10K歐姆時，最大電流不可超過1.8mA。另外，在本發明中，由於該電阻R2是用來提升電壓的，故其電阻值較大比較好。因此，該修正器60的供電接腳Vcc所獲得的供電電壓(Vcc)，可依下列公式計算出VCC=V0n-2VF---(2)]]>以輸出電壓Vo＝400V、次級側繞組比n＝22、次級側電容C2的電壓VF＝0.4V為例，由公式(2)計算出Vcc等於17.4V，小於1 8V，符合該L6561功率因數修正器60的規格限制，其啟動波形如圖11所示，其中顯示實測值為17.3V。在本發明中，當該零電流偵測電路82及供電電路81發生過電壓時，該L6561功率因數修正器60的供電接腳Vcc也會發生過電壓的現象，故可於供電接腳Vcc端串聯一個10歐姆的電阻R3，以限制供電電壓，防止發生過電壓的情況。
據上所述，本發明可由具體的實驗數據證實，該切換電源供應器50內所安裝的功率因數修正器60的零電流偵測接腳ZCD及供電接腳Vcc，可在不受繞組的圈數比限制下，分別透過零電流偵測電路82中的兩個電阻R1、R2及供電電路81，共用次級側繞組71，無需額外增設零電流偵測繞組，可以有效地降低線路的複雜度及製造成本，並進一步縮小電源供應器的體積。
以上所述，僅為本發明的較佳的具體實施方式
，本發明的保護範圍並不局限於此，任何熟悉該技術的人，在本發明揭露的技術範圍內，可輕易想到的變化或替換，均應涵蓋在本發明的保護範圍內。因此，本發明的保護範圍應該以權利要求書的保護範圍為準。
權利要求
1.一種功率因數修正器的輔助電路，其特徵在於包含一轉換器，該轉換器內包含一初級繞組、一次級繞組及其它線路與零件；一供電電路，該供電電路內包含一濾波電容，該濾波電容連接至次級繞組的一側；一零電流偵測電路，該零電流偵測電路內至少包含兩個電阻，各電阻的一端分別連接至濾波電容的正端及負端；一功率因數修正器，該功率因數修正器上的零電流偵測接腳與零電流偵測電路相連接，其上的一個供電接腳與供電電路相連接，其餘接腳按其用途，分別與轉換器內的其它線路與零件相連接；一切換開關，該切換開關分別與功率因數修正器上的一個接腳及初級繞組相連接，按照該接腳傳來的觸發訊號，進行切換。
2.如權利要求1所述的輔助電路，其特徵在於該功率因數修正器可為邊界模式的功率因數修正器。
3.如權利要求1所述的輔助電路，其特徵在於該濾波電容的負端連接至次級繞組，其正端透過供電電路連接至供電接腳。
4.如權利要求1所述的輔助電路，其特徵在於各電阻的另一端連接至零電流偵測接腳。
5.如權利要求1所述的輔助電路，其特徵在於連接至濾波電容負端的電阻值，小於連接至該濾波電容正端的電阻值。
全文摘要
本發明是有關一種功率因數修正器的輔助電路，該輔助電路設在一切換式電源供應器內，以令其上的一電感器的次級繞組側所連接的一濾波電容的正負端，可分別藉一電阻，串聯至一功率因數修正器的零電流偵測接腳，並令該功率因數修正器的供電接腳透過供電電路共用該次級側繞組，如此，該功率因數修正器的零電流偵測接腳及供電接腳，即可在不受繞組的圈數比限制下，利用單一的次級側繞組，進行電流檢測及供電，不僅可有效降低線路的複雜度及製造成本，並可縮小切換式電源供應器的體積。
文檔編號H02M1/12GK1476154SQ0212868
公開日2004年2月18日 申請日期2002年8月12日 優先權日2002年8月12日
發明者陳璟全, 陳 全 申請人:天網電子股份有限公司