多路徑混合式電路以及相關方法
2023-09-16 14:19:35
專利名稱：多路徑混合式電路以及相關方法
技術領域：
本發明是有關於一種全雙工(full-duplex)通訊的收發器，特別是有關於一種用於全雙工收發器的混合式電路(hybrid circuit)。
背景技術：
收發器包含回波(echo)消除混合式電路，以於收發器中結合傳送信號及接收信號，致使收發器可通過雙心傳輸線，如無遮蔽隔離式雙絞線(unshielded twist wire pair，UTP)，進行雙向數據傳輸。混合式電路消除接收信號中部分傳送信號所造成的回波信號。
請參閱圖1，其繪示現有技術的收發器。圖中，收發器10通過傳輸線12，將輸入信號TX作為已傳送信號TX』遞送(forward)至遠程收發器(圖中未顯示)，並根據自遠程收發器到達傳輸線12的已接收信號RX』產生輸出信號RX。收發器10包含放大器11、加總放大器16及混合式電路18，放大器11用以放大輸入信號TX，加總放大器16用以產生輸出信號RX，混合式電路18連接傳輸線12、放大器11的輸出端及放大器16的輸入端。混合式電路18包含阻抗元件Z1及轉換器14，轉換器(transformer)14連接放大器11的輸出端及傳輸線12。轉換器14亦連接放大器16的非反相輸入端及傳輸線12。於傳輸線12的已接收信號RX』及已傳輸信號TX』皆為加總放大器16的非反相輸入端的信號VIN的成份。混合式電路18亦包含具有阻抗元件Z2及阻抗元件Z3的分壓網絡(voltage divider network)，以於加總放大器16的非反相輸入端提供偏移信號VOFF，以偏移VIN信號的傳輸信號成分。當Z1/ZL＝Z2/Z3時，VOFF信號將消除已傳送信號TX』及已接收信號RX』的回波，其中ZL為傳輸線12的阻抗。
以調變解調器(modem)為例，符合非對稱數字式用戶線路(AsymmetricalDigital Subscriber Line，ADSL)標準的modem使用分頻雙工(FrequencyDivision Duplex，FDD)技術，其中傳輸線上的已接收信號RX』及已傳送信號TX』是佔用不同頻帶。例如客戶端產品(customer premise equipment，CPE)ADSL modem，其已傳送信號佔用30KHz～138KHz頻帶(上傳頻帶)，而已接收信號佔用138KHz～1.1MHz頻帶(下傳頻帶)。雖然CPE modem的線驅動器(line driver)於上傳頻帶發送已傳送信號TX』，然已傳送信號TX』不可避免地產生一些噪聲並幹擾已接收信號RX』所佔用的下傳頻帶。混合式電路18無法完全消除位於輸出信號RX的已傳送信號TX』的回波，而剩餘回波的殘留部份駐於已接收信號的下傳頻帶。接收器的頻帶的剩餘回波與已接收信號RX』難以辨識，並降低接收器的效能。
濾波器(CPE收發器的高通濾波器)可分離傳送頻帶的剩餘回波，但若剩餘回波的強度太強，則會令接收器飽和，特別是接收器的低噪聲放大器。因此，具有良好回波消除的混合式電路對收發器是十分重要的，收發器可藉此減少上傳頻帶及下傳頻帶的回波信號。當傳輸線12為理想雙絞線時，設計可消除傳送頻帶及接收頻帶的回波的混合式電路並不困難。然而，雙絞傳輸線通常包含橋接分路(bridged taps)，其致使傳輸線的阻抗隨著頻率而變化，且橋接分路的長度及位置亦大大地影響傳輸線阻抗及信號頻率的關係。當傳輸線的頻率響應特性具有大幅度變化時，設計可消除傳送頻帶及接收頻帶的回波的混合式電路是一件困難的事。傳統解決方法是使用數個離散式開關以移除或增加電阻及/或電容至阻抗元件Z3，使混合式電路的阻抗元件Z3為可調整，以合成良好匹配傳輸線阻抗的阻抗。
下列專利是說明與橋接分路相關的混合式電路拓撲尋址(topologiesaddressing)傳輸線阻抗匹配問題美國專利公開資料2003/0147526、美國專利公開資料2003/0123650、美國專利公開資料2003/0169875、美國專利公開數據2003/0169806、以及美國專利6208732。
