頭位置控制裝置和介質存儲裝置的製作方法
2023-09-14 21:08:05 2
專利名稱：頭位置控制裝置和介質存儲裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及根據盤的偏心控制頭的偏心的頭位置控制裝置和介質存儲裝置，尤其涉及用於避免當將一個頭切換到另一個頭時生成驅動電流的階差的頭位置控制裝置和介質存儲裝置。
背景技術：
在諸如磁碟裝置和光碟裝置的介質存儲裝置中，由同一致動器對多個頭定位為面對不同磁碟表面。例如，通過執行尋道控制將頭移到面對的盤的目標軌道並執行之後執行的跟蹤控制來將頭定位到目標軌道上。
如圖24所示，在該盤裝置中存在盤的偏心。例如，面對頭A的一個盤表面上的伺服信號的軌跡110和面對頭B的另一個盤表面上的伺服信號的軌跡112相對於使該盤旋轉的主軸馬達的旋轉中心是偏心的。
通過讀取伺服信號探測位置，並基於該位置控制偏心來跟隨伺服信號，沿所述頭面對的盤的伺服信號控制該頭的位置，因此這樣的偏心不會成為一個頭與該頭面對的盤之間的問題。
另一方面，如圖24所示，相對於盤裝置的馬達旋轉中心的兩個盤表面上的伺服信號的軌跡110和112可能彼此不同，即，在一些情況下頭A的偏心量與B的偏心量可能不同。在組裝該裝置之前將伺服信號記錄到各個盤、並在該裝置中組裝該盤(稱為介質STWServo Track Write伺服軌道寫入)的系統的情況下，產生偏心並且盤之間的偏心量的差異很大。並且如果使用通過磁性轉移將伺服信號記錄在盤上的磁性轉移盤，或者使用只在盤基片的記錄軌道上形成磁記錄層的圖案介質(patternedmedia)，偏心量會在盤的前後之間不同。
因為盤表面之間的偏心量的差異，所以當頭切換時要求跟隨頭切換的偏心。換句話說，如果將跟隨伺服信號的軌跡110的頭A切換到頭B，則頭B必須跟隨伺服信號的軌跡112。
圖26示出當偏心軌跡在頭A與頭B之間不同時的示例，並且示出當將正在軌道(圖24中的軌跡110)上進行位置控制的頭A切換到不同盤表面上的頭B時的電流、速度和位置的改變。為了簡化描述，在圖26中，假定頭A的盤表面的偏心量是「0」，只有頭B的盤表面是偏心的，並且示出了頭B的驅動電流、速度和位置。
如圖26所示，頭B的偏心校正電流由頻率與旋轉頻率相同的正弦波表示。如圖26所示，在將頭A切換到頭B之後，立即將偏心校正電流從頭A的盤表面的偏心校正切換到頭B的盤表面的偏心校正。由此，在相對電流U中生成值為u0的階差。由於頭A與頭B的正弦波軌跡的差，頭B具有相對速度V0的初始速度。相對位置也改變X0。
然而，已假定當將頭切換時初始速度為「0」或者與前一頭相同的速度。在頭切換中，正常地在切換之後執行新頭的尋道控制。由於當尋道控制開始時的初始速度不是「0」，因此當頭到達目標位置時出現振動，並且收斂該振動要花費時間，這導致尋道時間的延遲。
如果當頭切換並且偏心校正電流的階差u0很大時急劇地切換電流，則致動器會共振並且產生振動。因此，如圖26所示，如果在初始電流u0中產生顯劇階差，則會產生振動，並且尋道時間延遲。
作為用於當頭切換時減小電流階差的方法，如圖25所示，已提出一種增加了初始電流和電流階差抵消功能的控制系統(例如，參見日本專利申請特開2004-022133號(圖5至圖7))。
如圖25所示，具有偏心校正功能的伺服控制系統具有計算目標位置「r」與當前位置「y」之間的位置誤差(r-y)的計算單元140，計算消除位置誤差的電流並將其輸出到作為設備的致動器P的控制器C，對每個頭存儲偏心校正電流從而跟隨盤的偏心量的表144，以及向來自控制器C的命令電流增加與表144中所選擇的頭(盤表面)Head對應的偏心校正電流並向設備P提供結果的加法器142。
當頭切換時，校正軌跡生成部分160根據切換之前的頭HeadOld和切換之後的頭Head確定初始速度和電流階差，並生成校正位置軌跡和校正電流。加法器162向來自根據切換之後的頭Head確定的偏心校正表144的偏心校正電流增加電流校正軌跡，從而抵消由切換所產生的階差。計算單元164從當前位置「y」減去位置校正軌跡，並將結果輸出到計算單元140。
換句話說，校正軌跡生成部分160從外部向控制器C提供使初始速度為0的軌跡。校正軌跡生成電路160也計算包括抵消初始電流u0的量抵消的電流階差的現時軌跡，並校正偏心校正電流。
當在頭切換之後不對該切換過的頭立即執行尋道控制時，該傳統方案是有效的。然而，如果立即對切換過的頭進行尋道控制，則必須考慮與尋道電流值的關係。換句話說，在尋道期間，必須考慮電流飽和和要增加的高頻成分。
為了校正速度，使得速度得到抑制並且不產生共振，必須增加即使在與尋道電流組合之後也仍然光滑的電流波形。但是在現有技術中，當向尋道電流個別地增加與初始速度和階差成比例的補償電流時，將組合電流波形改變為依賴於速度和階差電流值而變化。因此如果向圖27中表示的普通尋道電流波形增加這些補償電流，則如圖28所示，尋道中的初始電流值突然增加，或者如圖29所示，尋道中的初始電流值突然降低。所以，在尋道初始期間的電流波形會失真。
如果有很多高頻成分，則這些失真容易造成噪聲。例如，如果提供具有很多諸如幾kHz的高頻成分的電流，則用戶就能感覺到噪聲。
為了減少噪聲，必須使波形均勻，並且不包括高頻成分。然而，尋道波形依賴於尋道時間(距離)而改變，所以根據現有技術，光滑電流波形是針對初始速度和針對電流階差校正單獨進行離線仿真的，從而速度得到抑制並且不產生共振，並且必須準備與尋道時間對應的大量波形。
該設計花費時間，並且存儲根據尋道時間改變的很多波形增加裝置的存儲器容量，這阻礙了成本的降低。
近來隨著盤裝置的使用範圍擴大，盤裝置正在安裝到聲學設備中，所以要求對裝置進行靜音設計，並且要求最小化操作聲音。為此，要求容易解決由於電流階差產生聽得到的聲音的問題。
發明內容
鑑於以上，本發明的目標是提供一種頭位置控制裝置和介質存儲裝置，用於當頭切換時，避免由於偏心校正造成的電流階差而產生噪聲。
本發明的另一個目標是提供一種頭位置控制裝置和介質存儲裝置，用於即使在頭切換之後立即執行尋道控制，也能避免由於偏心校正造成的電流階差而產生噪聲。
本發明的另一個目標是提供一種頭位置控制裝置和介質存儲裝置，用於即使在頭切換之後立即執行尋道控制，也能生成用於抵消與尋道波形對應的階差的軌跡。
本發明的另一個目標是提供一種頭位置控制裝置和介質存儲裝置，用於抵消對頭進行切換時生成的電流差，使得容易預測尋道期間的飽和電流，並且避免尋道電流的飽和。
為了實現這些目標，實施方式的介質存儲裝置包括多個頭，其用於至少讀取旋轉存儲介質的每個表面上的數據；致動器，其用於將所述多個頭定位於所述存儲介質的預定位置；以及控制單元，其配置為二自由度控制系統，該系統用於通過面對指定頭的盤表面上的偏心校正電流來校正所述致動器的偏心，並且根據所述頭的目標位置與從所述頭獲得的當前位置之間的位置誤差執行尋道控制。當所述控制單元將一個頭切換到另一個頭並尋道所述另一個頭時，所述控制單元獲取在所述切換之前向所述致動器提供的輸出電流、在所述切換之後所述另一個頭的偏心校正電流和初始速度，計算抵消由於所述頭切換造成的所述輸出電流的電流階差的校正軌跡初始值，並向輸入所述尋道軌跡的所述二自由度控制系統提供根據所述初始值的校正軌跡。
