一種有源鉗位的無變壓器型低漏電流光伏併網逆變電路及其調製方法與流程
2024-03-02 09:36:15
本發明屬於電力電子技術光伏併網發電技術領域，具體涉及一種有源鉗位的無變壓器型低漏電流光伏併網逆變電路及其調製方法。
背景技術：
近年來，隨著光伏併網發電系統成本的不斷降低，分布式光伏併網發電得到了廣泛的應用和迅速的發展。然而，光伏併網系統前期投入高、成本回收周期長，因此如何進一步降低系統發電成本、提高系統的發電效率和系統可靠性成為關注的熱點。
作為電能轉換的重要接口，光伏併網逆變器方案的選擇直接關係著系統的效率、可靠性以及成本。在1～5k W的小型光伏併網系統中，為了追求高效的電能轉換效率以及降低系統成本，系統通常採用不帶工頻變壓器隔離的單相光伏併網逆變器。然而，在單相無變壓器型光伏併網逆變系統中，光伏陣列與大地之間存在較大的對地寄生電容。如果對地寄生電容上存在高頻電壓脈動，則會產生較大的對地漏電流。該對地漏電流不僅會引起嚴重的電磁幹擾問題，同時會降低併網電流品質，並且給光伏電池維護人員的人身安全帶來隱患。
為了抑制無變壓器型光伏併網系統中的高頻共模漏電流，傳統的無變壓器型逆變電路通常在併網電感續流階段切斷交流側與直流側的電氣連接，減少共模電壓的高頻脈動。但是，由於系統的共模電壓在併網電感續流階段處於懸浮狀態，受到共模迴路的電路寄生參數和電網電壓過零畸變的影響，不可避免地引起高頻共模漏電流，也就是抑制漏電流不徹底，沒有從根本上解決問題，仍會造成上述隱患。
技術實現要素：
本文從漏電流抑制原理出發，提出了一種新型的無變壓器型單相光伏併網逆變電路，該電路通過在電路中附加有源開關管，構成了鉗位單元，配合恰當的開關時序，將併網電感續流階段的共模電壓鉗位至母線電容的中點，消除系統共模電壓擾動，進而解決了解耦型逆變器共模電壓在零電平輸出時的懸浮問題；同時消除了共模迴路的寄生振蕩，抑制了共模諧振現象。文中詳細分析了電路的幾種工作模態，給出了一種適用於該電路的PWM調製方法。
本發明電路採用的技術方案為：一種有源鉗位的無變壓器型低漏電流光伏併網逆變電路，包括：兩個濾波電容Cdc1、Cdc2，八個開關管S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8和兩個濾波電感L1、L2；
所述第一濾波電容Cdcl和第二濾波電容Cdc2串聯，再與電源並聯，
直流源的正極與第一濾波電容Cdcl正極及第五開關管S5的集電極相連，
直流源的負極與第二濾波電容Cdc2負極及第六開關管S6的發射極相連，
第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4構成常規的H型逆變橋連接方式，
第五開關管S5的發射極與第六開關管S6的集電極分別與第一開關管S1的集電極和第二開關管S2的發射極相連，
第七開關管S7的集電極和發射極分別與第一開關管S1的集電極和第二開關管S2的發射極相連，即與H逆變橋並聯，
第八開關管S8的發射極與兩個串聯濾波電容的中點相連，集電極與第五開關管S5的發射極和第七開關管S7的集電極相連，
第一濾波電感L1的一端與第一開關管S1的發射極相連，另一端與電網的火線L相連，
第二濾波電感L2的一端與第四開關管S4的集電極相連，另一端與電網的中線N相連。
在上述技術方案的基礎上，所述開關管為絕緣柵雙極型功率管IGBT，或為金屬-氧化層-半導體-場效電晶體MOSFET。
本發明的調製方法的技術方案為：
在電網電壓的正半周期，第一開關管S1、第四開關管S4、第五開關管S5、第六開關管S6由高頻調製信號觸發控制，同時導通和關斷，第七開關管S7則由與其互補的高頻調製信號觸發控制，第八開關管S8與第七開關管S7開關信號相同，其餘開關管關斷；逆變器處於功率輸出階段時，第一開關管S1、第四開關管S4、第五開關管S5和第六開關管S6導通，第七開關管S7關斷，此時根據公式共模電壓Ucm＝(UAN+UBN)/2＝(Udc+0)/2(式中，Ucm——共模電壓，UAN——A點與N點之間的電壓，UBN——B點與N點之間的電壓)不變；逆變器處於零電壓續流階段時，第一開關管S1、第四開關管S4、第五開關管S5和第六開關管S6關斷，第七開關管S7、第八開關管S8導通，此時共模電壓被鉗位開關穩定鉗在兩個濾波電容的中點電壓處，即保持Ucm＝Udc/2不變；
