採用可變切換頻率以及具有非均勻間隙的磁性器件的功率轉換器的製作方法

2023-10-05 16:39:44

專利名稱：採用可變切換頻率以及具有非均勻間隙的磁性器件的功率轉換器的製作方法
技術領域：
本發明一般地涉及功率電子器件，以及更具體地涉及包括功率開關、用於控制其 切換頻率的控制器和具有非均勻間隙的磁性器件的功率轉換器。
背景技術：
開關模式的功率轉換器(也稱作「功率轉換器」或「調節器」)是將輸入電壓波形 轉換為特定輸出電壓波形的電源或功率處理電路。DC-DC功率轉換器將直流(dc)輸入電壓 轉換為直流(dc)輸出電壓。與功率轉換器相關聯的控制器通過控制其中使用的功率開關 的導通周期來管理其操作。一般地，控制器以反饋迴路配置(也稱作「控制迴路」或「閉合 控制迴路」)耦合在該功率轉換器的輸入和輸出之間。通常，控制器測量該功率轉換器的輸出特性(如輸出電壓、輸出電流、或輸出電壓 和輸出電流的組合)，然後基於此來修改功率轉換器的功率開關的佔空比。佔空比「D」是功 率開關的導通周期與其切換周期的比值。因此，如果功率開關在半個切換周期導通，則該功 率開關的佔空比就為0. 5 (或50% )。此外，隨著系統如由功率轉換器供能的微處理器的電 壓或電流動態地變化(如微處理器上的計算負荷變化)，控制器將會配置為動態地提高或 降低其中功率開關的佔空比，以將輸出特性如輸出電壓保持在希望的值。設計用於在低功率水平下操作的功率轉換器通常採用反饋功率鏈拓撲結構，以實 現較低的製造成本。設計用於將交流電源電壓轉換到調節後的直流輸出電壓以為電子負載 如印表機、數據機、或個人計算機供能的具有低額定功率的功率轉換器一般地被稱作 為「功率適配器」或「交流適配器」。一些功率適配器可被要求提供比標稱操作功率水平高 得多的短時峰值功率。具有25瓦標稱輸出額定功率的功率適配器可被要求在負載的操作 周期相對較小片段內產生高達60瓦的峰值輸出功率，例如對於負載的240毫秒操作周期中 的40毫秒(ms)。在功率轉換器中所採用的特定功率鏈路拓撲結構中，磁性器件如功率變壓器(也 稱作變壓器)中磁通量的一部分與其初級繞組中的峰值操作電流成比例。相應地，功率適 配器中的磁性器件可被設計為用於峰值功率，而不是標稱輸出額定功率。然而，過大的磁性 器件將會增加其成本，這對大批量市場如印表機、數據機以及個人計算機的市場是非 常重要的考慮因素。設計用於峰值功率的功率轉換器還會增加在低功率水平下的功率損 耗，因為功率轉換器被典型地設計為在較高輸出功率水平下進入不連續導通模式(DCM)，而 不是設計為僅在標稱輸出功率水平下操作。功率適配器的功率轉換效率已經成為重要的市場標準，特別是由於最近美國能源 之星規範的發布，其要求個人計算機功率適配器的功率轉換效率在低於1瓦的輸出功率水 平下應至少為50%。國際能源組織的「1瓦倡議」是另一個能源節省活動，以將設備的待機 功率降低到1瓦或更少。這些在很低輸出功率水平下的效率要求是建立在處於空閒或休眠 模式下的印表機所代表的典型負載的角度上的，這是家用或辦公環境下這些設備在大部分時間的操作狀態。功率適配器設計者的挑戰是在寬輸出功率範圍內提供高水平的功率轉換 效率。已經開發了很多策略來降低製造成本，以及增加功率適配器在寬輸出功率水平範 圍內的功率轉換效率，這些策略包括在很低輸出功率水平下採用脈衝操作模式，加入能量 恢復緩衝電路或定製集成控制器，以及採用精心設計的專用結構。然而，這些方法中的每一 種都提供了成本或效率限制，其經常不能夠區別對待市場中的特定客戶需求。相應地，現 有技術需要一種功率適配器的設計方法，其能夠使製造成本進一步降低並提高功率轉換效 率而不會犧牲最終產品性能，並且具有優勢地適用於大批量製造技術。此外，現有技術需要 可用於功率適配器等的磁性器件，其能夠使該磁性器件在低電流水平下的磁化感應提高。

發明內容
這些和其它問題以及技術優點一般地由本發明的優選實施例來解決或避免，包括 功率轉換器，其包括功率開關、用於控制其切換頻率的控制器、以及具有非均勻間隙的磁性 器件。在一個實施例中，該功率轉換器包括功率開關和耦合到該功率開關並具有非均勻間 隙的磁性器件。該功率轉換器還包括控制器，所述控制器具有配置為感測表示功率轉換器 輸出功率的狀態的檢測器。該控制器的控制電路配置為根據狀態來控制該功率開關的切換 頻率，並控制該功率開關的佔空比以調節該功率轉換器的輸出特性。另一方面，本發明提供具有非均勻間隙的磁性器件，其包括具有第一芯部分和第 二芯部分的磁芯，其中該磁芯的第二芯部分具有支腳，其與該磁芯的第一芯部分形成間隙。 該磁芯的第二芯部分的支腳一端可具有減小的橫截面面積或設置在其內的通孔以形成非 均勻間隙。可選地，該磁芯的第二芯部分的支腳可具有設置在其端部的晶片狀部分或位於 其端部的錐形區域以形成非均勻間隙。在可選實施例中，該磁性器件可包括具有第一芯部 分和第二芯部分的另一磁芯，其中該另一磁芯的第二芯部分具有支腳，其與該磁芯的第一 芯部分形成間隙。這兩個磁芯的間隙形成該磁性器件的非均勻間隙。前面的內容相當寬泛地概述了本發明的結構和技術優點，從而使得下面本發明的 詳細描述更容易理解。本發明的其它結構和優點將會在下面進行描述，其形成了本發明權 利要求的主題。本領域技術人員應當理解的是，這裡公開的概念和特定實施例可很容易地 被作為基礎，來改動或設計其它的結構或用於實施本發明相同目的的步驟。本領域技術人 員還可以理解的是，這些等效結構並不脫離由所附的權利要求書所設定的本發明的精神和 範圍。