實施方式的頭位置控制裝置是用於控制致動器位置的頭位置控制裝置，該致動器使用於至少讀取旋轉存儲介質的每個表面上的數據的多個頭定位於所述存儲介質的預定位置，該頭位置控制裝置包括偏心校正電流表，其存儲面對指定頭的盤表面上的偏心校正電流；以及控制單元，其配置為二自由度控制系統，該二自由度控制系統通過所述偏心校正電流表中的指定頭的偏心校正電流對所述致動器的偏心進行校正，並且根據所述頭的目標位置與從所述頭獲取的當前位置之間的位置誤差執行尋道控制。當所述控制單元將一個頭切換到另一個頭時，所述控制單元獲得在所述切換之前向所述致動器提供的輸出電流、在所述切換之後所述另一個頭的偏心校正電流和初始速度，計算抵消由於所述頭切換造成的所述輸出電流的電流階差的校正軌跡初始值，並向輸入所述尋道軌跡的二自由度控制系統提供根據所述初始值的校正軌跡。
在本發明中，優選所述控制單元向要尋道的所述尋道距離增加所述初始值，生成所述被加距離的尋道軌跡，並且將結果提供給所述二自由度現時觀測器控制。
在本發明中，優選所述控制單元生成從所述初始值開始隨著時間的經過變為「0」的校正後位置軌跡，並將所述軌跡提供給所述二自由度現時觀測器控制。
在本發明中，優選所述控制單元將所述尋道軌跡和所述校正位置軌跡相加，並將結果提供給二自由度現時觀測器控制系統。
在本發明中，優選所述控制單元將所述初始值轉換為初始電流值，生成從所述初始值開始隨著時間的經過變為「0」的校正後電流軌跡，並將所述軌跡提供給所述二自由度現時觀測器控制。
在本發明中，優選所述控制單元將所述校正電流軌跡加到提供了尋道軌跡的所述二自由度現時觀測器控制系統的電流輸出。
在本發明中，優選所述控制單元根據所述頭的輸出獲取切換之後的採樣的當前位置和下一個採樣的當前位置，並計算當前速度。
在本發明中，優選所述控制單元根據切換之前的採樣的輸出電流與切換之後的偏心校正電流之間的差，計算所述當前速度。
在本發明中，優選所述控制單元基於觀測器所述現時觀測器的當前採樣的當前位置與預測位置之間的預測位置誤差，校正當前採樣的預測位置，計算所述當前採樣的所述校正預測位置與目標軌跡之間的差，根據所述差計算所述致動器的輸出值，並基於所述當前採樣的所述校正預測位置和所述輸出值計算下一個輸出值計算的預測位置。
在本發明中，優選所述控制單元基於所述當前採樣之前一個採樣的輸出值和所述差計算在採樣時間點提前預定時間的時間的預測位置，並基於所述校正預測位置、所述當前採樣的輸出值和所述當前採樣之前一個採樣的輸出值，計算出下一個輸出值計算的預測位置。
由於用於抵消輸出電流的所述電流階差的所述校正軌跡的初始值是基於在切換之前提供給所述致動器的輸出電流和在切換之後另一個頭的偏心校正電流和初始速度而計算出的，並且向輸入了尋道軌跡的二自由度控制系統提供根據初始值的校正軌跡，因此可以通過根據所述二自由度控制系統的特徵抵消電流階差的軌跡的初始值來校正所述電流階差，並且一個參數可以校正所述初始速度和所述電流階差。根據針對每個尋道電流波形設計所述電流階差的校正波形變得更加容易，並且可以容易實施不產生振動和噪聲的尋道控制。
圖1是描繪根據本發明實施方式的介質存儲裝置的框圖； 圖2是描繪圖1中的盤的位置信號的圖； 圖3是描繪圖2中的位置信號的細節的圖； 圖4是描繪根據本發明實施方式的尋道控制的轉換的圖； 圖5是描繪本發明位置控制系統的第一實施方式的框圖； 圖6是描繪圖5中二自由度控制系統的控制器的框圖； 圖7是描繪圖5中軌跡生成部分的框圖； 圖8是描繪圖7中軌跡生成處理的第一實施方式的處理的流程圖； 圖9是描繪圖7中軌跡生成處理的第二實施方式的處理的流程圖； 圖10是本發明的示例的特徵圖； 圖11是本發明的比較示例的特徵圖； 圖12是描繪圖5中軌跡生成部分的第二實施方式的框圖； 圖13是圖5中階差抵消軌跡的一個實施方式的圖； 圖14是本發明的階差抵消軌跡的另一個實施方式的圖； 圖15是本發明的階差抵消軌跡的第三實施方式的圖； 圖16是本發明的階差抵消軌跡的第四實施方式的圖； 圖17是本發明的階差抵消軌跡的第五實施方式的圖； 圖18是本發明的階差抵消軌跡的第六實施方式的圖； 圖19是描繪本發明的位置控制系統的第二實施方式的框圖； 圖20是描繪圖19中二自由度現時觀測器的框圖； 圖21是圖19中階差抵消電流軌跡的圖； 圖22是描繪本發明位置控制系統的第三實施方式的現時觀測器的框圖； 圖23是描繪本發明位置控制系統的第四實施方式的現時觀測器的框圖； 圖24是描繪根據現有技術當頭切換時的偏心校正的圖； 圖25是描繪根據現有技術進行偏心校正的位置控制裝置的框圖； 圖26是根據現有技術在切換時的電流階差的圖； 圖27是尋道電流波形的圖； 圖28是根據現有技術切換控制的尋道電流波形的第一圖；以及 圖29是根據現有技術切換控制的尋道電流波形的第二圖。
具體實施例方式 現在以介質存儲裝置、位置控制系統的第一實施方式、軌跡生成部分、位置控制系統的第二實施方式、位置控制系統的第三實施方式、位置控制系統的第四實施方式、位置控制系統的第五實施方式和其它實施方式的順序描述本發明的實施方式，但是本發明不限於這些實施方式。
介質存儲裝置 圖1是描繪根據本發明實施方式的介質存儲裝置的框圖。圖2是描繪圖1中磁碟上位置信號的排列的圖，圖3是圖1和圖2中磁碟上位置信號的配置的圖，圖4是描繪尋道控制的轉換的圖。
圖1表示作為介質存儲裝置的磁碟裝置。如圖1所示，將作為磁存儲介質的磁碟4安裝在主軸馬達5的旋轉軸2處。主軸馬達5使磁碟4旋轉。致動器(VCM)1在末端具有磁頭3，並且在磁碟4的半徑方向上移動磁頭3。
致動器1由圍繞旋轉軸旋轉的音圈馬達(VCM)組成。在圖1中，在磁碟裝置上安裝兩個磁碟4，並且四個磁頭3由同一致動器1同時驅動。
磁頭3具有讀元件和寫元件。磁頭3由包括在滑動器上堆疊的磁阻(MR)元件的讀元件和包括在滑動器上堆疊的寫線圈的寫元件組成。
位置檢測電路7將磁頭3讀取的位置信號(模擬信號)轉換為數位訊號。讀/寫(R/W)電路10控制磁頭3的讀和寫。主軸馬達(SPM)驅動電路8驅動主軸馬達5。音圈馬達(VCM)驅動電路6向音圈馬達(VCM)1提供驅動電流，並驅動VCM1。
微控制器(MCU)14根據來自位置檢測電路7的數字位置信號對當前位置進行檢測(解調)，並且根據檢測的當前位置與目標位置之間的誤差計算VCM驅動命令值。換句話說，執行在圖4中或之後描述的、包括位置解調、尋道和跟隨的伺服控制。只讀存儲器(ROM)13存儲MCU14的控制程序。隨機存取存儲器(RAM)12存儲用於MCU14正在處理的數據。
硬碟控制器(HDC)11根據伺服信號的扇區號判斷一個軌道中的位置，並且記錄/再現數據。緩衝15的隨機存取存儲器(RAM)臨時存儲讀數據和寫數據。HDC11通過諸如USB(通用串行總線)、ATA(附加AT)和SCSI(小型計算機系統接口)的接口IF與主機通信。總線9連接這些元件。
