無刷電機用的驅動器和包含由這種驅動器控制的無刷電機數據讀/寫設備的製作方法

2023-09-18 16:15:15 3

專利名稱：：無刷電機用的驅動器和包含由這種驅動器控制的無刷電機數據讀/寫設備的製作方法無刷電機用的驅動器和包含由這種驅動器控制的無刷電機數據讀/寫設備
技術領域：
和
背景技術：
用於轉動存儲介質的光磁和磁碟驅動器中廣泛地使用直流無刷主軸電機。習慣上一最切實際地一在正常操作期間，使用反電動勢電壓來整流所述電機。利用不通電繞阻中感應出的反電動勢信號，可以避免使用單獨的傳感器去檢則轉子相對於定子的角位置，也稱之為"電機位置"或"位置"。這減小了組合的系統成本和主軸電機的尺寸。通過脈衝寬度調製來控制轉子的轉速，這裡也稱為"電機速度"或"速度"。電機的速度隨佔空比的增大而增大，利用所述佔空比，可以調製電機的電源電流。但是，電機在低速時所產生的反電動勢電壓相當低，容易受到脈衝寬度調製信號引起的擾動的遮蓋。不幸的是，由於各種原因，比如線圈之間的電容耦合、磁耦合(與轉子位置有關)，以及驅動器中脈衝寬度調製信號的電阻性串擾等原因，通電繞阻中的脈衝寬度調製常會導致不通電繞阻中的擾動。公知的電機驅動器具有低速的管理範圍，在這個範圍內，整流裝置是由預先確定的脈衝序列控制的，這個脈衝序列的產生與反電動勢信號無關。這種同步啟動模式的問題是它對於負載的依賴性不能處理大的負載變化。尤其是在光碟驅動器中，負載的變化(慣性和摩擦)超過10倍(因子)。本發明的目的在於提供一種用於無刷電機的電機驅動器，其中的整流器從啟動開始一直是由反電動勢電壓控制的。
發明內容本發明的目的是按照本發明權利要求1所述電機驅動器實現的。本發明人認識到，如果輸入電壓能夠給出預先確定的最大電流，並且所產生的反電動勢信號經過濾波，使其具有相當弱的高頻傳輸特性，則直到整流頻率獲得預先確定的最小值時為止，反電動勢脈衝從啟動開始就能可靠地控制所述整流裝置。利用靜態位置檢測方法，如US6,204,617中描述的方法檢則電機的當前位置是足夠的，這樣一來就可以初始化整流器的相位，並且隨後使用反電動勢信號來控制整流器。在啟動時向電機提供的最大電流提供快速加速，並且藉此在產生第一個反電動勢脈衝時提供相當高的瞬時速度。進而，以與電機之相當低的速度對應的相當低的整流頻率，濾波器抑制由脈衝寬度調製在驅動信號中引起的反電動勢信號中的噪聲。在與電機之相當高的速度對應的相當高的整流頻率，濾波器具有相當強的高頻傳輸特性和相應的短暫延遲。在高的電機速度下，反電動勢信號顯著增強，從而使得儘管高頻擾動抑制得不太好，但也不會干擾反電動勢信號的檢測。濾波器的特性可以隨整流頻率逐漸改變，但是，按照另一種方式也可以表現出步進的一個或多個變化。允許電源電流由輸入控制信號控制的最小整流頻率可能(但並非一定)與濾波器特性發生一次步進的整流頻率一致重合。用常規的方法可以確定電機的瞬時速度，即用一個速度傳感器計數在一個時間間隔裡的反電動勢脈衝的數目，或者測量兩個相繼的反電動勢脈衝的時間間隔。應予說明的是，US5，640，073描述的無刷電機在電機的速度相對較高時具有相對較強的高頻傳輸特性，並且在電機的速度相對較低時具有相對較弱的高頻傳輸特性。然而，並沒有公開使用脈衝寬度調製來控制電機的速度。更加沒有公開選擇性地消除脈衝寬度調製噪聲。相反，該專利公開的是使用同步啟動裝置啟動和加速電機。還要說明的是，US5,672,948公開了具有反電動勢檢測器的無刷電機，它有一個固定的濾波器來濾除脈衝寬度調製噪聲。使用檢測到的脈衝寬度調製脈衝來確定驅動器的當前相位和電機轉子的位置之間的相位誤差。這篇文獻沒有公開啟動是如何發生的。具體來說，沒有提到在靜態位置檢測步驟之後如何利用預先確定的最大電流對於電機進行啟動，以及從啟動開始如何通過反電動勢信號確定整流器的整流狀態。在按照權利要求l電機驅動器的實施例中，反電動勢檢測器具有一個閾值單元，用於在整流頻率一直達到預先確定的值之前抑制反電動勢信號。反電動勢信號的轉換包含一種比較，用以確定這個信號的零交叉。實踐中，檢測零交叉的準確電平變成具有一定容差的目標。這必然會帶來的結果是會使部分產品可能要受到拒絕，這是因為反電動勢檢測器是非常靈敏的，並且所述檢測器檢測到的是虛假的零交叉。通過在電機的啟動階段抑制閾值之前的反電動勢信號，可以避免產生虛假的零交叉。所述閾值應該略高於所發生的距零交叉電平最差的偏差。所加的閾值電壓可能隨電機的速度逐漸改變，或者可能按照一個或多個臺階那樣的變化。