為了更加完整地理解本發明，下面結合附圖來對本發明進行下面的描述，其中圖1示出了採用根據本發明原理構造的功率轉換器的功率適配器的實施例的原 理圖；圖2示出了根據本發明原理在連續導通模式下操作的示例性功率轉換器的電壓 和電流與時間之間的波形；圖3示出了配置用於控制根據本發明原理構造的功率轉換器的切換頻率的控制 器的實施例的原理圖4到圖13示出了根據本發明原理構造的磁性器件的實施例的透視圖。除非特別指出，一般情況下，不同附圖中的對應數字和標記代表對應的部分，並且 為簡潔起見，在第一次出現後可不再重新進行描述。這些附圖用於示出示例性實施例的相 關部分。
具體實施例方式下面詳細描述本發明示例性實施例的形成和使用。然而，應當理解的是，本發明提 供多種可適用的創造性概念，其可被應用在特定上下文的多種變化形式中。這裡描述的特 定實施例僅僅是製造和使用本發明的特定方式的示例而已，並不是對本發明範圍的限制。在上下文中，將針對示例性實施例來描述本發明，稱作功率轉換器，其包括功率開 關、用於控制其切換頻率的控制器、以及具有非均勻間隙的磁性器件。儘管將在功率轉換器 的環境中來描述本發明的原理，但是，採用包括功率開關、控制器和磁性器件的功率轉換器 件的任何應用，如功率放大器或電機控制器都在本發明的寬範圍內。由於其簡單和低成本，反饋式功率轉換器經常被用於低功率應用中，如用於列印 機的功率適配器。採用反饋式功率轉換器的功率適配器典型地設計用於在高輸出功率水平 下連續地操作。然而，呈現給功率適配器的負載如由印表機和個人計算機提供的負載經常 是變化的並且通常不會在最大功率水平上操作延長的時間段。用於這些場合的功率適配器 的設計考慮是在輕載和中等負載條件下的功率轉換效率。反饋式功率轉換器通常設計為在基本恆定的切換頻率下操作。其它的功率轉換器 拓撲結構被設計用於以隨著負載增加而降低的切換頻率來操作。為了降低電磁幹擾(EMI)， 該切換頻率是可調製的，通常以隨機方式，圍繞著標稱切換頻率而產生小的頻率偏差。切換 頻率的隨機變化擴展了電磁幹擾頻率分量的頻譜，並減小了其峰值譜值。該減小的峰值譜 值可在增加的分量中提供顯著的降低，以管理由功率轉換器功率鏈的切換動作所產生的電 磁幹擾。然而，在功率鏈如磁性器件(如變壓器)和功率開關的基本元件的設計上的這些 小頻率偏差效果以及功率轉換效率基本上是很不牢靠的。如這裡介紹的那樣，隨著功率轉換器提供給負載的輸出功率的增加，該功率轉換 器的一個或多個開關的切換頻率增加。增加的切換頻率降低了流過在功率鏈路拓撲結構中 採用的磁性器件的峰值電流，特別是在反饋式功率鏈路拓撲結構中。相應地，磁性器件中的 峰值磁通量減小。功率轉換器濾波組件如輸出電感中的紋波電流也減小。磁性器件如變壓 器的尺寸可有利地減小。因此，功率轉換器不僅可使用較小的變壓器，並且功率轉換器還可 在低功率水平下保持在連續導通模式(CCM)的操作，使得在低功率水平下提高功率轉換效 率。隨著降低輸出功率以進一步提高在低功率水平下的功率轉換效率，根據表示功率轉換 器輸出功率(如感測的電流或感測的輸出功率水平)的狀態來控制(如改變)切換頻率的 技術可被用以在絕大多數或全部負載範圍上降低功率轉換器的一個或多個開關的切換頻 率。在低功率操作期間，切換頻率的降低可減小開關損耗，其將成為整個功率轉換器損耗 的很小一部分。切換頻率的降低因此提高了在低功率操作期間的功率轉換效率。切換頻率可被控制為與功率轉換器的輸出功率成比例，並與其選中的輸入電壓相 對應。優選地，可採用較低的切換頻率限制如20千赫茲(kHz)，以防止在人類聽力範圍內進 行操作。在很低輸出功率水平，如最大額定輸出功率的或更少，還可採用脈衝(burst)模式操作方式來控制功率轉換器。在脈衝操作模式下，功率轉換器的功率鏈路的一個或多 個開關的切換動作暫時地停止，同時輸出濾波電容向負載提供功率。在輸出濾波電容器部 分地(或輕微地)放電後，功率鏈路的切換動作恢復。因此，在非脈衝操作模式過程中，切 換頻率可被控制為與功率轉換器的輸出功率成比例。與增加和降低功率轉換器上的負載並行進行的增加和降低切換頻率的過程可被 應用到功率鏈路拓撲結構中，其中磁性器件中的峰值磁通量依賴於功率轉換器上的負載。 