在電網電壓的負半周期，第二開關管S2、第三開關管S3、第五開關管S5、第六開關管S6由高頻調製信號觸發控制，同時導通和關斷，第七開關管S7則由與其互補的高頻調製信號觸發控制，第八開關管S8與第七開關管S7開關信號相同，其餘開關管關斷；逆變器處於功率輸出階段時，第二開關管S2、第三開關管S3、第五開關管S5、第六開關管S6導通，第七開關管S7關斷，此時根據公式共模電壓Ucm＝(UAN+UBN)/2＝(0+Udc)/2不變；逆變器處於零電壓續流階段時，第二開關管S2、第三開關管S3、第五開關管S5和第六開關管S6關斷，第七開關管S7、第八開關管S8導通，此時共模電壓被鉗位開關穩定鉗在兩個濾波電容的中點電壓處，即保持Ucm＝Udc/2不變。
本發明的有益效果為：
與傳統無變壓器型光伏併網逆變電路相比，本電路具有更好的對地漏電流抑制能力。目前主流的單相無變壓器型逆變電路普遍採用直流或交流解耦技術，阻斷共模電流的流通路徑。然而，在零電平輸出階段，上述電路的橋臂中點電壓都處於懸浮的不確定狀態，共模電壓不能維持恆定，主要受到兩方面的影響。一、電網電壓過零換相時存在短暫的電網側向電源側能量反饋階段，此時，兩個濾波電感上的電壓發生突變，電感電壓的突變引起共模電壓發生突變。二、功率開關器件存在並聯寄生電容，導致解耦開關不能徹底切斷共模通路，此寄生電容與共模阻抗形成等效諧振迴路，在開關狀態切換的持續激勵下，仍有可能產生不可忽視的高頻對地漏電流。針對這一問題，引入有源鉗位開關，使得共模電壓被母線電容中點鉗位，共模電壓維持於Udc/2不變，從根本上消除了對地漏電流。本發明具有電路結構簡單、效率高、調製方法簡單等優點。能夠保證逆變器在單位功率因數運行時不受電流過零點畸變的影響，能夠避免因電網功率波動影響或工作於非單位功率因數而導致的電流波形畸變。提高逆變器安全係數，實現對輸出電能質量的改善。適用於對漏電流大小限制較嚴格的無變壓器型光伏併網逆變系統。
附圖說明
圖1有源鉗位的無變壓器型低漏電流光伏併網逆變電路結構示意圖；
圖2逆變電路開關調製方法示意圖；
圖3逆變電路處於電網電壓正半周時功率傳輸階段的模態一示意圖；
圖4逆變電路處於電網電壓正半周時續流階段的模態二示意圖；
圖5逆變電路處於電網電壓正半周時能量反饋階段的模態三示意圖；
圖6逆變電路處於電網電壓負半周時功率傳輸階段的模態四示意圖；
圖7逆變電路處於電網電壓負半周時續流階段的模態五示意圖；
圖8逆變電路處於電網電壓負半周時能量反饋階段的模態六示意圖；
圖9逆變電路流入電網電流和光伏併網發電系統漏電流的仿真波形圖。
具體實施方式
下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述。
如圖1所示，本發明提供的有源鉗位的無變壓器型低漏電流光伏併網逆變電路結構示意圖，包括：兩個濾波電容Cdc1、Cdc2，八個開關管S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8和兩個濾波電感L1、L2。
所述第一濾波電容Cdc1和第二濾波電容Cdc2串聯，再與電源並聯，
直流源的正極與第一濾波電容Cdc1正極及第五開關管S5的集電極相連，
直流源的負極與第二濾波電容Cdc2負極及第六開關管S6的發射極相連，
第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4構成常規的H型逆變橋連接方式，
第五開關管S5的發射極與第六開關管S6的集電極分別與第一開關管S1的集電極和第二開關管S2的發射極相連，
第七開關管S7的集電極和發射極分別與第一開關管S1的集電極和第二開關管S2的發射極相連，即與H逆變橋並聯，
第八開關管S8的發射極與兩個串聯濾波電容的中點相連，集電極與第五開關管S5的發射極和第七開關管S7的集電極相連，
第一濾波電感L1的一端與第一開關管S1的發射極相連，另一端與電網的火線L相連，
第二濾波電感L2的一端與第四開關管S4的集電極相連，另一端與電網的中線N相連。
本發明逆變電路的高頻開關頻率可綜合考慮系統容量、開關管參數和散熱等因素合理選取，本實施例選用的高頻開關頻率為16kHz，其調製方法如附圖2所示。
圖3-圖8中分別給出了本發明所述逆變電路的六種工作狀態。
圖3和圖4分別為有源鉗位的無變壓器型低漏電流光伏併網逆變電路在電網電壓正半周期的工作原理示意圖，第一開關管S1、第四開關管S4、第五開關管S5、第六開關管S6由高頻調製信號觸發控制，同時導通和關斷，第七開關管S7和第八開關管S8則由與其互補的高頻調製信號觸發控制。