在較高的整流頻率，發生零交叉的電平偏差對於檢測零交叉的時間點來說只有微小的結果。因此，抑制閾值之前的反電動勢信號就變成多餘的了。按照一種實施例，驅動器具有硬切換操作模式，其中，在整流裝置的每個狀態下，電機驅動輸出之一提供恆定的電源電壓，第二個輸出交替地提供第一和第二電源電壓，第三個輸出保持在高阻抗狀態。這樣做的優點在於，每個整流階段的相對較長的時間間隔(60。)可用於檢測反電動勢電壓。進而，切換模式在輸出級涉及相對較少的切換操作，這對於低功耗是有利的。按照又一種實施例，驅動器具有軟切換操作模式，這種操作模式具有至少一個狀態，在這樣的狀態期間，兩個輸出模塊同時且同相位地提供在第一和第二電源電壓之間交替變化的輸出電壓。按照這種模式，提供給電機的電流的行為更像"正弦形"，它的優點在於電機產生的可聽噪聲相對較小。按照這種模式，檢測反電動勢電壓的每個整流階段的相對較短的時間間隔(30。)足夠在穩定狀態下操作電機，並使電機的加速和減速最為平穩緩和。有益的情況是，至少在部分整流狀態期間，電機驅動器輸出之一提供恆定的電源電壓、第二個電機驅動器輸出交替地提供第一和第二電源電壓、第三個電機驅動器輸出在高阻抗狀態和與第二輸出同步提供第一電源電壓的狀態之間的交替切換。所述整流狀態的所述一部分最少是所述整流狀態的結尾，並有固定的持續時間。按照另一種實施例，在兩個相繼的反電動勢脈衝之間的時間間隔的相對變化小於預先確定的數值時，驅動器取軟切換操作模式；在這個相對變化大於預先確定的數值時，驅動器取硬切換操作模式。一方面，這有可能允許強烈的加速或減速，另一方面，當電機穩定操作時，電機還是比較安靜的。按照再一種實施例，如果兩個相繼的反電動勢脈衝大於預先確定的時間間隔，則整流裝置的狀態是由靜態定位傳感器控制的。如果從最後一個反電動勢脈衝算起，大於預先確定的時間間隔的某個時間間隔己過，則電機或者停止，或者運行得過慢，以致不能產生能被檢測到的反電動勢脈衝。通過這一措施，電機可以再一次重新啟動。按照再一種實施例，驅動器具有第一制動模式，在這樣的模式下，電機的剩餘動能復原成為電能，使電源重新充電。這樣做的優點是，其中使用電機的系統平均功耗相對較低。尤其是在必須頻繁加速或減速的系統中，這更是一個優點。本發明具體可被應用於數據讀/寫設備，比如光碟或磁碟驅動器，或者磁帶驅動器，如VCR(盒式錄像機)。這樣一種數據讀/寫設備包括用於接收數據載體的夾持器，用於移動數據載體的電機，按照前述權利要求之一所述電機驅動器，以及用於讀出數據載體的讀/寫單元。但是，本發明另外還適合於使用無線遙控的各種其它應用場合，如剃鬚刀、風扇和吹風機。以下參照附圖更加詳細地描述這些以及其它的方面，其中圖1示意地表示無刷電機和本發明的驅動器；圖2更加詳細地表示驅動器的一部分；圖2A更加詳細地表示所述部分的一個方面；圖3表示一個狀態的示意圖；圖4表示驅動器的一種可供選擇的實施例；圖5示意地示出各種不同信號的幅度隨電機轉速變化所發生的變化；圖6表示驅動器另一部分的實施例；圖7表示所述另一部分的第二實施例；圖8a-8c示意地表示在驅動器第一操作模式下的各種不同信號；圖9a-9c示意地表示在驅動器第二操作模式下的各種不同信號；圖10示意地表示數據讀/寫設備。具體實施方式圖1以示意的方式表示一種無刷電機及其驅動器20、30、40。所述電機由它的線圈llu、llv、llw的電感、線圈的電阻12u、12v、12w，以及電壓源13u、13v、13w示意地表示，從而可以示意地表示由於反電動勢效應的應該以及由於其它通電繞組感應的應該在線圈中所引起的感應電壓。所述線圈通常連接到星形接法的星點14。驅動器包括控制器20，輸出級30，其中輸出級30具有多個模塊30u、30v、30w，每個模塊提供多相無刷電機10的相應的相位線圈llu、llv、llw。所述電機優選為三相電機，並且輸出級30具有對應的相位數。按照另一種可供選擇的方式，所述電機可以具有其它的相位數，如二相，或者大於三相。不過己經發現，三相電機和相關驅動器的製造是最為經濟的，同時，電機能夠具有良好的性能，比如低的紋波。圖l所示的驅動器具有反電動勢檢測器40，該檢測器40包括耦合到線圈的前置放大器部分41、用於濾波前置放大器輸出的濾波器42，以及比較器43。在所示的實施例中，每個線圈都耦合到相應前置放大器的一個輸入端。每個前置放大器另外還有一基準輸入端。基準輸入端全都耦合到星形接點14。控制器20用作整流器，用於控制輸出級的模塊。整流器選擇性地允許輸出級30的模塊30u、30v、30w工作。