例如，通過代表功率轉換器輸出功率的狀態來控制切換頻率的過程可被應用在降壓(buck) 或升壓(boost)功率鏈路拓撲結構，包括隔離和非隔離拓撲結構變化形式，如功率因數控 制的升壓功率鏈路拓撲結構。參考圖1，其中示出了採用根據本發明原理構造的具有控制器150的功率轉換器 的功率適配器的實施例的原理圖。功率轉換器(也稱作「反饋功率轉換器」)的功率鏈路 (例如，反饋功率鏈路)包括耦合到交流電源110的功率開關Qmain、電磁幹擾(EMI)濾波器 120、橋式整流器130和輸入濾波電容器Cin，以將直流輸入電壓Vin提供給磁性器件(如隔 離變壓器或變壓器T1)。變壓器T1具有匝數比為η 1的初級繞組Np和次級繞組Ns，該匝 數比被選擇為考慮到所得到的佔空比和功率鏈路組件上的壓力來提供輸出電壓V。ut。變壓 器T1也可包括如下所描述的非均勻間隙。功率開關Qmain(如η溝道場效應電晶體)由脈寬調製器(「PWM」)160來控制，其 控制功率開關Qm-在佔空比範圍內導通。功率開關Qmain響應於由控制電路155的脈寬調 制器160所產生的柵極驅動信號Ve而以切換頻率(通常表示為fs)導通。佔空比由脈寬調 制器160控制(如調節)以調整功率轉換器的輸出特性，如輸出電壓VOT、輸出電流I。ut、或 者兩者的組合。反饋路徑161使得脈寬調製器160控制該佔空比，以調整功率轉換器的輸 出特性。當然，本領域技術人員所熟知的是，可以在反饋路徑161中採用電路隔離元件如光 隔離器，以保持功率轉換器輸入-輸出的隔離。在變壓器T1的次級繞組Ns上出現的交流電壓由二極體D1整流，產生波形的直流分 量通過包括輸出濾波電容c。ut的低通輸出濾波器而耦合到輸出端以產生輸出電壓v。ut。檢 測器170感測代表功率轉換器輸出功率的狀態(如電流感測電阻Res中的電流)，並且控制 電路155的頻率控制電路(FCC) 180配置為響應於下面進一步描述的感測到的電流來控制 (如修改、改變、變化等)功率轉換器的功率開關Qmain的切換頻率。控制電路155可在功率 轉換器的非脈衝操作模式過程中並且相應於所選擇的輸入電壓Vin或其電壓範圍來控制功 率開關Qmain的切換頻率。可呈現前饋信號路徑162從而為頻率控制電路180提供電壓信 號，以使得能夠基於對其的輸入電壓Vin對功率轉換器的前饋頻率進行控制。例如，對於給 定的輸出功率水平而言，在高壓線輸入電壓Vin(如230伏交流)處的功率開關Qmain的峰值 電流將會比在低壓線輸入電壓Vin(如115伏交流)處的峰值電流要低一些。前饋信號路徑 162可被用於補償由於輸入電壓Vin的改變而引起的檢測器170輸出中的改變。在高壓線 輸入電壓Vin處，功率開關Qmain的切換頻率可降低。比如，在高壓線輸入電壓Vin處，功率開 關Qmain的切換頻率可以作為輸入電壓Vin的函數而線性地降低。在佔空比的第一部分期間，流過變壓器T1初級繞組Np的電流(如電感器電流) 隨著從輸入流過功率開關QmainW電流而增大。在佔空比的互補部分中(一般地與功率開關 Qmain的互補佔空比I-D共存)，功率開轉變到非導通狀態。當功率開關Qmain關斷時，
7存儲在變壓器T1中的剩餘磁能量使得通過二極體D1的電流導通。耦合到輸出濾波電容器 Cout的二極體D1提供維持變壓器T1的磁化電流的連續性的路徑。在佔空比的互補部分中， 流動通過變壓器T1次級繞組Ns的磁化電流減小。一般地，功率開關Qmain的佔空比可被控制 (如調整)，以維持功率轉換器輸出電壓V。ut的調整或是調整功率轉換器輸出電壓V。ut。為了調整輸出電壓V。ut，通常在脈寬調製器160中利用誤差放大器(未示出)對輸 出電壓V-的值或比例值與參考電壓進行比較以控制佔空比。這形成了負向反饋布置，以 將輸出電壓v。ut調整到參考電壓值(比例值)。較大的佔空比意味著功率開關Qmain在功率 轉換器的切換周期的較長部分內閉合。反饋功率鏈路的能量存儲電感器被結合到變壓器T1中作為變壓器T1的磁化電感。 為了提供高效率的功率轉換，在低壓線輸入電壓時功率轉換器操作在連續導通模式。在該 連續導通模式下，當功率開關Qmain第一次開通(即閉合或導通)時，流過功率開關Qmain的 電流從正值開始。當功率開關Qmain關斷(即打開或非導通)並且當二極體D1開通時，流過 二極體D1的電流不會降低到零。有源功率開關如場效應電晶體可用於替代二極體D1作為 同步整流器，以提高功率轉換效率。參考圖2，其中示出了根據本發明原理的操作在連續導通模式下的示例性功率轉 換器的電壓和電流與時間之間的波形。繼續參考圖1中的功率轉換器，之前提到的特性與 用於功率開關Qmain的柵極驅動信號\、變壓器T1初級繞組Np中的電流IPH、以及變壓器T1 次級繞組Ns中的電流Ise。有關。參數「D」代表佔空比的第一部分。在佔空比的第一部分過 程中，變壓器T1初級繞組Np中的平均電流在圖2中由參數「I」表示。