請參閱圖2，其繪示另一已知收發器20。輸入信號TX通過混合式電路21驅動驅動傳輸線26的差動放大器22，以產生已傳送信號TX』。混合式電路21亦連接傳輸線26及具有阻抗元件Z3反饋的差動放大器28的輸入端。放大器28放大到達傳輸線26的已接收信號RX』，以產生輸出信號RX。
混合式電路21包含轉換器24，轉換器24具有主要線圈(primary winding)及多個次要線圈，主要線圈連接傳輸線26，次要線圈通過阻抗元件Z1連接放大器22的輸出端，其它次要線圈通過阻抗元件Z2連接放大器22的輸出端。阻抗元件Z1匹配傳輸線26的阻抗(nominal impedance)。例如，若傳輸線26的阻抗為100Ohms，假設轉換器的傳輸端(TX)及線端(line side)之間的轉換器線圈的匝數比為1∶1，則每一阻抗元件Z1應為500hms。阻抗元件Z2為高於阻抗元件Z1的阻抗，致使混合式電路21自傳輸線26觀入(lookinginto)的阻抗實質上匹配傳輸線26的阻抗。在差動放大器28作為低噪聲放大器，其提供增益-Z3/Z2予到達傳輸線26的信號。被動電路(passivecircuit)H1包含串聯阻抗元件H1Z，其配置於線驅動器22的輸出端及放大器28的輸入端之間。流經被動電路H1的差動信號的反極性可消除該回波。若線阻抗為100Ohms，且轉換器24的主要線圈及次要線圈有相同匝數，則阻抗元件Z1可為50Ohms的電阻，而阻抗元件Z2可為1KOhms。若放大器22的輸出信號為1V，則轉換器的連接線端及RX端之間的跨壓近似0.5V。位於放大器28的輸出端，由轉換器的次要線圈所造成的回波將為0.5V×Z3/1K。位於放大器28的輸出端，由被動電路的路徑所造成的回波將為1V×Z3/H1Z。為了消除回波，H1Z必須符合下列方程式0.5V×Z3/1K＝1V×Z3/H1Z即表示H1Z應為2KOhms。因為雙絞線的線阻抗為頻率函數，使用串連電阻來實現H1無法有效地消除回波。然而，簡單的二階RC網絡可有效地消除回波。通常，若線驅動器輸出信號為1V而線阻抗為ZL，則位於放大器28的輸出端，由轉換器的TX端及RX端之間連接所造成的回波近似1V×ZL/(2×Z1+ZL)×Z3/Z2。位於放大器28的輸出端，由電路H1的路徑所造成的信號將為1V×Z3/H1Z。為了消除回波，被動電路H1的單端阻抗H1Z應符合下列方程式1V×ZL/(2×Z1+ZL)×Z3/Z2＝1V×Z3/H1Z即表示H1Z＝Z2×(1+2×Z1/ZL)當傳輸線26包含橋接分路(bridged taps)而非理想雙絞線時，電路H1的設計變得更困難此外，當傳輸線26包含橋接分路時，使用簡單被動電阻電容(RC)網絡無法達到良好的回波消除效果。迴路長度及橋接分路架構，可以高階被動電阻電容電感(RLC)網絡取代被動RC網絡以得到近似阻抗Z2×(1+2×Z1/ZL)。然而，電感比起其它電子元件較為昂貴，不易降低成本。
請參閱圖3，其繪示另一已知收發器30。收發器30類似圖2的收發器20，除了收發器30的混合式電路是使用二階主動濾波器電路HA取代圖2的被動電路H1。請參閱圖4，其繪示已知二階主動濾波器。於整合電路中，主動濾波器可近似任何一阻抗，且無造成不穩定的右平面極點(right halfplane pole)，故可以較低成本取代昂貴離散式RLC網絡。然而，主動濾波器產生噪聲至混合式電路，且噪聲隨著濾波器的階數而增加。當主動濾波器所產生噪聲顯著時，其損害低噪聲放大器28的效能。