如圖2所示，在磁碟4上，以相等間隔在從外圓周到內圓周在沿圓周方向上的每個軌道上設置伺服信號(位置信號)16。每個軌道具有多個扇區，圖2中的實線表示伺服信號16所記錄的位置。如圖3所示，位置信號由伺服標記Servo Mark、軌道號Gray Code、索引Index和偏移信息(伺服脈衝)PosA、PosB、PosC和PosD組成。圖3中的虛線表示軌道中心。
由頭3讀取圖3中的位置信號，使用軌道號Gray Code和偏移信息PosA、PosB、PosC和PosD檢測半徑方向上的磁頭位置。根據索引信號Index獲取圓周方向上的磁頭位置。
例如，將當檢測到索引信號時的扇區號設定為No.0，每次檢測到伺服信號就將其累加，並且獲得軌道的每個扇區的扇區號。當記錄並再現數據時，伺服信號的扇區號成為參考。軌道中有一個索引信號。可設定扇區號替代索引信號。
圖1中的MCU14通過位置檢測電路7確認致動器1的位置，執行伺服計算，並向VCM1提供適當的電流。換句話說，如圖4所示，尋道控制從粗控制、固定控制轉換到可將頭移動到目標位置的跟蹤控制。在任何情況下，必須檢測頭的當前位置。在此描述中，跟蹤控制中包括固定控制。
如上所述在圖2中，為了確認位置，提前在磁碟4上記錄伺服信號。換句話說，如圖3所示，記錄例如表示伺服信號開始位置的伺服標記(servo mark)、表示軌道號的格雷碼(gray code)、索引信號(index)和表示偏移的PosA到PosD的信號。磁頭讀取這些信號，位置檢測電路7將伺服信號轉換為數字值。
位置控制系統的第一實施方式 圖5是描繪本發明位置控制系統的第一實施方式的框圖，並且是圖1中的MCU14執行的位置控制系統的框圖。圖6是構成圖5中的控制器的二自由度控制部分的框圖。
如圖5所示，控制器22控制設備(目標對象)40(圖1中的致動器1和磁頭3)。控制器22由圖6中描述的二自由度控制系統組成。偏心校正電流表24存儲每個磁頭的偏心校正電流。例如，對盤的一個軌道存儲每個採樣時間的用作偏心校正電流的正弦波的幅值。
軌跡生成部分20根據目標位置Target和當前位置y(n)計算尋道距離，如圖7所示，並且根據尋道距離生成尋道軌跡(位置)。如後面描述的，軌跡生成部分20也計算初始速度、根據切換之後的偏心校正電流、切換之前的初始速度和輸出電流值生成用於抵消電流階差的軌跡，將該軌跡加到尋道軌跡中，並將結果輸出到控制器22。
現在參考圖6描述使用構成控制器22的現時觀測器的二自由度位置控制系統。磁碟裝置的致動器是旋轉型。但是如以下表達式(1)所示，可以使用線性致動器的狀態方程表達該控制系統。這裡「x」是位置(m)，「v」是速度(m/s)，「u」是電流(安培)，「B1」是力常數(N/m)，「m」是等效質量(kg)，「u」是輸出，「s」是拉普拉斯算子。
[式1] 如果採樣周期是T(s)，則電流最大值是Imax(安培)，軌道寬度是Lp(m/軌道)，將位置單位轉換為軌道，速度的單位轉換為軌道/採樣，作為電流單位，將Imax轉換為「1」，將式(1)表達為數字狀態方程，然後獲得式(2)。
[式2] 當前位置y(n)和預測位置x(n)處於以下表達示(3)的關係。
[式3] 對式(2)和式(3)進行簡化並用以下式(4)表達。
[式4] X(n+1)＝A·X(n)+B·u(n)···(4) y(n)＝C·X(n) 式(4)是使用X(n+1)、X(n)、A、B和C來簡化式(2)和式(3)的矩陣的結果。從式(4)，預測觀測器由式(5)表達。
[式5] X(n+1)＝A·X(n)+B·u(n)+L·(y(n)-C·X(n))···(5) u(n)＝-F·X(n) 該式是將模擬控制觀測器的表達轉換為數字表達的結果，其中「L」是狀態預測增益，由兩個狀態預測增益組成，即，位置和速度。「F」是反饋增益，也由兩個反饋增益組成。
在該式中，在當前採樣的電流輸出u(n)中不反映觀測位置y(n)。換句話說，因為使用預測觀測器格式，所以響應延遲一個採樣。為了補償延遲的一個採樣，通常地使用現時觀測器。現時觀測器由以下式(6)表達。注意y(n)是電流樣本的觀測位置。
[式6] Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n)) u(n)＝-F·Xh(n)···(6) Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B·u(n) 這樣，構造用於對一個採樣進行一個操作並改變驅動電流一次的現時觀測器。然後根據該現時觀測器構造二自由度控制系統。
向式(6)增加二自由度控制的前饋，然後獲得式(7)。
[式7] 與式(6)比較，在式(7)中，前饋項(C^T·r(n))增加到輸出u(n)的計算。換句話說，如式(7)所示，確定預測位置Xh(n)與目標位置r(n)的差，並將其乘以狀態反饋增益F。當計算下一個採樣的狀態變量Xb(n+1)時，不直接使用目標位置r(n)。只有當計算u(n)時才反映目標位置r(n)。
這樣，將狀態預測位置與目標位置的差乘以狀態反饋增益，照常將其他狀態變量乘以狀態反饋增益，確定總和以得到電流u(n)。
式(7)中的C和C^T(C的轉置)由以下式(8)和式(9)給定。
[式8] C＝(10)···(8) [式9] 參考圖6中的框圖對其進行描述。通過計算塊52計算當前採樣「n」中的觀測位置y(n)與在在前採樣時預測的當前採樣的預測位置C·Xb(n)的差，生成預測位置誤差er[n]。在乘法塊54中，通過將預測位置誤差er(n)乘以預測增益L來生成校正值。
通過加法塊56，將預測位置與預測速度的該校正值和Xb(n)相加。然後生成式(7)中當前樣本的預測位置和預測速度的Xh(n)。在正常狀態反饋的情況下，將該預測狀態Xh(n)的預測位置乘以增益，將預測速度乘以增益，求出這些值的總和以生成狀態反饋電流。
在二自由度控制的情況下，在將預測速度乘以增益之後，仍然使用該值，但是通過加法塊58計算預測位置Xh(n)與目標位置軌跡r(n)的差，並在乘法塊60中將該差乘以反饋增益F，結果用於狀態反饋。換句話說，計算式(7)。
另一方面，通過乘法塊62和64以及加法塊66，根據式(7)從當前採樣的預測狀態Xh(n)和輸出值u(n)計算下一個採樣(n+1)的預測狀態Xb(n+1)。
這裡，計算塊70將目標位置軌跡r(n)乘以矩陣C^T，延遲塊68將預測狀態Xb(n+1)延遲一個採樣。A、B、C、C^T、L和F是關於位置x和速度v的矩陣。A、B和L是狀態預測增益，F是反饋增益。
式(7)和圖6所示的現時觀測器，可以只通過將目標軌跡r(n)乘以式(9)中的C^T，並且將結果加到正常現時觀測器，來實施二自由度控制。
然後如圖5所示，對偏心校正電流進行前饋以執行偏心校正。提前對每個頭和半徑位置測量偏心校正電流，將其存儲在每個頭的偏心校正電流表24中。
如果將偏心校正項引入用於二自由度控制的上述式(7)，則建立以下式(10)。換句話說，將對於每個頭來說不同的偏心校正電流Urro(Head，n)加到觀測器的狀態F生成的電流u(n)，並向致動器提供電流uout(n)。
[式10] 在式(10)中，當將u(n)擴展為預測位置x(n)和預測速度v(n)時，然後式(10)中的輸出電流uout(n)由以下式(11)表達。