電網電壓正半周時的功率傳輸階段，如圖3所示，此階段：第一開關管S1、第四開關管S4、第五開關管S5、第六開關管S6同時導通，第七開關管S7和第八開關管S8關斷，電流流經直流側正極，第五開關管S5、第一開關管S1、第一濾波電感L1、交流側電網、第二濾波電感L2、第四開關管S4、第六開關管S6、直流側負極，直流側輸出電流至交流側，所述電路的共模電壓為Udc/2。
電網電壓正半周時的續流階段，如圖4所示，此階段：第一開關管S1、第四開關管S4、第五開關管S5、第六開關管S6同時關斷，第七開關管S7和第八開關管S8導通，電流流經第七開關管S7、第二開關管S2的反並聯二極體、第一濾波電感L1、交流側電網、第二濾波電感L2、第三開關管S3的反並聯二極體，導通的鉗位開關管S8可將共模電壓鉗位在兩個濾波電容的中點電壓Udc/2處。
電網電壓由正半周向負半周轉換，電網電壓尚未為零時，驅動已換相，即存在無法避免的過零畸變，此時能量由電網側向電源側反饋，如圖5所示，電流流經直流側負極，第六開關管S6的續流二極體、第二開關管S2的續流二極體、第一濾波電感L1、交流側電網、第二濾波電感L2、第三開關管S3的續流二極體、第五開關管S5的續流二極體、直流側正極。此能量續流階段，第一濾波電感L1和第二濾波電感L2上會突然各自承受很大的負電壓，值為(-Udc-ug)/2，並且，由於當前電網電流值正在減小，兩個濾波電感正感應出與電流方向相反的電動勢，這兩個電壓方向相同，因此，電感電流在正向電壓作用下線性上升，異向改變了電感原方向本應減小的感應電動勢，導致A點和N點電位上升。當模態三切換至模態二時，受模態三的影響，共模電壓增大，不能恆定為Udc/2，增加了鉗位開光管S8後，可將共模電壓鉗位在兩個濾波電容的中點電壓Udc/2處。
圖6和圖7分別為有源鉗位的無變壓器型低漏電流光伏併網逆變電路在電網電壓負半周期的工作原理示意圖，第二開關管S2、第三開關管S3、第五開關管S5、第六開關管S6由高頻調製信號觸發控制，同時導通和關斷，第七開關管S7和第八開關管S8則由與其互補的高頻調製信號觸發控制。
電網電壓負半周時的功率傳輸階段，如圖6所示，此階段：第二開關管S2、第三開關管S3、第五開關管S5、第六開關管S6同時導通，第七開關管S7和第八開關管S8關斷，電流流經直流側正極，第五開關管S5、第三開關管S3、第二濾波電感L2、交流側電網、第一濾波電感L1、第二開關管S2、第六開關管S6、直流側負極，直流側輸出電流至交流側，所述電路的共模電壓為Udc/2。
電網電壓負半周時的續流階段，如圖7所示，此階段：第二開關管S2、第三開關管S3、第五開關管S5、第六開關管S6同時關斷，第七開關管S7和第八開關管S8導通，電流流經第七開關管S7、第四開關管S4的反並聯二極體、第二濾波電感L2、交流側電網、第一濾波電感L1、第一開關管S1的反並聯二極體，導通的鉗位開關管S8可將共模電壓鉗位在兩個濾波電容的中點電壓Udc/2處。
電網電壓由負半周向正半周轉換，電網電壓尚未為零時，驅動已換相，即存在無法避免的過零畸變，此時能量由電網側向電源側反饋，如圖8所示，電流流經直流側負極，第六開關管S6的續流二極體、第四開關管S4的續流二極體、第二濾波電感L2、交流側電網、第一濾波電感L1、第一開關管S1的續流二極體、第五開關管S5的續流二極體、直流側正極。此能量續流階段，第一濾波電感L1和第二濾波電感L2上會突然各自承受很大的正電壓，值為(Udc-ug)/2，並且，由於當前電網電流值正在增大，兩個濾波電感正感應出與電流方向相同的電動勢，這兩個電壓方向相反，因此，電感電流在負向電壓作用下線性下降，異向改變了電感原方向本應增大的感應電動勢，導致B點和N點電位下降。當模態六切換至模態五時，受模態六的影響，共模電壓減小，不能恆定為Udc/2，增加了鉗位開光管S8後，可將共模電壓鉗位在兩個濾波電容的中點電壓Udc/2處。
根據上述具體實施方案，仿真出本發明逆變器電路流入電網的電流波形和光伏併網發電系統的漏電流波形，由圖7可見，進網電流為規整的正弦波，漏電流的值恆定在橫坐標0值，安規標準中，漏電流不得超出300mA，因此，符合安規標準。
最後需要說明的是，以上實施例僅用以說明本發明的技術方案而非限制，參照較佳實施例對本發明進行了詳細說明，本領域的普通技術人員應當理解，可以對本發明的技術方案進行修改和等同替換，而不脫離本發明技術方案的精神和範圍，其均應涵蓋在本發明的權利要求範圍。