無遮蔽隔離式雙絞線26以40dB耗損減弱源自遠程傳送器的已接收信號，接收器通常需要多階段放大以提升(boost)信號電平並補償損耗，使信號適合後端處理。信號電平自最初階段到最後階段逐漸增加，然而每一階段的信號放大亦增加了噪聲。所增加的噪聲特別損耗強度較弱的最初階段信號。因此，在最初放大階段需使用低噪聲放大器。然而混合式電路的主動濾波器HA所產生噪聲損害低噪聲放大器28的效能。為了保護信號健全(preserve signalintegrity)，主動濾波器HA必須為低噪聲設計，然其十分困難，特別是高階濾波器。
具有多種頻率變化阻抗的混合式電路架構為傳輸線連接所迫切需要的，且此電路架構不需昂貴的RLC網絡，僅使用簡單設計、低噪聲、低階的主動濾波器。
有鑑於現有技術的各項問題，為了能夠兼顧解決之，本發明人基於多年從事混合式電路的研究開發與諸多實際經驗，提出一種多路徑主動混合式電路，以作為改善上述缺點的實現方式與依據。
發明內容
本發明提出一種用於全雙工收發器的混合式電路，其包含比例轉換器(ratio converter)，其根據輸入信號TX於傳輸線上遞送已傳送信號TX』。比例轉換器亦根據到達傳輸線的已接收信號RX產生信號RXA，其中信號RXA包含輸入信號TX的回波。
再者，本發明提出一被動濾波器及一第一主動濾波器是分別處理輸入信號TX，以產生信號TXA及信號TXB。信號TXB及信號RXA相加以產生信號RXB作為放大器的輸入信號，而放大器輸出信號RXC。
此外，本發明提出一種第二主動濾波器，其對輸入信號TX進行濾波以產生信號TXC，信號TXC與信號RXC相加以產生信號RX。被動濾波器的阻抗被設計以致使當傳輸線具有目標阻抗(target impedance)時，如理想雙絞線的阻抗，被動濾波器的輸出信號TXA可適當地偏移信號RXA的TX信號回波。
此外，本發明提出一種控制電路，是監看(monitor)輸出信號的剩餘回波。當傳輸線阻抗變化致使被動濾波器無法適當地消除回波時，則控制電路開啟第一濾波器及/或第二濾波器以提供額外的回波消除。該些主動濾波器的頻率響應為可調整以適應傳輸線的阻抗變化。當不需濾波器時，控制電路關閉該些主動濾波器，以避免增加輸出信號的噪聲。
根據本發明的一個方面，提供了一種用於傳輸線、輸入埠及輸出埠之間的混合式電路，包含比例轉換器，根據到達該輸入埠的輸入信號，於該傳輸線上產生已傳輸信號，且該比例轉換器亦根據到達該傳輸線的已接收信號，產生第一信號，其中該第一信號包括該輸入信號的回波；第一濾波器，對該輸入信號進行濾波以產生第二信號；第二濾波器，對該輸入信號進行主動濾波，以產生第三信號；以及放大電路，加總並放大該第一信號、該第二信號及該第三信號以產生第四信號，該第四信號是與該輸出埠的輸出信號相關聯。
根據本發明的另一個方面，還提供了一種用於傳輸線、輸入埠及輸出埠之間的接口方法，包含根據該輸入埠所接收的輸入信號，產生傳輸信號；根據該傳輸線的接收信號，產生第一信號，其包括該輸入信號的回波；對該輸入信號進行濾波以產生第二信號；根據第一選定頻率響應，對該輸入信號進行濾波以產生第三信號；以及將該第一信號、該第二信號及該第三信號的總和進行放大，以產生第四信號，其中該第四信號是與該輸出埠的輸出信號相關聯。
茲為使貴審查委員對本發明的技術特徵及所達到的功效有更進一步的了解與認識，謹佐以較佳的實施例及配合詳細的說明如後。
圖1為已知收發器的示意圖；圖2為另一已知收發器的示意圖；圖3為另一已知收發器的示意圖；
圖4為圖3所示的已知主動濾波器的示意圖；圖5為本發明的全雙工收發器的較佳實施例的架構方塊圖；圖6為圖5所示混合式電路的較佳實施例的架構示意圖；圖7為適用於圖5所示的混合式電路的主動放大器的較佳實施例的架構方塊圖；圖8為本發明的混合式電路的較佳實施例的架構方塊圖；圖9為二對四比例轉換器的示意圖；以及圖10為圖5所示的DSP電路的較佳實施例的方塊圖。
10、20、30、40收發器11、22、28放大器12、26、41傳輸線14、24、50轉換器16加總放大器18、21混合式電路45、46、52、62放大器42輸入埠43輸出埠44節點47模擬數字轉換器48混合式電路49、87數位訊號處理電路51濾波器60電阻電容(RC)網絡70比例轉換器80快速傅立葉轉換(FFT)82均衡器84截剪器(slicer)H1被動濾波器H2，H3主動濾波器Z1～Z5，H1Z阻抗元件