[式11] uout(n)＝-Fx·(x(n)-r(n))-Fv·v(n)+Urro(Head，n)···(11) 這裡「Fx」是位置的狀態反饋增益，「Fv」是速度的狀態反饋增益。
在該二自由度控制系統中，校正上述電流階差。換句話說，如上所述，當對一個頭正在執行位置控制並將該頭切換到另一個頭時，因為偏心校正電流的階差和偏心軌跡差而產生初始速度。因此，在頭切換之後立即生成電流階差。通過目標位置軌跡r(n)校正該電流階差。
提供要求尋道的位置軌跡作為r(n)。與此區分，如果假定在二自由度控制系統中提供位置軌跡r2(n)，則將式(10)變換為以下式(12)。
[式12] 式(12)是當向式增加作為位置軌跡的r2(n)時來求出用於生成輸出電流uout的電流u。
當在式(12)中將u(n)擴展為預測位置x(n)和預測速度v(n)時，就像式(11)一樣，則式(12)中的輸出電流uout由以下式(13)給定。
[式13] uout(n)＝-Fx·(x(n)-r(n)-r2(n))-Fv·v(n)+Urro(Head，n)···(13) 在式(13)中，將x(n)設定為位置誤差，直到就在頭切換之後的目標位置，並對r(n)設定相同值。因此(x(n)-r(n))是「0」。換句話說，就在頭切換之後，式(13)成為以下式(14)。
[式14] uout(n)＝-Fx·(-r2(n))-Fv·v(n)+Urro(Head，n)···(14) 為了消除電流階差，該電流uout(n)必須匹配就在頭切換之前的電流uout(n-1)。換句話說，如果建立以下式(15)，則可以消除電流階差。
[式15] uout(n)＝-Fx·(-r2(n))-Fv·v(n)+Urro(Head，n)＝uout(n-1)···(15) 如果通過就在頭切換之後的軌跡初始值r2(n)對式(15)求解，則獲得以下式(16)。
[式16] r2(n)＝(uout(n-1)+Fv·v(n)-Urro(Head，n)/Fx···(16) 在式(16)中，v(n)是就在頭切換之後的初始速度，Urro(Head，n)是在頭切換之後的偏心校正電流值。換句話說，在式(16)中，根據頭切換之前的輸出電流u(out)、頭切換之後的偏心校正電流Urro(Head，n)和在頭切換之後尋道開始時的初始速度，計算用於校正電流階差的軌跡的初始值r2，並提供r2變為「0」的位置軌跡。
這樣，如果使用二自由度觀測器，則可以獲得包括初始速度的校正電流階差的位置信息，可以通過一個參數可以輸出抵消電流階差的輸出電流。而且，即使將軌跡與位置信息的尋道軌跡組合，也以避免生成噪聲的尋道電流的生成。
現在描述通過式(15)利用另一個參數計算頭切換之後的校正軌跡的初始值r2(n)的實施方式。在切換之前，用開始尋道(切換)之前的頭進行跟蹤，所以致動器的位置和速度都為接近「0」的值。換句話說，通過頭切換之前的偏心校正電流Urro(OldHead，n)來求出頭切換之前的電流uout(n-1)。
因此將式(16)變換為以下式(17)。
[式17] r2(n)＝(Urro(OldHead，n-1)+Fv·v(n)-Urro(New Head，n))/Fx···(17) 換句話說，可以從偏心校正電流與初始速度的差求出階差抵消軌跡r2的初始值。
軌跡生成部分 圖7是描繪圖5中軌跡生成部分的框圖，圖8是描繪根據軌跡生成部分的第一實施方式的處理的流程圖，圖9是描繪根據軌跡生成部分的第二實施方式的處理的流程圖。
如圖7所示，軌跡生成部分20由初始速度計算部分30、階差抵消軌跡初始值計算部分32、尋道距離計算部分34、加法部分36和尋道軌跡生成部分38組成。如圖8所示，初始速度計算部分30將尋道的開始延遲一個採樣，觀測使用切換之後的頭的兩個採樣的位置，確定位置差，並計算初始速度。如圖9所述，初始速度計算部分30確定頭切換之前和之後的偏心校正電流的差，作為幅度和相位，或者正弦和餘弦係數，對差電流軌跡進行一階積分，並將結果乘以增益來計算初始速度v(n)。
階差抵消軌跡初始值計算部分32執行式(16)或(17)的計算來計算初始值r2(n)。尋道距離計算部分34從目標位置Target減去當前位置y(n)，來計算尋道距離Lseek。加法部分36將尋道距離Lseek和初始值r2相加。尋道軌跡生成部分38根據該被加的尋道距離生成位置軌跡。
參考圖8描述第一實施方式的軌跡生成處理。
(S10)當接收到包括頭切換的尋道命令時，執行頭切換。換句話說，將用於讀取圖5中的伺服信號(當前位置)的頭，切換到尋道命令指定的頭。軌跡初始值計算部分32存儲切換之前的輸出電流uout(n-1)。
(S12)在頭切換之後，從切換的新頭獲得當前位置，並將其存儲在初始速度計算部分30中。計算單元26將與在當前採樣之前一個採樣的值相同的電流值輸出到致動器。
(S14)尋道距離計算部分34從切換的新頭獲得當前位置，並計算尋道距離Lseek。同時，初始速度計算部分30從該採樣的當前位置減去步驟S12中獲得的當前位置，並計算初始速度。
(S16)軌跡初始值計算部分32根據偏心校正表24中的頭切換之後的偏心校正電流計算該採樣的偏心校正電流值Urro(NewHead，n)。然後軌跡初始值計算部分32使用式(16)，從切換之前的輸出電流uout(n-1)、初始速度和偏心校正電流值Urro(NewHead，n)，計算階差初始值r2。加法部分36將尋道距離Lseek和階差初始值r2相加，並將結果輸出到尋道軌跡生成部分38。由此，將尋道距離輸入到控制器22，開始尋道。
現在參考圖9描述第二實施方式的軌跡生成處理。
(S20)當接收到包括頭切換的尋道命令時，進行頭切換。換句話說，將用於讀取圖5中的伺服信號(當前位置)的頭切換到尋道命令指定的頭。軌跡初始值計算部分32存儲切換之前的輸出電流uout(n-1)。
(S22)在頭切換之後，尋道距離計算部分34從切換的新頭獲得當前位置，並計算尋道距離Lseek。同時，初始速度計算部分30根據偏心校正表24中的頭切換之後的偏心校正電流計算該採樣的偏心校正電流值Urro(NewHead，n)，計算頭切換之前的偏心校正電流值Urro(OldHead，n)與該採樣的偏心校正電流值Urro(NewHead，n)間的差，將結果乘以增益，將計算的差轉換為加速度，並執行一階積分來計算初始速度。
(S24)軌跡初始值計算部分32根據偏心校正表24中的頭切換之後的偏心校正電流，計算該採樣的偏心校正電流值Urro(NewHead，n)。然後軌跡初始值計算部分32使用式(16)，從頭切換之前的輸出電流uout(n-1)、初始速度和偏心校正電流值Urro(NewHead，n)，計算階差初始值r2。加法部分36將尋道距離Lseek和階差初始值r2相加，並將結果輸出到尋道軌跡生成部分38。由此，將尋道軌跡被輸入控制器22，開始尋道。
這樣，由於根據二自由度控制系統的特徵通過獲得電流階差抵消軌跡的初始值來校正電流階差，因此可以通過一個參數校正初始速度和電流階差。因此相對於每個尋道電流波形的電流階差的校正波形的設計變得更容易，可以在沒有產生振動和噪聲的情況下容易實施尋道控制。
