一種匹配濾波方法
2023-09-17 22:26:20
專利名稱：一種匹配濾波方法
技術領域：
本發明涉及數字通信領域，特別是涉及一種匹配濾波方法。
背景技術：
在數字通信系統中，為了節省傳輸帶寬，使接收端能夠按照奈奎斯特採樣準則對模擬信號進行採樣恢復，發送端通常需對數位訊號低通濾波，實現波形成型。在接收端首先對模擬信號進行N倍符號速率採樣，為了使抽樣時刻信號的信噪比最大，需對信號進行匹配濾波，最有效的匹配濾波器為發送端成型濾波器的鏡像，同時為了滿足因果性還需帶有一定的延時。匹配濾波之後再在對應的各符號信噪比最大時刻抽樣，即為N倍降採樣，生成符號速率級數據。成型濾波器一般是FIR濾波器，如根升餘弦濾波器。如果濾波器衝激響應持續時間長度為K個符號周期，升採樣的倍數為N，則FIR濾波器的階數為NK。發送端為了滿足同樣的濾波階數，同時能使在濾波之後出現相應的符號包絡，需對符號間插入N-I位0實現N 倍升採樣，然後進行數字濾波成型。系統整體結構如圖1所示。其中，匹配濾波器的係數h (η)與成型濾波器係數Η(η)關係為h(n) =H (NK-n)，0 彡 η 彡 NK-1升採樣前後的關係為X0 (η) = χ (η/Ν)，n/N e N，η 彡 0X0 (η) = 0,η/Ν^Ν, >0濾波器卷積運算會增加數據位數，產生延時，累積兩次濾波過程的延時，接收端匹配濾波後第一個點的信噪比最大的位置應該是第NK位數據，即降採樣的起點，從而降採樣前後的實現過程為y (n) = Y0 (NK-1+nN)，η 彡 0在發送端，升採樣之後的信號每N項中有N-I項為0，成型濾波時計算的複雜度並不是太大。在接收端，匹配濾波運算如果要得到一位數據Ytl(Ii),需要Y(η)中NK位數據與濾波器係數作相應的乘法並進行累加，硬體實現的複雜度較高。在寬帶通信系統中，要實現串行數據匹配濾波通常很難滿足速率要求，從而限制了數據傳輸的速率，成為了系統的一個瓶頸。針對上述問題，一種有效的處理方案就是採用並行實現方法，每R位數據做一次匹配濾波，每次有R路匹配濾波器並行工作。這樣可以將濾波器的工作速率降低到串行方案的1/R，從而可以滿足寬帶通信的傳輸要求。R路並行數據匹配濾波的實現結構如圖2所示，這裡設定NK > R0接收端匹配濾波器採用發端成型濾波器的鏡像，這種傳統匹配濾波的方案可以較為嚴格滿足抽樣時刻的信噪比最大，通常能獲得很好的通信性能，R路並行濾波方案能有效降低處理速率。然而，這種方式所需的硬體資源較多，每次濾波運算都要進行大量的浮點乘法運算和加法運算，需要較多的乘法器和加法器。這樣，對硬體實現而言，傳統匹配濾波實現複雜度較高，資源消耗較大，同時也會致使晶片功耗的很大。在數字通信系統中，匹配濾波過程僅僅是整個系統中很小的一部分，一般不能為其提供如此多的資源，也不允許該部分的功耗太大。
發明內容
(一)要解決的技術問題本發明要解決的技術問題是如何降低匹配濾波的運算複雜度從而減小硬體實現難度，本發明要解決的另一技術問題是如何滿足高速數字傳輸系統的傳輸要求。(二)技術方案為解決上述技術問題，提供一種匹配濾波方法，所述方法採用方波作為匹配濾波器的衝激響應。優選地，所述方法中的濾波係數為固定值。優選地，將固定值設計成為匹配濾波器階數的倒數平方根。優選地，所述匹配濾波器中的衝激響應長度設計為一個符號周期。優選地，所述匹配濾波器的階數與升採樣的倍數相差不超過2。優選地，所述升採樣的倍數為N，匹配濾波器的階數取為N或N+1。優選地，所述方法中選取R路並行處理，使匹配濾波的速率為數據傳輸速率的1/ R0(三)有益效果通過將方波作為匹配濾波器的衝激響應，並將濾波係數設計為固定值或 ι/Τ ^ΤΤ,由於各相濾波係數相同，在硬體實現上只需將各項累加便可，可以避免傳統匹配濾波器選擇成型濾波器的鏡像所需的浮點乘法運算，減小了硬體實現難度；通過將匹配濾波器的衝激響應長度設計為一個符號周期，濾波器的階數為升採樣的倍數，即N或Ν+1，遠小於傳統匹配濾波器的階數ΝΚ，進一步降低了硬體實現的要求；選取R路並行處理，使匹配濾波的速率為數據傳輸速率的1/R，更能滿足高速數字系統的傳輸要求。