具體實施例方式
以下將參照相關圖式，說明依本發明較佳實施例的多路徑主動混合式電路，為使便於理解，下述實施例中的相同元件是以相同的符號標示來說明。
請參閱圖5，其為本發明的收發器的實施例的示意圖。圖中，收發器40通過傳輸線41與遠程收發器進行通訊。收發器40根據輸入信號TX傳送已傳送信號TX』至遠程收發器，並產生輸出信號(DATA_OUT)以表示自遠程收發器的已接收信號RX』所傳達的數據。收發器40包含差動放大器45以放大信號TX」以產生輸入信號TX於輸入埠42。輸入埠42傳送信號TX至傳輸線41。混合式電路48連接輸入埠42，並根據輸入信號TX產生已傳輸信號TX』。混合式電路48亦連接傳輸線41及輸出埠43，並根據到達傳輸線41的已接收信號RX』，於傳輸埠41產生信號RX。差動放大器46放大信號RX以產生輸出信號RX，及濾波器51減弱信號RX的傳輸頻帶以產生輸出信號RX」。一對阻抗元件Z5用以提供放大器46的反饋。模擬數字轉換器(ADC)47對信號RX」進行數位化以產生數據序列D1，其表示濾波器51的輸出信號RX」的連續取樣的振幅。數位訊號處理(DSP)電路49處理數據序列D1以產生包含控制數據C2及C3的DATA_OUT序列。控制數據C2及C3控制該混合式電路48的操作特性。
請參閱圖6，其繪示圖5的混合式電路48的較佳實施例。圖中，混合式電路48包含轉換器(transformer)50，轉換器50具有一主要線圈及多個次要線圈。主要線圈連接傳輸線41，一次要線圈通過阻抗元件Z1連接輸入埠42，而其它次要線圈通過阻抗元件Z2連接差動放大器52的輸入端及放大器52的輸入節點44。轉換器50根據到達傳輸線41的已接收信號RX』，於輸入節點44產生信號RXA。阻抗元件Z4連接放大器52的輸出端及圖5所示的輸出埠43，而阻抗元件Z3提供反饋予放大器52。
因為轉換器50亦通過其次要線圈連接輸入埠42及放大器52的輸入節點44，轉換器50所提供的信號RXA包含混合式電路的輸入信號TX的回波。被動濾波器H1及主動濾波器H2分別對輸入信號TX進行濾波，以產生信號TXA及信號TXB，其於放大器52的輸入端相加，以協助消除放大器輸出信號RXC的TX信號回波。主動濾波器H 3亦對信號TX進行濾波以產生另一信號TXC，信號TXC與放大器的輸出信號相加以產生混合式電路的輸出信號RX。信號TX用以協助消除信號RXC中的任何的信號Tx的剩餘回波(residual echo)。當信號TXB需要提供來消除回波時，圖5所示的控制數據C2將主動濾波器H2啟動，通過主動濾波器H2與電源供應器相連接；當不需要信號TXB時，則關閉主動濾波器H2。當需要信號TXC以消除回波時，圖5所示的控制數據C3將主動濾波器H啟動3；當不需要信號TXC時，則關閉主動濾波器H3。當濾波器H2及H3被啟動時，控制數據C2及C3亦控制濾波器H2及H3以致於最小化該輸出信號RX的TX信號的回波。
被動濾波器H1包含兩個串聯阻抗元件H1Z，其連接傳輸線42及44，其中ZL/(2×Z1+ZL)×Z3/Z2＝Z3/H1Z，ZL為傳輸線41的所選「目標」阻抗(selected target impedance)。例如，若理想雙絞線無橋接分路，則阻抗ZL為傳輸線41的阻抗。由於所選的RC元件合成阻抗H1Z以達成傳輸線的回波消除，當傳輸線41具有目標阻抗時，控制數據C2及C3可關閉主動濾波器H2及H3。若不需要則將其關閉可避免主動濾波器H2及H3成為噪聲源。
當傳輸線41具有至少一橋接分路時，則線阻抗實質上與目標阻抗不同。單是使用被動濾波器H1無法有效消除回波。在此狀況下，圖5所示的DSP電路49設定控制數據C2及C3以開啟主動濾波器H2及/或主動濾波器H3以協助消除剩餘回波(residual echo)。