並且在本實施方式中，通過將用於階差抵消的初始值加到尋道距離中來生成尋道軌跡，所以尋道時間發生改變，但是由於階差校正造成的高頻成分不影響尋道電流。換句話說，在本實施方式中，因為通過向尋道距離增加初始位置來調整尋道時間，所以不會造成尋道電流波形的失真。因此可以通過簡單控制抑制振動和噪聲。
而且，因為在頭切換的同時向二自由度控制提供尋道控制的目標位置軌跡，所以可以通過一個計算來執行用於抵消由於頭切換造成的電流階差的位置軌跡r2(n)的計算以及尋道軌跡r(n)的計算。
圖10是示出根據本發明示例的尋道電流波形的圖，圖11是示出作為比較示例的根據的現有技術的尋道電流波形的圖。本實施方式通過針對2.5英寸硬碟驅動器的仿真獲得。
如果在頭切換之後通過現有技術校正階差電流，則如圖11所示，尋道初始階段的尋道電流波形上升部分的高頻成分使尋道電流波形失真。因為高頻成分的電流改變，生產了噪聲(聽得到的聲音)和振動。
當在頭切換之後通過本發明來校正階差電流時，如圖10所示，另一方面，即使在尋道初始階段的尋道電流波形上升部分，也沒有使尋道電流波形失真。因此可以避免噪聲(聽得到的聲音)和振動的產生。
另一個軌跡生成部分 圖12是描繪圖5中的軌跡生成部分的另一個實施方式的框圖，圖13是圖12中階差校正目標位置軌跡的圖。如圖12所示，軌跡生成部分20由如圖5所示的初始速度計算部分30、階差抵消軌跡初始值計算部分32和尋道距離計算部分34組成。
軌跡生成部分20也具有階差校正軌跡生成部分42、加法部分44和尋道軌跡生成部分38。如圖8所述，初始速度計算部分30使尋道的開始延遲一個採樣，觀測使用切換之後的頭的兩個採樣的位置，求出位置差，並計算初始速度。或者，如圖9所述，初始速度計算部分30求出頭切換之前和之後的偏心校正電流差，作為振幅和相位，或者正弦和餘弦係數，對差電流軌跡執行一階積分，將結果乘以增益來計算初始速度v(n)。
階差抵消軌跡初始值計算部分32執行式(16)或(17)的計算來計算初始值r2(n)。尋道距離計算部分34從目標位置Target減去當前位置y(n)來計算尋道距離Lseek。尋道軌跡生成部分38根據計算的尋道距離生成尋道位置軌跡。
階差校正軌跡生成部分42接收階差抵消軌跡初始值r2(n)，如圖13所示，生成隨著時間的經過從初始值逐漸變為「0」的階差校正目標位置軌跡。加法部分44將尋道軌跡和階差校正目標位置軌跡相加，並將結果輸出到控制器22。
也在該示例中，基於二自由度控制系統的特徵，通過獲得電流階差抵消軌跡的初始值來校正電流階差，所以可以通過一個參數來校正初始速度和電流階差。因此用於相對於每個尋道電流波形的電流階差的校正波形的設計變得更容易，所以可以容易實施尋道控制而不產生振動和噪聲。而且，尋道時間沒有改變，所以可以避免尋道性能上的影響。
現在描述其它(電流)階差抵消軌跡。圖14表示二次函數軌跡的示例。在圖14中，頂圖示出加速度的特徵，中圖示出速度的特徵，底圖示出相對於時間的位置的特徵。二次函數軌跡是二次積分的矩形波的結果，可以使用圖13中的位置軌跡。與圖13中的三角波比較，顯出稍微彎曲一些的特徵，其在避免噪聲和振動方面更有效。
圖15示出梯形軌跡的示例。在圖15中，頂圖示出加速度的特徵，中圖示出速度的特徵，底圖示出相對於時間的位置特徵。與圖13中的三角波比較，梯形軌跡呈現更彎曲的位置特徵，其在避免噪聲和振動方面更有效。
圖16示出正弦波軌跡。在圖16中，頂圖示出加速度的特徵，中途示出速度的特徵，底圖示出相對於時間的位置特徵。與圖13中的三角波比較，正弦波位置軌跡呈現更彎曲的位置特徵，其在避免噪聲和振動方面更有效。
圖17示出SMART軌跡。在圖17中，頂圖示出加速度特徵，中圖示出速度特徵，底圖示出相對於時間的位置特徵。SMART軌跡在上述日本專利申請特開2004-022133號(圖5到7)中介紹過，是改善的正弦波軌跡，並且與圖13中的三角波相比呈現更彎曲的位置特徵，其在避免噪聲和振動方面更有效。
圖18示出類SMART軌跡。在圖18中，頂圖示出加速度特徵，中圖示出速度特徵，底圖示出相對於時間的位置特徵。類SMART軌跡在上述日本專利申請特開2004-022133號(圖5到7)中介紹過，是進一步改善的正弦波軌跡，並且與圖13中的三角波相比呈現更彎曲的位置特徵，其在避免噪聲和振動方面更有效。
這樣，利用如r2(n)的初始速度可以根據要求的特徵使用各種形狀的階差抵消軌跡。
位置控制系統的第二實施方式 圖19是描繪本發明位置控制系統的第二實施方式的框圖，並且是圖1中的MCU14執行的定位控制系統的框圖。圖20是描繪構成圖19中的控制器的二自由度控制部分的框圖，圖21是示出圖19中電流軌跡的示例的圖。
在圖19中的實施方式中，向二自由度控制系統提供電流而不是位置作為階差校正信號。換句話說，將式(16)和(17)中表示位置的r2(n)乘以-Fx，然後以電流單位表示結果。通過以下式(18)對其進行表示。
[式18] Uff＝Fx·r2···(18) 在第一實施方式中，使用式(12)向二自由度控制系統提供目標位置軌跡，但是可以通過使用該式(18)替代目標位置提供FF電流Uff(Fx·r2)。因此可以將式(12)變換為以下式(19)。
[式19] Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n)) u(n)＝-F·(Xh(n)-CT·r(n))+Uff(n)···(19) uout(n)＝u(n)+Urro(Head，n) Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B·u(n) 如圖19中的框圖所示，控制器22控制設備(目標對象)40(在圖1的情況下的致動器1和磁頭3)，就像圖5一樣。控制器22由圖20中描述的二自由度控制系統組成。偏心校正電流表24存儲每個磁頭的偏心校正電流。例如，將正弦波用作偏心校正電流，對盤的一個軌道存儲每個採樣時間的正弦波的幅值。
如圖7所述，尋道軌跡生成部分34、38具有尋道距離計算部分34，用於根據目標位置Target和當前位置y(n)計算尋道距離；以及尋道軌跡生成部分38，用於根據尋道距離生成尋道軌跡(位置)。
初始值計算部分30、32由初始速度計算部分30和軌跡初始值計算部分32組成，初始速度計算部分30用於計算初始速度，軌跡初始值計算部分32用於根據切換之後的偏心校正電流和初始速度以及切換之前的輸出電流值計算電流階差抵消位置軌跡的初始值。電流軌跡生成部分48根據式(18)根據初始值r2計算電流軌跡的初始值Uff，生成隨時間的經過逐漸從初始值變為「0」的階差校正電流軌跡，例如圖21中所示的三角波形，並將該軌跡輸出到控制器22。
如圖20所示，另一方面，二自由度控制系統22具有用於執行式(19)的配置。換句話說，除圖7中描述的配置之外，在計算單元60的輸出階段中提供加法部分72，用於對計算單元60的輸出和電流軌跡生成部分48的輸出求和，並將結果輸出到致動器40。