在佔空比的第一部分 過程中，變壓器T1初級繞組Np中電流的變化由參數「 Δ I 」表示。反饋功率轉換器在連續導通模式下的輸出電壓V。ut可大致由方程(1)來表示Vout = Vin · [D/ (I-D) ] · (1/η),其中D是功率開關Qmain的佔空比(即功率開關Qmain開通、閉合或導通過程的時間 部分)，以及「η」是變壓器T1初級繞組Np匝數與次級繞組Ns匝數的比值。因此，當操作在 連續導通模式下時，功率轉換器的佔空比由輸入電壓Vin與輸出電壓V。ut的比值決定。同樣， 當操作在連續導通模式時，功率轉換器的輸出功率決定輸出電流I。ut，並且因此該輸出功率 由變壓器T1的匝數比控制。對於給定的變壓器T1匝數比η 1(其由功率開關Qmain的額定 電壓和以相當高的佔空比操作以獲得高的功率轉換效率的需要所限制)，功率開關Qmain中 的電流平均值由負載所確定。功率開關Qmain中的電流平均值獨立於切換頻率。操作反饋功率轉換器特別是功率適配器的傳統方法是使用基本恆定的切換頻率。 在很輕負載時，如之前提到的那樣，功率轉換器可在脈衝操作模式下進行操作，其中功率轉 換器間歇地禁用以減小輕載或空載功率消耗。如這裡介紹的那樣，控制器150監測代表功 率轉換器輸出功率的狀態(例如，諸如通過電流感測電阻器R。s或其它電流感測元件如電流 感測變壓器的感測的峰值電流的感測的電流)，以控制功率轉換器的切換頻率。可選地，控 制器150可監測代表功率轉換器輸出功率的其它狀態，如在其它功率鏈路組件(如次級側 組件)中的電流，以控制功率轉換器的切換頻率。隨著在圖1和圖3中所示的電流感測電阻 器R。s(或其他電流感測元件)中的峰值電流增大，功率轉換器的切換頻率增大。例如，功率 轉換器的切換頻率可從低輸出功率水平下的20kHz增加到最大輸出功率水平下的130kHz。 功率轉換器切換頻率的較低限制是需要的，如前面指出的那樣，以防止在人類聽力的頻率範圍內操作。參考圖3，其中示出了配置用於控制根據本發明原理構造的功率轉換器的切換頻 率控制器300的實施例的原理圖。控制器300可應用在圖1所示的反饋功率轉換器中，從 而當通過功率開關QmainW峰值電流改變(如增大)時控制(如增大)功率轉換器的切換頻 率。耦合到脈寬調製器330的RT/CT輸入端(其控制振蕩器頻率)的時標電容器Ct和時 標電阻器Rt被設置為功率轉換器的標稱切換頻率。功率轉換器包括與功率開關Qmain的源 極端串行耦合的電流感測電阻器R。s。由二極體D2和連接到電流感測電阻器R。s的電容器C2形成的檢測器310檢測代表 功率轉換器輸出功率的狀態(如流過功率開關Qmain的峰值電流)，該輸出功率在電容器C2 兩端產生基本上與電流感測電阻器R。s中的峰值電流成比例的電壓。根據控制器300的檢 測器310，可選地包括放大器A1，以將在電流感測電阻器1^兩端感測到的電壓增加到更高 的水平。在電容器C2兩端產生的電壓與檢測器310的電阻器R2 —起產生放大器Q1 (如雙 極電晶體)的基極電流，該電流然後產生用於雙極電晶體Q1的集電極電流。當然，在可選實 施例中，可通過適當的電路改動來使用場效應電晶體來代替雙極電晶體Qi。雙極電晶體Q1 的集電極電流流過由電晶體92為形成的電流鏡。該電流鏡電流耦合到時標電容器CT，以當 電流感測電阻器R。s中的峰值電流變化(如增大)時控制(如增大)功率轉換器的切換頻 率。控制器300的頻率控制電路320包括時標電容器Ct、時標電阻器Rt、雙極電晶體Q1和 電流鏡。因此，包括頻率控制電路320和脈寬調製器330的控制電路響應於檢測器310以 控制一個或多個功率開關的切換頻率以及控制功率開關QmainW佔空比，從而調整功率轉換 器的輸出特性。圖3所示的控制器300的控制電路配置用於根據峰值開關電流的變化而提 供切換頻率的連續變化。當電流鏡不產生電流時，切換頻率的較低限制由對應於該情況的 時標電阻器Rt提供。從功率轉換器的輸入端傳輸到輸出端的功率取決於在每個切換周期內存儲在變 壓器T1中的能量改變與切換頻率的乘積。傳輸到功率轉換器輸出端的功率可由方程(2)表 示P = fs ·
= fs · L · I · Δ I,其中P是功率轉換器的輸出功率，fs是功率轉換器的切換頻率，L是變壓器T1初 級繞組Np的磁化電感，Δ I，如上面指出的那樣，是在如圖2所示的佔空比第一部分過程中 變壓器T1初級繞組Np中的電流變化，以及I是在佔空比的第一部分過程中每個周期流過變 壓器T1初級繞組Np的電流Iph的平均值。流過變壓器T1初級繞組Np的電流的平均值I還由作為變壓器T1的匝數比 η 1的函數的輸出功率來決定。增大切換頻率的同時保持恆定的輸出功率水平可使得電 流Δ I中的變化值降低。變壓器T1中的峰值通量密度Bpeak與電流峰值成比例，如方程(3) 所示Bpeak- 1+Δ 1/2 0因此，降低電流Δ I中的變化值降低了峰值通量密度B，這可使得能夠使用更小的 變壓器芯。