雖然主動濾波器H2必須有低噪聲設計，因為此濾波器的階數比圖3所示已知混合式電路21架構的階數更低，所以其設計困難度降低許多。因為放大器52已提升信號電平，使濾波器H3的噪聲限制較為寬鬆，致使圖5所示的放大器46可容忍較高電平的噪聲。放大器46及52皆為可調整增益的放大器。且應在放大器輸出信號不飽和的條件下，先調整放大器52的增益至較高電平，接著，再調整放大器46至較高電平。
圖5所示的ADC 47周期性地對信號RX」進行數位化以產生數據序列D1，其表示RX」的連續振幅。在初始校正程序期間，DSP電路49處理序列D1以決定輸出信號RX」的TX回波的量質(amount)，且當被動濾波器H1無法有效消除回波時，DSP電路49設定數據C2及C3以啟動主動濾波器H2及/或H3，並適當地調整主動濾波器的響應(response)。
請參閱圖10，其繪示圖5所示的DSP電路49的方塊示意圖。DSP電路49包含快速傅立葉轉換(FFT)80、均衡器82及截剪器(slicer)84。FFT 80用以處理數據序列D1以產生第二數據序列D2，其表示位於頻域子載波(frequency domain subcarrier)的數位訊號RX」的接收頻帶。於接收頻帶(如CPE的下傳頻帶)的FFT 80的每一輸出信號包含所欲得的接收信號及剩餘回波誤差。均衡器82用以處理第二數據序列D2以產生第三數據序列D3。傳輸線41所造成的接收信號的振幅改變及相位偏移於第三數據序列D3進行補償，以復原接收信號至遠程收發機所傳送的原始振幅及相位。截剪器(slicer)84對數據序列D3進行量化以產生數據序列D4，其近似於遠程收發機所傳送的原始振幅及相位。額外的DSP電路87以廣為熟知的方法處理數據序列D4以產生DATA_OUT序列。
當RX」信號的接收頻帶無回波時，截剪器的誤差(均衡器輸出序列D3及截剪器輸出序列D4之間的差異)甚小，且位於均衡器82輸出端的檢測信號RX將被以近似理想量化電平(quantization)進行量化，此理想量化電平表示遠程收發器所傳送的消息。信號RX」內出現回波將致使截剪器誤差變大。誤差估算電路86根據截剪器的輸入序列D3及輸出序列D4，產生與接收頻帶(下傳頻帶)的剩餘回波相對應的誤差數據(ERROR)。當觸發信號INIT以執行初始化程序時，若截剪器誤差超過可接受的門坎值時，控制電路88隻啟動主動濾波器H3並反覆調整控制數據C3的值以調整主動濾波器H3的響應以減少截剪器誤差，藉此減少接收頻帶(下傳頻帶)內的信號RX」剩餘回波。
FFT 80亦處理數據序列D1以產生數據序列D5，數據序列D5表示數位訊號RX」於頻域的傳送頻帶。估算電路89處理數據序列D5以產生POWER數據，POWER數據表示傳送頻帶(CPE的上傳頻帶)內的剩餘回波估算值。於初始化處理期間，若傳送頻帶內的剩餘回波超過門坎值，則控制電路88設定控制數據C2以啟動主動濾波器H2，並反覆調整控制數據C2的值以調整主動濾波器H2的響應以減少傳送頻帶內的回波功率。
請參閱圖7，其繪示以濾波器H2或H3實現的主動濾波器。濾波器H2或H3包含RC網絡60以遞送其輸入信號至一對放大器62，以產生濾波器輸出信號提供予圖6所示的放大器52。RC網絡60包含與放大器62輸入端串聯的可變換的切換電容排(bank of switched capacitor)。控制數據C2及C3控制電容的切換以調整主動濾波器的頻率響應。
二對四線比例轉換器(two-to-four wire ratio converter)提供傳輸線端(line side)的兩線及收發器端的四線(兩線為TX，四線為RX)的阻抗匹配界面。雖然圖6所示的混合式電路所使用的二對四線比例轉換器，其包含轉換器(trans former)50、阻抗元件Z1及Z2，但其它二對四線比例轉換器亦在本發明的範圍內。如圖8所示，圖6的混合式電路可包含任何種類的二對四線比例轉換器70。圖9是顯示另一二對四線比例轉換器架構的範例，以實現圖8所示的二對四線比例轉換器70。