這種選擇性的允許是利用整流頻率Fc進行改變的。整流頻率F。線性地取決於電機10的轉速(VR)，按照下面的關係還記作電機的速度，其中的NF是極對的數目FC=VR.Np可將控制器20實現為一個適當編程的通用處理器，或者實現為專用的硬體。在與電機10的相對較高的速度對應的相對較高的整流頻率下，反電動勢檢測器中的濾波器42具有相對較強的高頻傳輸特性，並在與電機的相對較低的速度對應的相對較低的整流頻率下具有相對較弱的高頻傳輸特性。為此，在所示的實施例中，藉由來自控制器的信號Fon控制濾波器42:如果整流頻率小於預先確定的閾值，比如43赫茲，則接通該濾波器；如果整流頻率超過所述值，比如對於有六個電極對的電機而言，這個值對應於430轉/分的速度，則斷開該濾波器。此外，還可以使用下述的濾波器，它的頻率傳輸特性從在相對較低的整流頻率下具有低截止頻率的低通特性逐漸變化到在相對較高的整流頻率下具有相對較高的截止頻率的低通特性。圖2更為詳細地表示的控制器20具有整流裝置21，用於根據電機的位置交替地允許輸出級30的對應模塊30u、30v、30w工作。整流裝置21接收從選擇元件24檢測到的位置4>。選擇元件24接收控制信號Spd，以便或者選擇來自靜態定位傳感器22的輸出信號4)s，或者選擇來自動態定位傳感器23的輸出信號cK。由狀態機28提供控制信號SpD，下面將參照圖3更為詳細地描述狀態機的工作情況。靜態和動態定位設備兩者都使用在不通電繞組中測得的信號IND。為此，所述控制器包括另一選擇元件27，該選擇元件27的輸入端被耦合到電機的每個繞組，以便接收信號仏nd、VIND、WIND。所述另一選擇元件27由選擇信號Suvw控制，該選擇信號S^是由整流裝置提供的。狀態機的狀態取決於整流頻率。由於在速度和整流頻率之間存在固定的線性關係，所以，狀態機28的狀態可以基於從速度傳感器25獲得的速度的測量值，從而可以根據由反電動勢感應的選擇信號IND確定電機的速度。此外，整流裝置可以提供代表整流頻率的信號。加速度檢測器26從這個信號"計算加速度，並且向狀態機28提供代表加速度的信號^。狀態機28進一步還接收控制信號ADC，該控制信號ADC代表期望的轉矩^^。響應這些信號，狀態機28確定當前的操作模式，並因此而控制所述信號S^和Fon。狀態機進一步還會提供一個輸出信號C，用於控制脈衝寬度調製單元29，調節輸出級30提供的電流強度。可以利用不同的選擇方案來確定或評估電流I的瞬時值，如圖2A所示。按照一種優選的實施例，使用關係式V,f"ko)，即所產生的反電動勢電壓正比於電機常數k和轉速w的乘積，在乘法器28A中從瞬時電機速度可計算出反電動勢電壓的幅度。從速度檢測器25得到轉速"的值，速度檢測器25從反電動勢脈衝發生的頻率計算轉速，但轉速按照另一種方式也可以是由整流裝置21產生的信號，因為整流裝置對於電機來說是相位鎖定的。可將電機常數k作為一個固定值來存儲，但也可按照另一種方式存儲於可編程寄存器28B中，從而使驅動器可以適應不同的電機。此外，還可以由一個部件的阻抗值表示數值k，如用一個電阻器的電阻值表示它，可以將這個部件焊接到驅動器上。減法器28C從提供給電機的電源電壓Vin扣除估算的反電動勢電壓，從而可以估算在100%佔空比情況下電機可能消耗的電流。在佔空比為S時的實際消耗電流估算值，是在乘法器28E中通過乘以這個佔空比的值而獲得的。並非是從電機的轉速計算反電動勢電壓的值，而是使用來自乘法器27的反電動勢信號通過電壓測量單元28F來測量反電動勢電壓的值。在另一實施例中，控制器20可能有一個輸入端，用以接收代表實際電流的電流檢測信號Isense。然而，用比如圖2A所示的電路估算電流的優點是，可以避免在檢測電阻內的功率耗散。電機還具有較大的電壓餘量。為了能夠可靠地檢測反電動勢脈衝，脈衝寬度調製單元29將電流強度控制在預先確定的最大值，一直到電機10具有預先確定的最小速度為止，並且在整流頻率已超過所述預先確定之最小值時，脈衝寬度調製單元29還控制所述電流在由輸入信號確定的數值。根據電機的類型和尺寸，整流頻率的預先確定的最小值範圍可為10-100赫茲，比如43赫茲。電機的實際物理轉速VB取決於上述的關係。在電機具有六個電極對的情況下，這對應於430轉/分的轉速VR。預先確定的電流最好具有在電機啟動所需時間可以提供的最大值。己經發現，適宜的預先確定電流是2安培。反電動勢檢測器的前置放大器部分41具有可控的閾值單元，用於抑制閾值之前的反電動勢信號，一直到整流頻率達到預先確定的最小值時為止。