在峰值功率操作過程中，由於更高的切換頻率，包括變壓器T1的芯損耗在內的 開關損耗可以顯著地增加。然而，印表機功率適配器以及耦合到其它負載的功率適配器典 型地僅要求高功率的短脈衝。切換頻率的短時增大對於功率轉換器內部加熱的整體效應通常將會最小。峰值電流可作為功率轉換器切換頻率改變的決定性因素。由於流過功率開關Qmain 的峰值電流與變壓器T1中的通量密度成比例，這將會有利地防止變壓器芯的飽和，而無論 功率轉換器的輸入電壓Vin、輸出電壓v。ut、或其它操作狀態如何。當負載或輸出功率減小時降低功率轉換器的切換頻率可提高輕載狀況下的功率 轉換效率。因此，切換頻率可基本上在功率轉換器的整個功率範圍內變化，除了由較低頻率 限值施加的限制之外。在一個實施例中，切換頻率可基本上在功率轉換器的操作範圍內與 輸出功率水平成比例，具有可選的對於切換頻率的限制以及與功率轉換器的選擇輸入電壓 Vin相對應.在設計功率適配器時，設計者典型地既關注增大功率轉換的效率，同時又關注保 持成本的基本恆定，或者在保持性能特性如功率轉換效率恆定的同時降低成本。這裡介紹 的在峰值功率處增大切換頻率以降低磁性器件中芯的通量密度的過程可使得通過允許芯 尺寸降低來減少成本，同時保持正常功率性能特徵的基本恆定。可利用在較高負載水平時增大切換頻率的過程來增大在較輕負載水平時的效率， 同時保持成本的基本恆定。為了實現這個目標，可在磁性器件(如變壓器)中採用減小的芯 橫截面積的區域，以在通量的磁通路上產生有效的變化。在峰值功率脈衝過程中，具有減小 的橫截面積的芯區域飽和，有效地拉長該間隙(如形成如下所描述的非均勻間隙)並減小 變壓器的磁化電感。由於在高電流/通量水平下變壓器磁化電感的減小，電流的斜率(相對 於時間)將會增大。然而，在高負載水平下的切換頻率的增大減小了電流上升的時間期間， 從而通過將功率轉換器切換頻率的增加與變壓器磁化電感的降低相關聯，來使得電路設計 者可以保持電流變化值△ I更加接近恆定。變壓器芯中的間隙會由於使得邊緣通量在附近流過傳導繞組從而導致明顯的功 率損耗。傳導材料如圍繞變壓器中央支腳形成的變壓器繞組不能夠設置在間隙的中間附 近。這通過將通量聚集在變壓器支腳的中央處從而減小了在臨近繞組中的邊緣通量，該中 央處是距離周圍繞組最遠的區域。參考圖4，其中示出了根據本發明原理構造的磁性器件的實施例的透視圖。該磁 性器件(如變壓器)包括「E-I」磁芯或具有第一芯部分(如「I」芯部分401)和第二芯部 分(如『 」芯部分402)的芯。在圖4和之後的圖中，第一芯部分(如「I」芯部分401)被 示出為從第二芯部分(如「E」芯部分402)向上設置，從而提供兩個芯組件的分離示圖。同 樣，根據下面的附圖示出和描述的磁性器件實施例的類似結構將以相似的附圖標記來進行 標記。當變壓器的構造完成時，「I」芯部分401布置在「E」芯部分402的外部支腳(其 中的一個標識為404)的頂部。中央支腳403形成為比外部支腳404短，從而形成用於磁 通量的間隙406。可形成為空氣間隙或包括其它非磁性材料間隙的間隙406減小了芯中的 通量，從而降低了芯在高電流水平下飽和的趨勢。儘管如此，將間隙406包括在內與沒有這 樣間隙的變壓器相比，減小了變壓器的磁化電感。間隙406也可由非磁性材料如塑料間隔 物形成，或可包括磁性材料如粉末磁性材料與非磁性粘合劑的組合以形成分布式間隙。參考圖5，其中示出了根據本發明原理構造的磁性器件(如變壓器)的實施例的透 視圖。除了 「E-I」磁芯或芯和空氣(或其它非磁性材料)間隙406之外，中央支腳403的端部(如上端407)具有減小的直徑，以形成芯的非均勻橫截面。在中央支腳403上端407 的橫截面積的減小使得其上端407在更高電流水平下飽和，同時在更低電流水平下不會飽 和。中央支腳403上端407的減小的直徑有效地在更高磁通量水平下形成更長的間隙，這 減小了變壓器在更高電流水平下的磁化電感。換句話說，間隙406和中央支腳403上端407 的減小的橫截面積形成了非均勻間隙，其提供了取決於磁性器件中電流水平的磁化電感的 可變化水平。因此，該磁性器件有利地提供了對於部分芯在可變電流水平下的可變芯飽和 水平。圖5所示的結構為功率轉換器提供了更多的效率優勢，因為其將非均勻間隙中的 通量線更加緊密地聚集到其中央處，甚至當芯的中央部分部分地飽和時仍能如此。邊緣通 量和與邊緣通量相關聯的損耗因此降低。當然，在本發明的寬範圍內，替代中央支腳403上 端407的階梯狀直徑以形成如圖5所示的非均勻間隙的是，中央支腳403上端407可為錐 形，從而允許當在芯中的磁通量增大時產生更均勻的芯飽和。作為芯的中央支腳中非均勻 間隙的替代或附加的是，具有減小的橫截面積的非均勻間隙可形成在外部支腳404上以獲 得相似的效果。