已上所述僅為舉例性，而非為限制性者。雖然本發明以分頻雙工(Frequency Division Duplex，FDD)系統進行說明，然其它全雙工系統或是其它通訊系統亦在本發明的範圍內，例如傳送頻帶與接收頻帶重迭的全雙工系統等等。任何未脫離本發明的精神與範疇，而對其進行的等效修改或變更，均應包含於所附的權利要求範圍中。
權利要求
1.一種用於傳輸線、輸入埠及輸出埠之間的混合式電路，包含比例轉換器，根據到達該輸入埠的輸入信號，於該傳輸線上產生已傳輸信號，且該比例轉換器亦根據到達該傳輸線的已接收信號，產生第一信號，其中該第一信號包括該輸入信號的回波；第一濾波器，對該輸入信號進行濾波以產生第二信號；第二濾波器，對該輸入信號進行主動濾波，以產生第三信號；以及放大電路，加總並放大該第一信號、該第二信號及該第三信號以產生第四信號，該第四信號是與該輸出埠的輸出信號相關聯。
2.根據權利要求1所述的混合式電路，其中該比例轉換器包含至少一第一阻抗元件；至少一第二阻抗元件；以及轉換器，具有主要線圈、第一次要線圈及第二次要線圈，該主要線圈是連接該傳輸線，該第一次要線圈通過該第一阻抗元件連接該輸入埠，該第二次要線圈通過該第二阻抗元件連接該放大電路。
3.根據權利要求1所述的混合式電路，其中該放大電路包含放大器，具有至少一輸入端及一輸出端，該輸入端接收該第一信號、第二信號及第三信號；至少一第三阻抗元件，是連接該放大器的該輸入端及其輸出端；以及至少一第四阻抗元件，是連接該放大器的該輸出端及該輸出埠。
4.根據權利要求1所述的混合式電路，其中該第二濾波器具有可調整頻率響應。
5.根據權利要求1所述的混合式電路，其中該第一濾波器具有阻抗，而該第二濾波器具有可調整頻率響應，致使該第二信號及該第三信號可最小化在該第四信號中的該輸入信號的該回波。
6.根據權利要求1所述的混合式電路，其中還包含第一電路，依據該輸出信號以估算在該輸出信號中的該輸入信號的剩餘回波的強度，該第一電路根據該剩餘回波的強度估算值，以控制該第二濾波器。
7.根據權利要求6所述的混合式電路，其中該第一電路包含數字器，對該輸出信號進行數位化，以產生第一數據序列；傅立葉轉換器，處理該第一數據序列以產生第二數據序列，該第二數據序列表示該輸出信號的頻域信號；均衡器，用以處理該第二數據序列以產生第三數據序列，該第三數據序列表示該已接收信號的頻域信號；以及控制電路，依據該第三數據序列以估算在該輸出信號中的該輸入信號的該剩餘回波的該強度，且該控制電路根據該剩餘回波的該強度估算值以控制該第二濾波器。
8.根據權利要求6所述的混合式電路，其中當該傳輸線具有目標傳輸線阻抗時，該第一濾波器調整其阻抗致使該第二信號實質上匹配在該第一信號中的該輸入信號的該回波。
9.根據權利要求6所述的混合式電路，其中該第二濾波器具有可調整頻率響應，當該傳輸線具有不同於該目標傳輸線阻抗的阻抗時，通過調整該第二濾波器的頻率響應，致使該第二信號及該第三信號的總和實質上匹配在該第一信號中的該輸入信號的該回波。
10.根據權利要求1所述的混合式電路，其中還包含第三濾波器，是連接該輸入埠及該輸出埠，並根據該輸入信號產生第五信號；其中，該第四信號及該第五信號是結合成為該輸出埠的該輸出信號。
11.根據權利要求10所述的混合式電路，其中該第二濾波器及該第三濾波器中至少一個具有可調整頻率響應。
12.根據權利要求10所述的混合式電路，其中該傳輸信號駐於第一頻帶，該接收信號駐於不同於該第一頻帶的第二頻帶，其中該混合式電路還包含第一電路，用以依據該輸出信號以控制該第二濾波器以及該第三濾波器。