反電動勢信號的轉換包含比較，用以確定這個信號的零交叉。在實踐中，檢測零交叉的準確值已經變成具有一定容差的目標，例如在集成電路工藝中的固有失配。這帶來的必然結果是一部分產品可能會要受到拒絕，這是因為反電動勢檢測器是非常靈敏的，並且所述檢測器檢測到的是虛假的零交叉。利用在電機的啟動階段抑制閾值之前的反電動勢信號，可以避免產生虛假的零交叉。所述閾值應該略高於所發生的與零交叉電平最差的偏差。所加的閾值電壓可能隨電機的速度逐漸改變，或者可以按照一個或多個臺階那樣變化。最合適的閾值取決於反電動勢檢測器的具體實施方案，並且，比如可以包括5-30毫伏的範圍。已經發現，實際值是15毫伏。當對應於上述的最小整流頻率43赫茲，電機速度低於430轉/分時，所述閾值電壓可以採用來自狀態機28的信號0on。圖3表示本發明無刷電機驅動器之控制器20的狀態機28的狀態圖。通電後，狀態機取復位狀態RESET。為了使電機10啟動，提供代表期望轉矩的信號ADC。本文所述的實施例中，值ADC〈-125，這使電機制動剎車，在這個值>=130時，驅動器20、30、40使電機加速或減速到與ADC值相應的轉速，而且，對於值125〈ADC〈130而言，轉矩為零。這在驅動器的輸入-輸出傳輸特性中形成死區。在復位狀態RESET,通過設置信號ADC為值>=130，可以激活驅動器。這使控制器20取狀態SPS，其中，控制器起動一個有如US6,204,617中所描述的那種靜態定位檢測方案。在這種狀態下，狀態機使選擇元件24採用控制信號SPD，以從靜態位置傳感器22中選擇靜態位置信號(Ds。在狀態Sp。期間，狀態機28進行控制，使繞組具有相對微弱的電流，或者具有很窄的電流脈衝，這個電流脈衝不足以引起電機的轉動。當靜態位置檢測方案結束時，狀態機進入啟動模式STARTUP。不管信號ADC的準確值有多大(只要是>=130)，在這個狀態下，總要為電機提供最大的預先確定電流1。此外，閾值電壓可以採用信號Oon，而且，在具有相對較弱的高頻傳輸特性的模式下，用信號Fon設定濾波器42、142。如果在預定的時間間隔內，比如在100毫秒-l秒的範圍內，沒有檢測到任何反電動勢脈衝，則狀態機28回到SPS狀態。如果所述預定的時間間隔小於100毫秒，比如50毫秒，則有可能發生電機工作的不正確中斷。如果預定的時間間隔長於l秒，比如2秒，則萬一失效重新啟動所需的時間就會不必要地加長。具有代表性的預定時間是300毫秒。--旦電機10達到超過所述預定最小值F.,.的整流頻率F(—本例中是43赫茲，狀態機28就取前進驅動模式FORWARD。在這種驅動模式下，電機電流不再固定於預先確定的最大值1，而是進行放開，以便經輸出信號ADC由用戶控制。在前進驅動模式下，脈衝寬度調製控制器將檢測到的電機電流維持在與經過輸出信號ADC由用戶設定的值相對應的水平。前進驅動模式有兩個子模式高速子模式，在這種子模式下，電機由高於預先確定的閾值頻率的整流頻率驅動；低速子模式，在這種子模式下，電機由低於所述預先確定的閾值頻率FT的整流頻率驅動。在本實施例中，所述預先確定的閾值頻率等於預先確定的最小值43赫茲，狀態機28這時的工作模式從STARUP過渡到F0RWART，從而重新使用這個比較器硬體。因此，狀態機28在這個過渡以後直接釆取高速子模式。然而，如果整流頻率減小到低於閾值頻率Fr，則採取低速子模式。在低速子模式下，由信號0on重新允許閾值電壓，並且在具有相對較弱的高頻傳輸特性的模式下，利用信號Fon設定濾波器42。在高速子模式下，閾值電壓是禁用的，並且，在具有相對較強的高頻傳輸特性的模式下，用信號Fon設定濾波器42。如果給信號ADC指定的值<=125，則控制器根據整流頻率取模式ACTIVEBRAKE或SHORTBRAKE之一。如果整流頻率高於另一個閾值頻率FT2，這裡的FT2是22赫茲，則選擇ACTIVEBRAKE模式。這裡，使用電源在電機中產生減速轉矩。像在FORWARD模式下那樣，ACTIVEBRAKE模式具有低速子模式和高速子模式。像在FORWARD模式下那樣，對於濾波器42和前置放大器部分41的閾值進行模擬控制。整流頻率一旦下降到低於另一個閾值速度FT2，控制器取短制動模式SHORTBRAKE。轉向短制動模式的目的是為了防止反向轉動。這使得電機能夠利用短路電機終端進行制動。如果在另一個預先確定的時間間隔沒有檢測到任何反電動勢脈衝一這個時間間隔可能等於早些時候已經提到過的預先確定的時間間隔，比如300毫秒，則控制器隨後取停止模式ST0P。