因此，這裡使用的術語「非均勻間隙」可表示芯(或芯支腳)橫截面積的變 化，以及可包括階梯狀間隙以及錐形間隙。在低通量和電流水平下芯飽和的缺失或減小在變壓器中產生高的磁化電感，並 實現在低輸出功率水平下的高效操作。構造為具有減小橫截面積的芯支腳的變壓器也可構 造為實質上不具有間隙，以實現在高電流水平下飽和的變壓器的高磁化電感以可以控制的 方式來產生。參考圖6，其中示出了根據本發明原理構造的磁性器件(如變壓器)的實施例的透 視圖。除了 「E-I」磁芯或芯和空氣(或其它非磁性材料)間隙406之外，中央支腳403包 括鑽孔和於其中的通孔408，其使得該芯在更高電流水平下飽和。換句話說，間隙406和在 中央支腳403中的通孔408形成了位於該磁性器件中的非均勻間隙。可替代或附帶地，間 隙406和中央支腳403中的通孔408可相對於外部支腳404中的一個形成。參考圖7，其中示出了根據本發明原理構造的磁性器件(如變壓器)的實施例的透 視圖。除了 「E-I」磁芯或芯和空氣(或其它非磁性材料)間隙406之外，變壓器可包括布 置在中央支腳403 —端的晶片狀部分(如環形晶片狀部分)409，其使得該芯在更高電流水 平下飽和。為了視覺清楚起見，圖7示出了位於中央支腳403之上的晶片狀部分409。實際 上，晶片狀部分409可非限制地布置在中央支腳403上。還可使用非磁性間隔物將晶片狀 部分409設置在「I」芯部分401和中央支腳403的中間，以進一步降低邊緣通量和相關聯 的損耗。晶片狀部分409提供了實用的結構，以在該芯的中央支腳403中形成通孔。該芯 片狀部分409可在高度和長度上有所變化，以提供兩維自由度來相對於電流曲線來調整電 感。間隙406和晶片狀部分409形成了磁性器件內的非均勻間隙。可替代的或附加地，中 央支腳403上的晶片狀部分409可相對於外部支腳404中的一個形成。參考圖8，其中示出了根據本發明原理構造的磁性器件(如變壓器)的實施例的透 視圖。除了 「E-I」磁芯或芯和空氣(或其它非磁性材料)間隙406之外，通過在其上放置 具有減小的直徑的晶片狀部分(如圓柱形晶片狀部分)410而形成中央支腳403的上端的 減小的直徑。為了視覺清楚起見，圖8示出了位於中央支腳403之上的晶片狀部分410。 實際上，晶片狀部分410可非限制性地布置在中央支腳403上。可選地，晶片狀部分410可
11形成有分布式間隙，以消除對間隙406的需要。晶片狀部分410可形成為具有非磁性材料 如塑料間隔物，或可包括磁性材料如粉末磁性材料與非磁性粘結劑的組合以形成分布式間 隙，從而有利地消除對間隙406的需要。之前提到的結構也可應用到參考圖7示出和描述 的晶片狀部分409中。間隙406和晶片狀部分409形成了位於磁性器件內的非均勻間隙， 以及晶片狀部分409可增強間隙406的精確性。可替代或附加地，中央支腳403上的晶片 狀部分410可相對於外部支腳404中的一個形成。參考圖9，其中示出了根據本發明原理構造的磁性器件(如變壓器)的實施例的 透視圖。除了 「E-I」磁芯或芯之外，中央支腳403可包括位於其一端處的錐形區域411，以 減小中央支腳403的橫截面積，這使得該芯可在更高電流水平下飽和。換句話說，錐形區域 411形成了磁性器件中的非均勻間隙。可替代或附加地，位於中央支腳403 —端的錐形區域 411可相對於外部支腳404中的一個形成。磁性器件中的非均勻間隙傳統上可通過將芯支腳一部分研磨掉而形成。由於需要 分離地進行研磨操作，這個過程增加了芯的成本同時由於研磨方法的不精確性而降低了間 隙長度的精確性。為了降低製造成本並增加非均勻間隙磁性器件中間隙長度尺寸的精確 性，這裡介紹一種形成非均勻間隙的方法。參考圖10，其中示出了根據本發明原理構造的磁性器件(如變壓器)的實施例的 透視圖。該變壓器包括耦合在一起(如並排布置，直接耦合在一起或相鄰)的第一磁芯和 第二磁芯(如兩個「E-I」磁芯或是芯)。第一磁芯包括第一芯部分(如「I」芯部分1001) 和第二芯部分(如「E」芯部分1002)。「E」芯部分1002的中央支腳1003被輕微地縮短以 形成第一間隙1006。第二磁芯包括第一芯部分(如「I」芯部分1011)和第二芯部分(如 「E」芯部分1012)。『 」芯部分1012的中央支腳1013也被縮短以形成第二間隙1016。通 過這種方式，可採用經濟的構造方式來形成變壓器磁芯中的非均勻間隙。換句話說，第一間 隙和第二間隙1006、1016可具有不同的尺寸(如一個間隙比另一個間隙小一些，或這些間 隙的長度不同)以形成非均勻間隙。當然，第一間隙和第二間隙1006、1016可形成為包括 上面示出的結構在內的多種結構。參考圖11，其中示出了根據本發明原理構造的磁性器件(如變壓器)的實施例的 透視圖。該變壓器包括耦合在一起的包括與參考圖10所示出和描述的相類似的元件的第 一磁芯和第二磁芯的進一步結構。