圖1是現有技術中波形成型與匹配濾波的實現過程示意框圖；圖2是現有技術中R路並行傳統匹配濾波器的實現結構示意圖；圖3是依據本發明實施方式的R路並行方波匹配濾波器的實現結構示意圖；圖4是依據本發明實施方式的8路並行4階方波匹配濾波器的實現結構示意圖；圖5是依據本發明實施方式的方波匹配性能評估系統示意框圖；圖6是依據本發明實施方式的方波匹配與根升餘弦匹配濾波性能比較結果圖。
具體實施例方式下面結合附圖和實施例，對本發明的具體實施方式
作進一步詳細描述。以下實施例用於說明本發明，但不用來限制本發明的範圍。在一般通信系統中，具有低通特性的濾波器的衝激響應的能量通常集中在一個符號周期的時間內，而且在該符號周期內的幅值基本起伏變化不大。所以，可以將匹配濾波器
4的衝激響應簡化為持續時間僅為一個符號周期，幅值為一恆定常數的方波。在本發明中，接收端的匹配濾波器衝激響應為方波，濾波係數取為固定值，為了實現能量的歸一化，將該固定值設計成為匹配濾波器階數的倒數平方根；此外，方波持續時間僅取為一個符號周期左右，如果採樣速率為符號速率的N倍，方波匹配濾波器的階數為N或 N+1，相差為0或1，一般不超過2。這樣，濾波係數相同，在匹配濾波運算時硬體實現上不需做乘法運算，而僅僅是N或N+1項做加法運算，可以大大降低運算的複雜度。為了滿足高速系統中的傳輸速率要求，本發明也採用並行濾波結構，與傳統匹配濾波器的並行實現方式原理相同，每次有R路數據輸入，每路數據進入不同的濾波器濾波， 即有R個濾波器並行工作，可以使濾波器的工作速率降低到數據傳輸速率的1/R。R路並行方波匹配濾波的實現原理如圖3所示，在該圖中，濾波器的階數選為N，並設定R > N，而實際實現不僅限於此。濾波器的階數取為N時，認為每一個符號的能量集中在對應的符號周期內，而選取為N+1時，認為一個符號的能量在下一個符號的起始點上還有較大分量，選取為N或N+1 主要由接收端採樣時刻位置偏移情況決定。如果符號周期為T，則理想情況下採樣時刻應該為nT/N，而實際採樣點為nT/N+t，其中|t|彡0. 5T/N。當t較小時，抽樣時刻比理想時刻靠前，這樣會在下一個符號起始點上前一個符號還有較多的能量，所以濾波器階數通常取為 N+1 ；當t較大時，抽樣時刻比理想時刻靠後，在下一個符號起始點上前一個符號能量較少， 此時濾波器的階數通常取為N。相對於傳統匹配濾波器而言，方波匹配沒有嚴格選擇發送端成型濾波器的鏡像， 這樣儘管會帶來一定的信噪比損失，但是卻可以大大降低匹配濾波器的實現複雜度。如果考慮接收端信號具有實部和虛部兩路，兩路信號需分別進行匹配濾波，則R路並行處理時對資源消耗的對比情況如下表所示。表 1
器件類型加法器乘法器
傳統匹配濾波器 NK個輸入，2R個 2RNK個方波匹配濾波器 N或N+1，2R個θΤ從上表中可見，方波匹配不需要傳統匹配濾波器的最主要資源乘法器，而且加法器的輸入端數目也有了很大的減少，大大降低了匹配濾波器的硬體實現複雜度，節省了功耗。同時，從以下實例部分中也可以看到，採用方波匹配與傳統方式相比並不會帶來太大的性能損失，能滿足系統的設計要求。實施實例發送端的成型濾波器為RRC根升餘弦濾波器，參數α =1，濾波器衝激響應為6個符號周期，系統升採樣的倍數為4，則成型濾波器的階數為24。根據設計原理，方波匹配濾波器階數應該為4或5，衝激響應為[1/2 1/2 1/2 1/2]或 [1/V5 1/V5 1/V5 1/V5 1/V^ ]。如果選取階數為4，每次8路並行處理，則匹配濾波實現方式如4所示。