也在該示例中，因為使用二自由度控制系統的特徵，通過獲得電流階差抵消軌跡的初始值，並將其轉換為電流，來校正電流階差，所以一個參數(電流軌跡)就能校正初始速度和電流階差。因此相對於每個尋道電流波形的電流階差的校正波形的設計變得更容易，可以容易實施尋道控制而不產生振動和噪聲。而且因為不改變尋道時間，所以可以避免尋道性能上的影響。
位置控制系統的第三實施方式 圖22是描繪本發明位置控制系統的第三實施方式的框圖，並且只示出構成控制器22的現時觀測器。根據該實施方式，在採樣伺服控制中，由於模擬驅動器電路的計算時間和延遲，在從採樣時間到輸出的周期中產生延遲。換句話說，產生所謂的「輸出延遲」。
在該實施方式中，使用考慮輸出延遲的現時觀測器的配置。以與式(1)相同的方式求出在採樣時間n延遲(提前)Td的時間時的狀態變量X，並且可以由以下式(20)表達。
[式20] X(n+Td/T)＝Ad·X(n)+Bd·u(n-1)···(20) 如果式(20)由驅動器模型表達，就像式(1)一樣，則建立式(21)。在式(21)中，將作為時間單位的Td轉換為採樣計數n，所以通過採樣周期T對Td進行劃分，以將其轉換為採樣計數。
[式21] 可以以與上述式(6)相同的方式，將該現時觀測器式(21)轉換為以下式(22)。
[式22] Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n)) Xh(n+Td/T)＝Ad·Xh(n)+Bd·u(n-1)···(22) u(n)＝-F·Xh(n+Td/T) Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B1·u(n)+B2·u(n-1) 在式(22)中，Xh(n)是在當前採樣n的預測狀態，Xh(n+Td/T)是當將時間從當前採樣n提前Td時的預測狀態。
在式(22)中，求出當前採樣n中的預測狀態Xh(n)，然後根據當前採樣n中的預測狀態Xh(n)和在前採樣的輸出值u(n-1)計算當將考慮延遲提前了時間Td時的狀態Xh(n+Td/T)。
為了預測下一個採樣的狀態，如式(6)所示通常使用當前採樣u(n)的輸出，但是在該示例中，因為單級控制在採樣點還未計算u(n)，即，在一個採樣輸出一個數據。因此使用已經計算的在前採樣的輸出u(n-1)來計算提前了時間Td時的狀態Xh(n+Td/T)。然後根據在提前了時間Td時計算的Xh(n+Td/T)計算當前採樣n中的輸出u(n)。
與式(6)不同，式(22)中的下一個採樣的預測狀態Xb(n+1)使用u(n)和u(n-1)。
當向式(22)增加二自由度控制的前饋時，獲得式(23)。換句話說，與式(22)相比，前饋項(C^T·r(n))加入到式(23)中的Xh(n+Td/T)的計算中。
[式23] Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n)) Xh(n+Td/T)＝Ad·(Xh(n)-CT·r(n))+Bd·u(n-1)···(23) u(n)＝-F·Xh(n+Td/T) Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B1·u(n)+B2·u(n-1) 在此情況下，如果使用用於二自由度控制的常規式(7)，則直接向輸出u(n)的計算式增加前饋項。然而，這意味著從採樣點不同的Xh(n+Td/T)減去(C^T·r(n))，這使計算序列很複雜，並且難以進行高速計算。而且，狀態預測序列可能改變，並且保持整個系統的穩定性可能變得很難。
因此向採樣點相同的Xh(n)增加前饋項(C^T·r(n))，來計算前面的狀態Xh(n+Td/T)。
然後用式(23)的第二式替代第三式以簡化式(23)，並且獲得以下式(24)。
[式24] Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n)) u(n)＝-F·Ad·(Xh(n)-CT·r(n))-F·Bd·u(n-1)···(24) Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B1·u(n)+B2·u(n-1) 圖22是式(24)的框圖，其中用相同符號表示與圖7相同的塊。如圖22所示，接收當前採樣n中的觀測位置(位置誤差)y(n)，通過計算塊52計算在在前採樣中預測的當前採樣C·Xb(n)的預測位置和觀測位置y(n)的差，從而生成預測位置誤差er(n)。乘法塊54將該預測位置er(n)乘以預測增益L以生成校正值。
加法塊56將該校正值和在當前採樣中諸如預測位置或預測速度的預測狀態Xb(n)相加。由此，通過式(24)生成當前採樣中的預測狀態Xh(n)，例如預測位置或預測速度。
在二自由度控制中，加法塊58計算預測狀態(位置)Xh(n)與目標位置軌跡r(n)的差，乘法塊76將結果乘以係數矩陣-F·Ad。乘法塊78將在當前採樣之前一個採樣並且通過延遲塊82延遲的輸出u(n-1)乘以係數矩陣-F·Bd。加法塊80將該結果與乘法塊76的結果相加，獲得式(24)的第二式的輸出值u(n)。
使用式(24)的第三式，通過基於當前採樣中的預測狀態Xh(n)和輸出值u(n)以及延遲塊34延遲的在前樣本的輸出值u(n-1)，通過乘法塊62、64-1、64-2和加法塊66來計算下一個採樣(n+1)中的預測狀態Xb(n+1)。
延遲塊68延遲下一個採樣(n+1)中的預測狀態Xb(n+1)，乘法塊50將延遲塊68的輸出乘以C，並計算當前採樣的預測位置x(n)。
由於考慮二自由度控制的輸出的延遲(例如驅動放大器和D/A轉換器的計算延遲和硬體延遲)，計算從採樣點提前了延遲量的預測狀態Td，並且輸出是根據該預測狀態計算出的，因此即使狀態在計算期間改變，也可以從採樣點避免輸出延遲的影響，高精確度的位置控制變得可能，並且可以避免超載。
因為在相同採樣點計算二自由度控制項，所以計算序列沒有變得複雜，並且高速計算是可能的。而且，可以附以狀態預測序列，並且可以保持整個系統的穩定性。
位置控制系統的第四實施方式 圖23是描繪本發明二自由度位置控制系統的第四實施方式的框圖。多級控制用於在一個採樣中改變電流兩次或三次。改變兩次稱為「雙多級配置」，改變三次稱為「三多級配置」。
多級控制具有以單級執行狀態預測的單級狀態預測，以及以多級執行狀態預測的多級狀態預測。在兩種情況下，兩次計算電流，u(n)和u(n+0.5)，在一個採樣中對其進行改變。
首先描述用於單級狀態預測的多級控制。在多級控制的情況下，在一個採樣中輸出電流輸出值u(n)和u(n+0.5)。因此兩次計算式(23)。換句話說，執行以下式(25)和(26)。
[式25] [式26] 首先計算式(25)來計算輸出u(n)和下一個狀態Xb(n+0.5)。該式(25)基本與式(23)相同，但是因為電流在一個採樣中改變兩次，所以u(n-1)和u(n-0.5)用來計算Xh(n+Td/T)和Xb(n+0.5)。
然後將在(n+0.5)採樣處的預測狀態Xh(n+0.5)看作式(26)中的預測狀態Xb(n+0.5)，使用目標軌跡r(n+0.5)計算輸出u(n+0.5)和下一狀態Xb(n+1)，就像式(28)一樣。