然而，在本實施例中，圖10中示出的「I」芯部分1001、 1011被形成為單個的「I」芯部分1101。通過這種方式，可採用更加經濟的構造布置來形成 變壓器的非均勻間隙。參考圖12，其中示出了根據本發明原理構造的磁性器件(如變壓器)的實施例的 透視圖。該變壓器包括耦合在一起(如並排放置，直接耦合在一起或相鄰)的第一磁芯和 第二磁芯(如兩個「E-E」磁芯)。第一磁芯包括第一芯部分(如「E」芯部分1201)和第二 芯部分(如「E」芯部分1202)。「E」芯部分1202的中央支腳1203被稍微地縮短以形成第 一間隙1206。第二磁芯包括第一芯部分(如「E」芯部分1211)和第二芯部分(如「E」芯部 分1212)。『 」芯部分1212的中央支腳1213也被縮短以形成第二間隙1216。通過這種方 式，可採用經濟的構造布置來形成變壓器磁芯的非均勻間隙。換句話說，第一間隙和第二間 隙1206、1216可具有不同的尺寸(如一個間隙比另一個間隙更小一些，或這些間隙具有不 同的長度)以形成非均勻間隙。當然，第一間隙和第二間隙1206、1216可形成為包括上面示出的結構在內的多種結構。參考圖13，其中示出了根據本發明原理構造的磁性器件(如變壓器)的實施例的 透視圖。該變壓器包括耦合在一起的包括與圖12所示和描述的相類似的元件的第一磁芯 和第二磁芯的進一步結構。然而，在本發明中，圖12中示出的『 」芯部分1201、1211被形 成為單個的「E」芯部分1301。通過這種方式，可採用更加經濟的構造布置來形成變壓器的 非均勻間隙。因此，這裡介紹了具有非均勻間隙的磁性器件。在一個實施例中，該磁性器件包括 具有第一芯部分和第二芯部分(如「I」或「E」芯部分)的第一磁芯，其中該第一磁芯的第 二芯部分具有與該第一磁芯的第一芯部分一起形成第一間隙(如空氣間隙或分布式間隙) 的支腳(如中央或外部支腳)。該磁性器件還包括與第一磁芯相鄰並具有第一芯部分和第 二芯部分(如「I」或「E」芯部分)的第二磁芯，其中該第二磁芯的第二芯部分具有與該第 二磁芯的第一芯部分一起形成第二間隙(如空氣間隙或分布式間隙)的支腳(如中央或外 部支腳)。第一間隙和第二間隙形成了磁性器件的非均勻間隙。例如，第一間隙可以比第二 間隙小，以形成非均勻間隙。此外，第一磁芯和第二磁芯的第一芯部分可被形成為單個的芯 部分。本領域技術人員應當理解的是，之前描述的包括控制器的功率轉換器以及操作該 功率轉換器的相關方法的實施例僅僅是用於示意目的。除此之外，許多其它的功率轉換器 拓撲結構可都在本發明的寬範圍內，例如升壓功率轉換器以及單端初級電感器功率轉換器 拓撲結構。儘管已經在功率轉換器的情境下描述了包括用於控制功率開關的切換頻率的控 制器的功率轉換器，該控制器還可應用於其它系統，如但不限於功率放大器或電機控制器。為了更好地理解功率轉換器，請參考Rudolph P. Severns和GordonBloom，Van Nostrand Reinhold公司，紐約，紐約(1985)的「現代直流-直流功率開關模式功率轉換器 電路，，和 J. G. Kassakian,M. F. Schlecht 和 G. C. Verghese, Addison-Wesley (1991)的「功率 電子設備原理」。前面提到的參考內容通過參考而整體弓I入這裡。並且，儘管已經詳細地描述了本發明及其優點，應當理解的是，在不脫離如所附權 利要求書所限定的本發明精神和範圍的前提下，這裡還可以有多種變化方式、替代方式和 改變方式。例如，上面描述的多種過程可通過不同的方法來實現，以及由這些過程或他們的 組合來替代。此外，本申請的範圍並不限定於說明書中描述的過程、機器、產品、物質組分、裝 置、方法以及步驟的特定實施方式。本領域技術人員從本發明的公開內容將會很容易理解 的是，目前已經存在的或者以後將會產生的能夠執行實質相同功能或取得與這裡描述的實 施例相應的相同效果的過程、機器、製造、物質組分、裝置、方法以及步驟都可以應用到本發 明中。相應地，所附的權利要求書意於將這些過程、機器、產品、物質組分、裝置、方法或步驟 包括在其範圍內。
權利要求
一種功率轉換器，包括功率開關；耦合到所述功率開關並具有非均勻間隙的磁性器件；以及控制器，包括配置用於感測代表所述功率轉換器的輸出功率的狀態的檢測器；以及配置用於根據所述狀態控制所述功率開關的切換頻率，並且控制所述功率開關的佔空比，以調整所述功率轉換器的輸出特性的控制電路。
2.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述控制電路配置用於根據所述輸出功率 的降低而降低所述切換頻率。
3.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述磁性器件包括第一芯部分和第二芯部 分，所述第二芯部分具有與所述第一芯部分一起形成間隙的支腳，並且所述支腳的一端具 有減小的橫截面積以形成所述非均勻間隙。