在這種模式下，電機終端的短路已經終止，並且電源已經切斷。按照另一種可供選擇的方式，電源可能在SHORTBRAKE模式中就已經切斷。圖4表示一種可供替換的實施例，其中，反電動勢檢測器的元件是共享的。這裡與圖1中部件對應的那些部件的標號高出100。本實施例中的反電動勢檢測器140包括多路轉換器144，該多路轉換器144交替地選擇電機繞組之一，即選擇沒有通電的繞組，並向前置放大器141提供從該繞組接收的信號。通過由整流器21提供的控制信號S,來控制選擇元件144。本實施例中，控制器20中的選擇元件27多餘的。圖5示意地表示出所產生的反電動勢電壓和脈衝寬度調製切換幹擾隨轉速的變化而變化的情況。在相對較低的轉速下一這裡為小於400轉/分，反電動勢信號相對較弱，但濾波器抑制了由脈衝寬度調製單元29引起的相對較高頻率的切換幹擾，因此，反電動勢信號仍可被很好地檢測到。在相對較高的轉速，即〉400轉/分的情況下，切換幹擾不再受到抑制，但反電動勢信號的幅度已經增加到足以被很好地檢測到。在零轉速下，反電動勢信號是零。儘管如此，由於反電動勢比較器信號路徑方面的編程偏差的緣故，系統在啟動時的靈敏度具有非零的"反電動勢"信號。反電動勢零交叉比較器僅在反電動勢信號超過偏置值時翻轉。這說明在0轉/分時有非零的反電動勢信號。然而，由於初始啟動電流I肌很大，所以在STARTUP模式下，電機的轉速得到充分的加速，可以提供第一個足夠強的反電動勢脈衝，以致可以檢測到。圖6表示輸出級30、130模塊的實施例。圖6中與圖1對應的那些部件的參考標號高了200。比如模塊30U，它包括具有高端開關231a和低端開關231b的橋式電路、用於分別控制高端開關231a和低端開關231b的控制緩衝器232a、232b，以及齊納二極體233。所述控制緩衝器具有輸入端CuH和(V，用於切換輸出信號的值。所述模塊需要具有高阻抗斷開狀態，為的是不致破壞整流的反電動勢檢測相位。齊納二極體233提供高端開關231a的柵-源電壓保護。但這樣做的缺點是，齊納二極體233的偏置電流將會流到輸出端，破壞反電動勢檢測。圖7表示第二實施例，其中的高端開關利用分開的源通路336和吸收通路335進行保護。這裡與圖5中對應部分的參考標號高出100。分開的源通路336和吸收通路335可以快速地從控制緩衝器332a吸收和付出電流。表1以示意的方式表示出在硬切換操作模式SPEEDY下，驅動器的整流狀態1-24。每個狀態都應用於電機的一個特定的位置範圍。狀態n應用於範圍(n-l).15°《(Kn.15°。該表示出輸出級30的每個輸出模塊30U、30V、30W的狀態。例如，"h和CuL分別是對於輸出級30的模塊30U的高端切換元件231a和低端切換元件231b的控制電壓的邏輯值。對於模塊30V的控制信號Cvh和Ca，以及對於模塊30W的控制信號"和C孔來說，都是按照類似的方式確定的。值1表示切換元件在導通模式(也稱允許模式)下由控制電壓控制。值0表示切換元件在非導通模式(也稱禁止模式)下由控制電壓控制。P表示切換元件按照脈衝寬度調製信號交替地在導通模式和非導通模式中進行控制。值Pi也表示切換元件按照脈衝寬度調製信號交替地在導通模式和非導通模式中進行控制，但與由P控制的元件的相位相反。在整流裝置21的每個狀態期間，電機驅動器輸出端U。、V。、W。之一提供恆定的電源電壓，第二個輸出端交替地提供第一和第二電源電壓，第三個輸端保持高阻抗狀態。例如，在整流狀態l期間，輸出模塊30U高端開關是被允許的，低端開關是被禁止的，所以它的輸出端234提供第一電源電壓Vdd。在整流狀態l中，模塊30V的兩種開關都是被禁止的，所以它的輸出端是高阻抗狀態。在狀態1中，模塊30W的高端開關231a和低端開關231b通過脈衝寬度調製控制器交替地被允許和被禁止。高端開關231a按相反的相位(Pi)被切換到低端開關231b的狀態(P)。每個開關都要按照切換方案進行控制，在切換方案中，依次是4個狀態的允許(l)、兩個狀態期間由脈衝寬度調製控制的切換(P)、4個狀態期間的禁止(O)、兩個狀態期間由反向脈衝寬度調製控制的切換(Pi)、4個狀態期間的禁止(O)、兩個狀態期間由脈衝寬度調製控制的切換(P)。對於一對低端開關231b的切換方案相對於它的高端配對部件231a在時間上移動了12個狀態(180°)。每個模塊都有一個模塊切換方案，所述模塊切換方案包括用於它的兩個開關的切換方案。