式(25)和式(26)中的係數B1、B2和B3依賴於增加了延遲的Td與T/2(＝n+0.5)的比較結果而改變，並且如果Td＜T/2，則該係數通過以下式(27)求出。
[式27] 在0＜＝Td＜T/2的情況下 ···(27) 如果T/2＜Td＜T，則B1、B2和B3通過以下式(28)求出。
[式28] 在T/2＜Td＜T的情況下 ···(28) 換句話說，式(27)和(28)的u(n)的係數是式(25)和(26)中的B1，u(n-0.5)的係數是B2，u(n-1)的係數是B3。因此如果Td＜T/2，則係數B3是「0」，如果T/2＜Td，則B1是「0」。
現在描述用於多級狀態預測的多級控制。在多級控制中，在一個採樣中輸出電流輸出值，作為u(n)和u(n+0.5)。因此也在多級狀態預測中，兩次計算式(23)。換句話說，執行以下式(29)和(30)。
[式29] [式30] ···(30) 首先計算式(29)來計算輸出u(n)和下一狀態Xb(n+0.5)。該式(29)基本與式(23)相同，但是因為電流在一個採樣中改變兩次，所以使用u(n-1)和u(n-0.5)來計算Xh(n+Td/T)和Xb(n+0.5)。通過(y(n)-C·Xb(n))單獨計算預測位置誤差e(n)。
然後，如式(30)所示，通過作為將式(29)中的e(n)乘以L2時的結果的值，將(n+0.5)採樣中的預測狀態Xh(n+0.5)，校正為式(29)的預測狀態Xb(n+0.5)。然後利用目標軌跡r(n+0.5)計算輸出u(n+0.5)和下一狀態Xb(n+1)，就像式(30)一樣。
這裡式(29)和式(30)中的係數B1、B2和B3依賴於增加了延遲的Td與T/2(＝n+0.5)的比較結果而改變，並且如果Td＜T/2，則該係數由式(27)求出，如果T/2＜Td，則由式(28)求出。
來自式(25)和(26)的單級狀態預測的差是式(30)中的差，通過作為將式(29)中的e(n)乘以L2時的結果的值，將(n+0.5)採樣中的預測狀態Xh(n+0.5)校正為式(29)中的預測狀態Xb(n+0.5)。
這樣，通過在採樣時間觀測的位置誤差，對第二次校正預測狀態的多級狀態預測進行校正，就像第一次一樣。
如果用式(29)和(30)中的Xh(n+Td/T)和Xh(n+0.5+Td/T)，替代式(29)和式(30)的其他式，則將式(29)和式(30)變換為以下式(31)。
[式31] ···(31) 式(31)是當式(29)的u(n)的計算中包括式(29)的Xh(n+Td/T)，並且式(30)的u(n+0.5)中包括式(30)的Xh(n+0.5+Td/T)時的結果，對結果進行組合。隨著式數目減少，計算時間也減少並且響應時間變得更快。
如果式(31)的L2是「0」，則式(31)表示式(25)和式(26)中描述的單級狀態預測式，如果L2不是「0」，則式(31)表示多級狀態預測式。
圖23是描述式(31)的框圖。圖23的配置基本是串聯的圖22的兩個配置。如圖23所示，接收當前採樣n中的觀測位置(位置誤差)y(n)，通過計算塊52-1計算在前採樣中預測的當前採樣的預測位置C·Xb(n)與觀測位置y(n)的差，從而生成預測位置誤差er(n)。乘法塊54-1將該預測位置誤差er(n)乘以預測增益L1以生成校正值。
加法塊56-1將校正值和當前採樣中的諸如預測位置或預測速度的預測狀態Xb(n)相加。由此，通過式(31)生成當前採樣中的預測狀態Xh(n)，例如預測位置或預測速度。
在二自由度控制中，加法塊58-1計算預測狀態(位置)Xh(n)與目標位置軌跡r(n)的差，乘法塊76-1將結果乘以係數矩陣-F·Ad。乘法塊78-2將輸出u(n-1)乘以係數矩陣-F·Bd2，乘法塊78-1將輸出u(n-0.5)乘以係數矩陣-F·Bd1。加法塊80-1對三個乘法塊76-1、78-1和78-2的輸出求和，並獲得式(31)的第三式的輸出值u(n)。
加法塊66-1通過對作為乘法塊62-1中將當前採樣的預測狀態Xh(n)乘以係數矩陣A時的結果的值、作為乘法塊64-1中將輸出值u(n)乘以係數矩陣B1時的結果的值、作為乘法塊64-3中將輸出值u(n-0.5)乘以係數矩陣B2時的結果的值，以及作為乘法塊64-2中將延遲塊82-1延遲的在前採樣的輸出值u(n-1)乘以係數矩陣B3時的結果的值求和，來計算下一個採樣(n+0.5)中的預測狀態Xb(n+0.5)，作為式(31)的第四式。
然後乘法塊54-2通過將在計算塊52中計算的預測位置誤差er(n)乘以預測增益L2，來生成校正值。加法塊56-2對該校正值與當前採樣中諸如預測位置和預測速度的預測狀態Xb(n+0.5)求和。由此，生成預測狀態Xh(n+0.5)，例如式(31)中當前採樣中的預測位置或預測速度。
在多級控制的情況下，加法塊58-2計算預測狀態(位置)Xh(n+0.5)與目標位置軌跡r(n+0.5)的差值，乘法塊76-2計算作為將結果乘以係數矩陣-F·Ad時的結果的值。
乘法塊78-4將輸出u(n-0.5)乘以係數矩陣-F·Bd2，乘法塊78-3將輸出u(n)乘以係數矩陣-F·Bd1。加法塊80-2對三個乘法塊76-2、78-3和78-4的輸出求和，並且獲得式(31)的第六式的輸出值u(n+0.5)。
另一方面，通過根據乘法塊66-2對作為乘法塊62-2中將當前採樣的預測狀態Xh(n+0.5)乘以係數矩陣A時的結果的值、作為乘法塊64-4中將輸出值u(n+0.5)乘以係數矩陣B1時的結果的值、作為乘法塊64-6中將輸出值u(n)乘以係數矩陣B2時的結果的值，以及作為乘法塊64-5中將延遲塊82-2延遲的在前採樣的輸出值u(n-0.5)乘以係數矩陣B3時的結果的值求和，來計算下一個採樣(n+1)中的預測狀態，作為式(31)的第七式。
延遲塊68延遲下一採樣(n+1)中的預測狀態Xb(n+1)，乘法塊20-1將延遲塊50的輸出乘以C來計算當前採樣的預測位置x(n)。
這樣，在多級控制中，因為在相同採樣時間計算二自由度控制項，所以計算序列沒有變得複雜，並且高速計算是可能的。而且，可以附以狀態預測序列，並能夠保持整個系統的穩定性。
在圖23中的塊中，如果在乘法塊54-2中將L2設定為「0」，則配置變為單級狀態預測的配置，所以圖23中的配置可以用於單級狀態預測和多級狀態預測。
在此情況下，圖5、圖7和圖12中描述的目標軌跡生成部分20在每個0.5採樣時間生成目標軌跡r。換句話說，生成r(n)和r(n+0.5)。以相同方式，圖12中的電流階差抵消軌跡生成部分42也在每個0.5採樣時間生成電流階差抵消軌跡r』。換句話說，生成r』(n)和r』(n+0.5)。
其他實施方式 在以上實施方式中，利用應用磁碟裝置的頭定位裝置的示例描述了頭位置控制，但是本發明可以應用於其它盤裝置，例如光碟裝置。
利用實施方式描述了本發明，但是可以在其精神範圍內以各種方式修改本發明，並不從本發明的範圍排除這些變形形式。