如圖4所示，所需的運算單元僅為8個4輸入的加法器，電路實現結構較為簡單， 由於濾波係數均為1/2，只會帶來整體幅度的影響，而不會改變波形。為了進行性能評估，設計了如圖5所示的MATLAB仿真平臺，匹配濾波採用根升餘弦匹配和方波匹配對比，然後進行誤碼分析。兩種匹配濾波方式的性能比較如圖6所示。左圖對應t = 0，右圖對應t = 0. 5T/N,階數均有4和5兩種情況。可以看出，採用根升餘弦匹配濾波器確實可以獲得接近於理想BPSK的性能，少量的性能損失是由多徑信道導致，而採用階數為4或5的方波匹配會有一定的性能損失。對於t = 0的情況，5階方波匹配能夠獲得幾乎與RRC匹配濾波器一致的性能，4階方波匹配則大概有IdB (10-3誤碼率處)。對於t = 0. 5T/N時，4階方波匹配與5階方波匹配性能相當，與RRC匹配濾波器相比有0. 5dB的信噪比損失。總之，在不同的情況下選擇不同的方波濾波階數，可以獲得比較小的信噪比損失， 而且這種損失通常都是系統能夠接受的，而另一方面方波匹配大大節省了對資源的消耗， 所以採用方波匹配濾波器的結構具有很大的應用價值。本發明實施例通過將方波作為匹配濾波器的衝激響應，並將濾波係數設計為固定值，在硬體實現上可以避免傳統匹配濾波器選擇成型濾波器的鏡像所需的浮點乘法運算， 而只需將各項累加便可，減小了硬體實現難度；通過將匹配濾波器的衝激響應長度設計為一個符號周期，如果升採樣的倍數為N，濾波器的階數設計為N或N+1，遠小於傳統匹配濾波器的階數NK，進一步降低了硬體實現的要求；選取R路並行處理，使匹配濾波的速率為數據傳輸速率的1/R，更能滿足高速數字系統的傳輸要求。以上所述僅是本發明的優選實施方式，應當指出，對於本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明技術原理的前提下，還可以做出若干改進和變型，這些改進和變型也應視為本發明的保護範圍。
權利要求
1.一種匹配濾波方法，其特徵在於，採用方波作為匹配濾波器的衝激響應。
2.如權利要求1所述的匹配濾波方法，其特徵在於，所述方法中的濾波係數為固定值。
3.如權利要求1或2所述的匹配濾波方法，其特徵在於，所述固定值設計為匹配濾波器階數的倒數平方根。
4.如權利要求1所述的匹配濾波方法，其特徵在於，所述匹配濾波器中的衝激響應長度設計為一個符號周期。
5.如權利要求1所述的匹配濾波方法，其特徵在於，所述匹配濾波器的階數與升採樣的倍數相差不超過2。
6.如權利要求5所述的匹配濾波方法，其特徵在於，所述升採樣的倍數為N，匹配濾波器的階數為N或N+1。
7.如權利要求1所述的匹配濾波方法，其特徵在於，所述方法中選取R路並行處理，使匹配濾波的速率為數據傳輸速率的1/R。
全文摘要
本發明公開了一種匹配濾波方法，採用方波作為匹配濾波器的衝激響應，各項濾波係數為一個固定值。本發明通過將方波作為匹配濾波器的衝激響應，並將濾波係數設計為固定值，可以避免傳統匹配濾波器選擇成型濾波器的鏡像所需的浮點乘法運算，而只需將各項進行求和累加便可，減小了硬體實現難度；通過將匹配濾波器的衝激響應長度設計為一個符號周期，如果升採樣的倍數為N，濾波器的階數為N或N+1，遠小於傳統匹配濾波器的階數NK(K為成型濾波器衝激響應持續的符號周期數)，進一步降低了硬體實現的要求；選取R路並行處理，使匹配濾波的工作速率為數據傳輸速率的1/R，更能滿足高速數字系統的傳輸要求。
文檔編號H03H11/30GK102176666SQ20111004697
公開日2011年9月7日 申請日期2011年2月25日 優先權日2011年2月25日
發明者張昌明, 曾烈光, 肖振宇, 蘇厲, 金德鵬, 高波 申請人:清華大學