對於3個模塊，模塊切換方案相互之間移動了8個狀態(120°)，也即模塊30U的模塊切換方案的狀態n模24對應於模塊30W的狀態(n+8)模24，並且，對應於模塊30V的狀態(n+16)模24。表2表示硬切換反向操作模式，可用於有效地制動電機。正如這裡可以看到的，每個開關依次地執行在4個狀態期間利用反向脈衝寬度調製控制的允許、6個狀態期間的禁止、2個狀態期間的允許、4個狀態期間利用反向脈衝寬度調製控制的允許、2個狀態期間的允許、6個狀態期間的禁止。有如在硬切換的前進操作模式中那樣，對於一個開關中的低端開關231b的切換方案，相對於硬端配對部分231a在時間上移動了12個狀態(180°)。對於3個模塊，模塊切換方案相互之間還要移動8個狀態(120°)。圖8a-8c以示意的方式表示所述各種不同的信號與時間t的函數關係，其中圖8a表示模塊30U提供的相對於地的電壓U。-GND;200680029150.9說明書第12/16頁圖8b表示穿過繞組11U的電流Iu;圖8c表示模塊30U提供的相對於星點14、114的電壓U。-lT。表3表示軟切換前進操作模式。軟切換操作模式的優點在於，比起硬切換操作模式的驅動來，電機電流的行為更類似於正弦，因此，可以減小可聽見的噪聲。軟切換前進操作模式不同於硬切換操作模式之處是軟切換操作模式至少具有一個狀態，在這一狀態期間，兩個輸出模塊同時並且同相地提供在第一和第二電源電壓之間交替的輸出電壓。例如，在狀態2期間，模塊30V和30W同時提供在脈衝寬度調製循環的第一部分期間的第一電源電壓(Vss)和在脈衝寬度調製循環的第二補加部分期間的第二電源電壓(Vdd)。此外，在整流裝置21的一個狀態的至少一部分期間，電機驅動器輸出端之一提供恆定的電源電壓，第二個輸出端交替地提供第一和第二電源電壓，第三個輸出端交替地在高阻抗狀態和與第二輸出端一起同時提供第一電源電壓的狀態之間進行切換。例如，在狀態3期間，模塊30U的輸出端提供第二電源電壓Vdd，模塊30V的輸出端交替地提供在脈衝寬度調製循環的第一部分期間的第一電源電壓(Vss)和在脈衝寬度調製循環的第二補加部分期間的第二電源電壓(Vdd)，而且，在狀態3的至少一部分期間，模塊30W的輸出端交替地提供在脈衝寬度調製循環的第一部分期間的第一電源電壓(Vss)和在脈衝寬度調製循環的第二補加部分期間的高阻抗狀態。己經發現特別有利的是，所述輸出端交替地提供第一電壓並且是處於高阻抗狀態的整流狀態的這部分，它是處在所述整流狀態的結束，並且具有固定的持續時間一這裡是80微秒。在所述整流狀態的開始時，應該向它的前一個狀態那樣切換輸出端。這樣做使得相關的線圈可以逐漸放電。因為這樣做有一個固定的持續時間，所以，與一個整流狀態的持續時間相比的相對持續時間隨著電機速度的增大而增長。在這個整流狀態的最後的固定部分期間，佔空比減小的數目是固定的，如8步，從瞬時佔空比P減小到0%。在允許開關工作的情況下(l)，佔空比從100%逐步減小到0%。在表1中可以看出，在4個整流狀態的期間保持開關是允許的(1)，在3個整流狀態期間用脈衝寬度調製切換所述開關(P)，在2個狀態期間保持開關是禁止的(O)，在3個整流狀態期間用反向脈衝寬度調製切換所述開關(Pi)，在4個狀態期間保持開關是禁止的(0〉，在3個整流狀態期間再一次地用反向脈衝寬度調製切換所述開關(Pi)，其中在第3個狀態的最後一部分使所述開關禁止(O)並且在隨後的兩個狀態期間保持開關禁止(0)，並且隨後在3個整流狀態期間用脈衝寬度調製切換所述開關(P)。像其它的開關模式一樣，一對開關的低端開關231b相對於高端開關231a在時間上移動了12個狀態(180°)。對於3個模塊，它們的模塊切換方案相互之間也是移動了8個狀態(120°)。圖9a-c以示意的方式表示相關的信號。與硬切換前進操作模式的情況相比，電機消耗的電流IU的形狀明顯地比較光滑。圖9a表示模塊30U提供的相對於地的電壓U。-GND;圖9b表示穿過繞組11U的電流Iu;圖9c表示模塊30U提供的相對於星點14、114的電壓U。-U*。表4表示反向軟切換操作模式，這種模式適合於相對較慢但有效的電機制動，可聽噪聲水平相對較低。在反向軟切換操作模式中，整流器具有至少一個狀態，在此狀態期間，輸出級的第一和第二輸出端兩者都提供第一電源電壓Vdd，而第三輸出端交替地提供第一電源電壓Vdd和第二電源電壓Vss。