13.根據權利要求12所述的混合式電路，其中該第一電路包含數字器，對該輸出信號進行數位化，以產生第一數據序列；傅立葉轉換器，處理該第一數據序列以產生第二數據序列，該第二數據序列表示該輸出信號的頻域信號；均衡器，用以處理該第二數據序列以產生第三數據序列，該第三數據序列表示該已接收信號的頻域信號；截剪器，量化該第二數據序列以產生第四數據序列；誤差估算電路，根據該第三數據序列及該第四數據序列的差異值產生誤差數據；以及控制電路，依據該第三數據序列以估算在該輸出信號中的該輸入信號的第一剩餘回波的強度，該控制電路亦依據該誤差數據以估算在該輸出信號中於該第一頻帶的第二剩餘回波的強度，且該控制電路根據該第一剩餘回波的強度估算值以控制該第二濾波器，且根據該第二剩餘回波的強度估算值以控制該第三濾波器。
14.根據權利要求10所述的混合式電路，其中該第三濾波器具有可調整頻率響應，當該傳輸線具有不同於該目標阻抗的阻抗時，通過調整該第三濾波器的頻率響應，致使該第五信號實質上匹配在該第四信號中於該第二頻帶的該輸入信號的剩餘回波。
15.一種用於傳輸線、輸入埠及輸出埠之間的接口方法，包含根據該輸入埠所接收的輸入信號，產生傳輸信號；根據該傳輸線的接收信號，產生第一信號，其包括該輸入信號的回波；對該輸入信號進行濾波以產生第二信號；根據第一選定頻率響應，對該輸入信號進行濾波以產生第三信號；以及將該第一信號、該第二信號及該第三信號的總和進行放大，以產生第四信號，其中該第四信號是與該輸出埠的輸出信號相關聯。
16.根據權利要求15所述的接口方法，其中該傳輸線具有不同於該目標傳輸線阻抗的阻抗時，該第二信號及該第三信號的總和實質上匹配在該第一信號中的該輸入信號的該回波。
17.根據權利要求15所述的接口方法，其中還包含依據該輸出信號以估算在該輸出信號中的該輸入信號的剩餘回波的強度；以及根據該剩餘回波的強度估算值，以控制該第一選定頻率響應。
18.根據權利要求15所述的接口方法，還包含根據第二選定頻率響應，對該輸入信號進行濾波以產生第五信號；以及結合該第四信號與該第五信號而形成結合信號；其中，該結合信號與該輸出埠的該輸出信號相關聯。
19.根據權利要求18所述的接口方法，其中該第五信號實質上匹配在該第四信號中的該輸入信號的剩餘回波。
20.根據權利要求18所述的接口方法，其中還包含估算在該輸出信號中的該輸入信號的第一剩餘回波的強度；估算在該輸出信號中於該第一頻帶的第二剩餘回波的強度；根據該第一剩餘回波的強度估算值，以控制該第一選定頻率響應；以及根據該第二剩餘回波的強度估算值，以控制該第二選定頻率響應。
21.根據權利要求15所述的接口方法，其中該傳輸信號駐於第一頻帶，該接收信號駐於不同於該第一頻帶的第二頻帶。
22.根據權利要求21所述的接口方法，還包含根據第二選定頻率響應，對該輸入信號進行濾波以產生第五信號；以及結合該第四信號與該第五信號而形成結合信號；其中，該結合信號與該輸出埠的該輸出信號相關聯。
23.根據權利要求22所述的接口方法，其中該第五信號實質上匹配在該第四信號中的該輸入信號的剩餘回波。
全文摘要
本發明揭露一種適用於全雙工收發器的混合式電路，其包含二對四比例轉換器(50，Z1，Z2)，其根據輸入信號TX於傳輸線41上遞送已傳送信號TX』，且比例轉換器亦根據到達傳輸線的已接收信號RX以產生信號RXA。被動濾波器H1及第一主動濾波器H2對輸入信號TX分別濾波以產生信號TXA及TXB，使放大器輸出信號RXC。第二主動濾波器H3對輸入信號濾波以產生輸出信號RX。被動濾波器的阻抗被設計致使當傳輸線具有目標阻抗時，被動濾波器的輸出信號TXA適當地偏移TX信號回波RXA。控制電路監看輸出信號的剩餘回波，且當傳輸線阻抗變化而被動濾波器無法消除回波時，啟動第一主動濾波器及/或第二主動濾波器以消除回波。主動濾波器的頻率響應為可調整以適應傳輸線阻抗的變化。
文檔編號H04B1/50GK1848699SQ200610071950
公開日2006年10月18日 申請日期2006年4月3日 優先權日2005年4月5日
發明者林嘉亮, 蕭佩傑 申請人:瑞昱半導體股份有限公司