由於基於切換之前向致動器提供的輸出電流和切換之後的另一個頭的偏心校正電流與初始速度，計算用於抵消輸出電流的電流階差的校正軌跡的初始值，並且向輸入了尋道軌跡的二自由度控制系統提供根據初始值的校正軌跡，因此可以根據二自由度控制系統的特徵通過抵消電流階差的軌跡的初始值校正電流階差，並且一個參數可以校正初始速度和電流階差。因此相對於每個尋道電流波形的電流階差的校正波形的設計變得更容易，可以容易實施尋道控制，而不產生振動和噪聲。
本申請基於並要求2007年2月22日提交的日本專利申請2007-42030的優先權，其全部內容通過引用結合於此。
權利要求
1、一種介質存儲裝置，該介質存儲裝置包括
多個頭，其用於至少讀取旋轉存儲介質的每個表面上的數據；
致動器，其用於將所述多個頭定位於所述存儲介質的預定位置；以及
控制單元，其被配置為二自由度控制系統，所述二自由度控制系統通過面對指定頭的盤表面上的偏心校正電流對所述致動器的偏心進行校正，並且根據所述頭的目標位置與從所述頭獲取的當前位置之間的位置誤差執行尋道控制，
其中當所述控制單元從一個頭切換到另一個頭，並對所述另一個頭進行尋道時，所述控制單元根據在所述切換之前向所述致動器提供的輸出電流以及在所述切換之後所述另一個頭的偏心校正電流和初始速度、計算抵消由於所述頭切換導致的輸出電流的電流階差的校正軌跡的初始值，並向被輸入了尋道軌跡的所述二自由度控制系統提供根據所述初始值的校正軌跡。
2、根據權利要求1所述的介質存儲裝置，其中所述控制單元將所述初始值與要尋道的尋道距離相加，生成該相加距離的尋道軌跡，並向所述二自由度現時觀測器控制提供該相加後的尋道軌跡。
3、根據權利要求1所述的介質存儲裝置，其中所述控制單元生成從所述初始值開始隨著時間的經過變為「0」的校正後位置軌跡，並向所述二自由度現時觀測器控制提供所述校正後位置軌跡。
4、根據權利要求3所述的介質存儲裝置，其中所述控制單元將所述尋道軌跡與所述校正後位置軌跡相加，並向所述二自由度現時觀測器控制系統提供相加後的軌跡。
5、根據權利要求1所述的介質存儲裝置，其中所述控制單元將所述初始值轉換為初始電流值，生成從所述初始電流值開始隨著時間的經過變為「0」的校正後電流軌跡，並向所述二自由度現時觀測器控制提供所述校正後電流軌跡。
6、根據權利要求5所述的介質存儲裝置，其中所述控制單元將所述校正後電流軌跡加到被提供了所述尋道軌跡的所述二自由度現時觀測器控制系統的電流輸出上。
7、根據權利要求1所述的介質存儲裝置，其中所述控制單元從所述頭的輸出獲取切換之後的採樣的當前位置和下一個採樣的當前位置，並計算當前速度。
8、根據權利要求1所述的介質存儲裝置，其中所述控制單元根據切換之前的採樣的輸出電流與切換之後的偏心校正電流之間的差計算當前速度。
9、根據權利要求1所述的介質存儲裝置，其中所述控制單元基於所述現時觀測器的當前採樣的當前位置與預測位置之間的預測位置誤差校正所述當前採樣的預測位置，計算所述當前採樣的校正後的預測位置與目標軌跡之間的差，根據該差計算所述致動器的輸出值，並基於所述當前採樣的所述校正後的預測位置和所述輸出值計算下一次輸出值計算的預測位置。
10、根據權利要求9所述的介質存儲裝置，其中所述控制單元基於當前採樣之前一個採樣的輸出值和所述差計算比採樣時間點超前預定時間處的預測位置，基於所述超前預測位置計算供給所述致動器的輸出值，並基於所述校正後預測位置、所述當前採樣的輸出值和所述當前採樣之前一個採樣的輸出值，計算下一次輸出值計算的預測位置。
11、一種用於控制致動器的定位的頭位置控制裝置，所述致動器將用於至少讀取旋轉存儲介質的每個表面上的數據的多個頭定位於所述存儲介質的預定位置，所述頭位置控制裝置包括
偏心校正電流表，其存儲了面對指定頭的盤表面上的偏心校正電流；以及
控制單元，其被配置為二自由度控制系統，所述二自由度控制系統通過所述偏心校正電流表中的指定頭的偏心校正電流對所述致動器的偏心進行校正，並且根據所述頭的目標位置與從所述頭獲得的當前位置之間的位置誤差執行尋道控制，
其中當所述控制單元從一個頭切換到另一個頭並對所述另一個頭進行尋道時，所述控制單元根據在所述切換之前向所述致動器提供的輸出電流以及在所述切換之後所述另一個頭的偏心校正電流和初始速度、計算抵消由於所述頭切換導致的輸出電流的電流階差的校正軌跡的初始值，並向被輸入了尋道軌跡的所述二自由度控制系統提供根據所述初始值的校正軌跡。
12、根據權利要求11所述的頭位置控制裝置，其中所述控制單元將所述初始值與要尋道的尋道距離相加，生成相加距離的尋道軌跡，並向所述二自由度現時觀測器控制提供所述相加後的尋道軌跡。
13、根據權利要求11所述的頭位置控制裝置，其中所述控制單元生成從所述初始值開始隨著時間的經過變為「0」的校正後位置軌跡，並向所述二自由度現時觀測器控制提供所述校正後位置軌跡。
14、根據權利要求13所述的頭位置控制裝置，其中所述控制單元對所述尋道軌跡和所述校正後位置軌跡相加，並向所述二自由度現時觀測器控制系統提供相加後的軌跡。
15、根據權利要求11所述的頭位置控制裝置，其中所述控制單元將所述初始值轉換為初始電流值，生成從所述初始電流值開始隨著時間的經過變為「0」的校正後電流軌跡，並向所述二自由度現時觀測器控制提供所述校正後電流軌跡。
16、根據權利要求15所述的頭位置控制裝置，其中所述控制單元向將所述校正後電流軌跡加到被提供了所述尋道軌跡的所述二自由度現時觀測器控制系統的電流輸出上。
17、根據權利要求11所述的頭位置控制裝置，其中所述控制單元從所述頭的輸出獲得切換之後的採樣的當前位置和下一個採樣的當前位置，並計算當前速度。
18、根據權利要求11所述的頭位置控制裝置，其中所述控制單元根據切換之前的採樣的輸出電流與切換之後的偏心校正電流之間的差計算所述當前速度。
19、根據權利要求11所述的頭位置控制裝置，其中所述控制單元基於所述現時觀測器的所述當前採樣的所述當前位置與所述預測位置之間的預測位置誤差校正所述當前採樣的預測位置，計算所述當前採樣的校正後的預測位置與目標軌跡之間的差，根據所述差計算致動器的輸出值，並基於所述當前採樣的所述校正後的預測位置和所述輸出值計算下一次輸出值計算的預測位置。
20、根據權利要求19所述的頭位置控制裝置，其中所述控制單元基於所述當前採樣之前一個採樣的輸出值和所述差計算比採樣時間點超前預定時間處的預測位置，基於所述超前預測位置計算供給所述致動器的輸出值，並基於所述校正後的預測位置、所述當前採樣的輸出值和所述當前採樣之前一個採樣的輸出值，計算下一次輸出值計算的預測位置。
全文摘要
本發明披露一種使用現時觀測器控制的頭位置控制裝置，該現時觀測器控制執行二自由度控制，用該控制可以防止由於頭之間的偏心量差導致的電流階差而不影響頭切換之後的尋道波形。頭位置控制裝置包括軌跡生成部分，其用於根據在切換之前向致動器提供的輸出電流、在切換之後另一個頭的偏心校正電流和初始速度計算用於抵消輸出值的電流階差的校正軌跡初始值；以及二自由度控制系統，向該系統輸入尋道軌跡，並向二自由度控制系統提供根據初始值的校正軌跡。一個參數可以校正初始值和電流階差。
文檔編號G11B5/596GK101251999SQ20081008056
公開日2008年8月27日 申請日期2008年2月22日 優先權日2007年2月22日
發明者高石和彥, 武 原 申請人:富士通株式會社