對於一個特定開關的整個切換循環而言，它包括以下的順序在4個狀態期間用向脈衝寬度調製切換所述開關(Pi)，在5個狀態期間保持開關禁止(O)，在3個狀態期間保持開關允許(l)，在4個狀態期間用脈衝寬度調製切換所述開關(P)，在2個狀態期間保持開關允許(l)，並且在此之後的兩個狀態的第一部分狀態期間保持開關允許(l)，在這個第一部分之後的5個相繼的狀態期間禁止所述開關並且保持禁止。有如其它的切換模式那樣，這對開關中的低端開關231b的切換方案相對於它的高端配對部件231a在時間上移動了12個狀態(180°)。對於3個模塊，模塊切換方案相互之間移動了8個狀態(120。)。下面再參照圖3，可以看出，在每個模式ACTIVEBREAK和FORWARD下，每個子模式LOWSPEED和HIGHSPEED都有亞子模式SPEEDY和STEADY。當在兩個隨後的反電動勢脈衝之間的時間間隔內的相對變化小於預先確定的數值的時候，驅動器在FORWARD模式中的優選實施例取亞子模式SPEEDY。在亞子模式STEADY,驅動器應用如表3所示的軟切換前進操作模式。當在兩個隨後的反電動勢脈衝之間的相對變化大於預先確定的數值的時候，驅動器取亞子模式SPEEDY,驅動器應用如表l所示的硬切換前進操作模式。適宜的預先確定數值的範圍是10-15%。如果預先確定的數值大於15%，比如20%，則可能發生的情況是，在電機已經快速加速的情況下，驅動器仍在軟切換前進操作模式下工作，在這種情況下，可能破壞所述的加速。如果預先確定的數值小於10%,比如5%，則可能發生的情況是，甚至於電機在相對較低的加速時，驅動器仍舊在硬切換前進操作模式下工作，由此產生不必要的噪聲。類似地，在BRAKE模式下，當在兩個隨後的反電動勢脈衝之間的時間間隔內的相對變化小於預先確定的數值的時候，驅動器取亞子模式STEADY。在BRAKE模式的亞子模式STEADY,驅動器應用有如表4所示的軟切換前進操作模式。當在兩個隨後的反電動勢脈衝之間的相對變化大於預先確定的數值的時候，驅動器取亞子模式SPEEDY,驅動器應用有如表2所示的硬切換制動操作模式。圖10示意地表示出一種數據讀/寫設備。它包括保持器(此處為軸60)，用於接納一個數據載體50。軸藉由電機10而旋轉，從而移動數據載體。電機是由上面所述電機驅動器20、30、40驅動的。數據讀/寫設備具有讀/寫單元70、70A，即該讀/寫單元包括讀/寫頭70A和信號處理單元70。可以將所述數據讀/寫設備布置成用來讀出數據，寫入數據，或者兩者皆可。在布置用於讀出的設備中，信號處理單元70將讀/寫頭提供的信號轉換成輸出信號。信號處理單元70可以包括一些常規的模塊，用於濾波、放大、數字/模擬轉換、通道解碼、誤差檢測，以及用於讀出數據載體的校正。在安排成用於寫入的設備中，信號處理單元70將輸入信號轉換成用於寫入數據載體的合適的信號，其中使用了用於模擬/數字轉換、濾波、放大、誤差校正編碼、通道編碼、等模塊。各種不同的技術都可用於寫入數據載體，例如磁的或光的。通過一個或多個執行裝置可以定位讀出頭70A。應予說明的是，本發明的保護範圍不限於這裡所述的實施例。雖然在電機驅動器的應用範圍內的讀寫設備中具體地描述了電機驅動器，但電機驅動器還可以應用在各種不同的其它設備中，例如剃鬚刀、吹風機、風扇。驅動器的的各種不同的設定值是可以編程的，例如，通過編程控制寄存器中的一個值編程，這個值比如是預先確定的最小電機速度、控制器從有效制動變到短制動的電機速度、檢測反電動勢脈衝的時間限制值、對於在兩個相繼的反電動勢脈衝之間相對變化的預定值的設定值。可以用硬體、軟體，或者它們的組合來實現系統的各個部分。本發明的保護範圍不受權利要求書中參考標號的限制。術語"包括"並不排除存在除了權利要求中提到的部件以外的其它部件。在元件前邊的術語"一個"並不排除存在多個這樣的元件。形成本發明的一部分的裝置既可以用專用硬體的形成實現，也可以用編程的通用處理器的形式實現。本發明寓於每一個新的特徵或新的特徵的組合之中。表l:硬切換前進操作模式tableseeoriginaldocumentpage18表2:硬切換反向操作模式tableseeoriginaldocumentpage18tableseeoriginaldocumentpage19權利要求1.