4.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述磁性器件包括第一芯部分和第二芯部 分，所述第二芯部分具有與所述第一芯部分一起形成間隙的支腳，並且所述支腳的一端具 有鑽孔在其內的通孔以形成所述非均勻間隙。
5.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述磁性器件包括第一芯部分和第二芯部 分，所述第二芯部分具有與所述第一芯部分一起形成間隙的支腳和設置在所述支腳一端的 晶片狀部分以形成所述非均勻間隙。
6.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述磁性器件包括第一芯部分和第二芯部 分，所述第二芯部分具有在其一端具有錐形區域的支腳，以與所述第一芯部分形成所述磁 性器件的非均勻間隙。
7.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述磁性器件包括第一磁芯，其具有第一芯部分和第二芯部分，所述第一磁芯的第二芯部分具有與所述 第一磁芯的第一芯部分一起形成第一間隙的支腳，以及第二磁芯，其與所述第一磁芯相鄰布置並具有第一芯部分和第二芯部分，所述第二磁 芯的第二芯部分具有與所述第二磁芯的第一芯部分一起形成第二間隙的支腳，所述第一間 隙和第二間隙形成所述非均勻間隙。
8.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述檢測器包括電阻器、電容器和二極體。
9.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述控制電路包括配置用於控制所述功率 開關的切換頻率的頻率控制電路，和配置用於控制所述功率開關的佔空比的脈寬調製器。
10.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述控制電路包括時標電容器、時標電阻 器、放大器、電流鏡以及脈寬調製器。
11.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述代表功率轉換器的輸出功率的狀態 包括與所述功率開關相關聯的電流和所述功率轉換器的輸出電流中的至少一個。
12.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述控制電路配置用於根據所述條件的 改變而提供所述切換頻率的連續改變。
13.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述控制電路配置用於為所述功率開關 的切換頻率提供較低的限制。
14.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中所述控制電路配置用於在所述功率轉換器的非脈衝操作模式期間，控制所述功率開關的切換頻率。
15.根據權利要求1所述的功率轉換器，其中根據所述功率轉換器的選擇輸入電壓，提 供所述代表功率轉換器的輸出功率的狀態。
16.一種操作功率轉換器的方法，包括 提供功率開關；將具有非均勻間隙的磁性器件耦合到所述功率開關； 感測代表所述功率轉換器的輸出功率的狀態； 根據所述狀態控制所述功率開關的切換頻率；以及 控制所述功率開關的佔空比，以調整所述功率轉換器的輸出特性。
17.根據權利要求16所述的方法，其中所述控制功率開關的切換頻率包括 輸出功率的降低而降低所述切換頻率。
18.根據權利要求16所述的方法，其中所述控制功率開關的切換頻率包括 狀態的改變來提供所述切換頻率的連續改變。
19.根據權利要求16所述的方法，其中所述控制功率開關的切換頻率包括 率開關的切換頻率提供較低的限制。
20.根據權利要求16所述的方法，其中根據所述功率轉換器的選擇輸入電壓，提供所 述代表功率轉換器的輸出功率的狀態。
全文摘要
本發明涉及一種採用可變切換頻率以及具有非均勻間隙的磁性器件的功率轉換器。提供了一種功率轉換器，其包括功率開關、用於控制其切換頻率的控制器、以及具有非均勻間隙的磁性器件。在一個實施例中，該功率轉換器包括功率開關和耦合到該功率開關並具有非均勻間隙的磁性器件。該功率轉換器還包括具有配置用於感測代表該功率轉換器輸出功率的狀態的檢測器的控制器。該控制器的控制電路配置用於根據所述狀態來控制該功率開關的切換頻率，並且控制該功率開關的佔空比以調整該功率轉換器的輸出特性。
文檔編號H02M7/12GK101931333SQ20101024201
公開日2010年12月29日 申請日期2010年6月17日 優先權日2009年6月17日
發明者A·布林裡, A·席爾瓦, A·瓊格雷斯 申請人:偉創力國際美國公司