一種無刷電機(10)用的驅動器，包括—靜態位置檢測裝置(22)；—反電動勢檢測器(40)，用以檢測反電動勢信號；包括—濾波器(42)，用以濾波反電動勢信號；—輸出級(30)，包括至少三個模塊(30u、30v、30w)，用以向電機(10)相應相位的線圈(11u、11v、11w)提供電流；—整流裝置(21)，根據電機的位置(Φ)選擇性地允許輸出級(30)的相應模塊(30u、30v、30w)工作，所述選擇性地允許工作是以整流頻率(Vc)交替的，所述整流裝置(21)在電機啟動時由靜態位置檢測裝置(22)控制，並在第一個測得的反電動勢脈衝之後由反電動勢檢測器(40)控制；—脈衝寬度調製單元(29)，在整流頻率具有預先確定的最小值(FT)之前，按預先確定的最大值(IMAX)控制向電機提供的電流強度，並在整流頻率超過所述最小值時，按由輸入信號(ADC)確定的值控制所述電流強度，所述濾波器(42)在相對較高的整流頻率下具有相對較強的高頻傳輸特性，並在相對較低的整流頻率下具有相對較弱的高頻傳輸特性。2.根據權利要求1所述驅動器，其特徵在於，反電動勢檢測器(40)具有閾值單元(41)，用以抑制閾值之前的反電動勢信號，直至整流頻率具有預先確定的最小值(F》時為止。3.根據權利要求1所述驅動器，其特徵在於，所述驅動器具有硬切換操作模式(SPEEDY)，其中在整流裝置(21)的每個狀態期間，電機驅動器輸出端(U。、V。、W。)之一提供恆定的電源電壓，第二個輸出端交替地提供第一和第二電源電壓，第三個輸出端保持高阻抗狀態。4.根據權利要求1或2所述無刷電機驅動器，其特徵在於，所述驅動器具有軟切換操作模式(STEADY),軟切換操作模式具有至少一個狀態，在此狀態期間，兩個輸出模塊同時並且同相地提供在第一和第二電源電壓之間交替變化的輸出電壓。5.根據權利要求4所述無刷電機驅動器，其特徵在於，在整流裝置(21)的至少一部分狀態期間，電機驅動器的一個輸出端提供恆定的電源電壓，第二個輸出端交替地提供第一和第二電源電壓，第三個輸出端在高阻抗狀態和由第二輸出端同步提供第一電源電壓的狀態之間交替地切換。6.根據權利要求5所述無刷電機驅動器，其特徵在於，所述整流裝置的所述部分狀態是所述整流狀態的結束，並有固定的持續時間。7.根據權利要求1或2所述無刷電機驅動器，其特徵在於，所述驅動器具有軟切換反向操作模式，其中整流裝置具有至少一個狀態，在此狀態期間，輸出級的第一和第二輸出端兩者都提供第一電源電壓(Vdd)，第三輸出端交替地提供第一電源電壓(Vdd)和第二電源電壓(Vss)。8.根據權利要求3或4所述無刷電機驅動器，其特徵在於，在兩個相繼的反電動勢脈衝之間的時間間隔的相對變化小於預定值時，所述驅動器取軟切換操作模式(STEADY),在所述相對變化大於所述預定值時，所述驅動器取硬切換操作模式(SPEEDY)。9.根據權利要求l所述無刷電機驅動器，其特徵在於，若兩個相繼的反電動勢脈衝之間的時間間隔大於預先確定的時間間隔，整流裝置(21)的狀態由靜態位置檢測裝置(22)控制。10.根據權利要求1所述無刷電機驅動器，其特徵在於，所述驅動器具有第一制動模式，其中將電機的剩餘動能復原成電能，給電源重新充電。11.根據權利要求6所述無刷電機驅動器，其特徵在於，所述電機驅動器具有第二制動模式，其中電機通過阻力損耗被制動。12.—種數據讀/寫設備，包括接納數據載體用的保持器，移動數據載體用的電機，驅動電機用的前述權利要求之一所述電機驅動器，以及讀取數據載體用的讀/寫單元。全文摘要一種用於無刷電機(10)的驅動器，包括靜態位置檢測裝置(22)，用於檢測反電動勢電壓的反電動勢檢測器(40)，包括濾波器(42)。驅動器還包括輸出級(30)，輸出級(30)至少有3個模塊(30U、30V、30W)，用於向電機(10)相應相位的線圈(11U、11V、11W)提供電流，以及整流裝置(21)，用於根據電機的位置($)選擇地允許輸出級(30)的相應模塊(30U、30V、30W)工作。利用整流頻率(VE)選擇地改變所允許的工作。電機啟動時，整流裝置(21)由靜態位置檢測裝置(22)控制，並在第一個測得的反電動勢脈衝之後由反電動勢檢測器(40)控制。在整流頻率具有預定的最小值(FE)之前，脈衝寬度調製單元(29)用來控制以預定的最大值(IMAX)向電機提供的電流強度，並在整流頻率已超過所述最小值時，將電流強度控制在由輸入信號(ADC)確定的值。濾波器(42)在相對較高的整流頻率下具有相對較強的高頻傳輸特性，並在相對較低的整流頻率下具有相對較弱的高頻傳輸特性。文檔編號H02P6/18GK101258672SQ200680029150公開日2008年9月3日申請日期2006年8月2日優先權日2005年8月9日發明者吉安·霍赫扎德申請人:Nxp股份有限公司