基於SEPIC與Flyback電路的原邊控制LED驅動電路的製作方法
2023-12-11 13:37:37
本發明屬於LED驅動電路領域。
背景技術：
LEDs因為其使用壽命長，對環境無汙染，發光光色純淨，工作效率高等優點，已經廣泛應用於街道照明、室內照明、LCD背光光源等多個領域。隨著LED封裝技術的不斷成熟，LEDs已經呈現出取代螢光燈照明的趨勢。按照LED恆流驅動的特性，高效穩定的LED驅動電路，已收到越來越多研究人員的關注。目前主要存在以下幾個問題：
1、傳統的LED驅動器一般包含兩級結構：前級是功率因數校正單元，作用是為了提高功率因數和降低總諧波因數，降低對電網的幹擾，滿足IEC61000和Energy Star標準對LED照明系統的要求；後級屬於DC-DC變換器單元，為LED負載提供能量。這種傳統兩級結構能獲得較高的功率因數和較好的工作性能。但是，這種兩級結構需要各自的控制單元，增加了系統的整體成本，降低了系統的可靠性。
2、傳統的控制方法，採用副邊採樣反饋的方式，該方法控制準確性高，但是也增加了更多的器件，使得系統整體的功率密度大幅降低；另外，反饋電路中一般會採用光耦，隨著系統使用時間的增加，光衰也變得嚴重，明顯降低了系統的工作壽命和控制的準確性。
技術實現要素：
本發明是為了解決傳統的LED驅動器系統的可靠性低，系統整體的功率密度低，採用光耦降低了系統的工作壽命和控制的準確性的問題，現提供基於SEPIC與Flyback電路的原邊控制LED驅動電路。
基於SEPIC與Flyback電路的原邊控制LED驅動電路，220V交流市電輸入電路與SEPIC電路電氣連接，SEPIC電路與Flyback變換器電路電氣連接，Flyback變換器電路與待驅動的LED電器連接，SEPIC電路與Flyback變換器電路共同與開關管Q電氣連接，
SEPIC電路用於前級的功率因數校正，
Flyback變換器電路用於實現原邊控制。
220V交流市電輸入電路包括：二極體D1、二極體D2、二極體D3、二極體D4和電容C0；
二極體D1的負極、二極體D2的負極和電容C0的一端相連，並作為220V交流市電輸入電路的一個電氣連接端，
二極體D3的正極、二極體D4的正極和電容C0的另一端同時接電源地，
二極體D1的正極與二極體D3的負極相連，二極體D2的正極與二極體D4的負極相連，
二極體D1的正極與二極體D4的負極接入交流電源。
SEPIC電路包括：電感L1、二極體D5、電容C1、電感L2、二極體D6和母線電容C3；
電感L1的一端與220V交流市電輸入電路的一個電氣連接端相連，電感L1的另一端同時連接二極體D5的正極和電容C1的一端，
二極體D5的另一端作為SEPIC電路的開關管連接端，
電容C1的另一端同時連接二極體D6的正極和電感L2的一端，
二極體D6的負極連接母線電容C3的正極，並同時作為SEPIC電路的一個電氣連接端，
電感L2的另一端和母線電容C3的負極同時接電源地。
Flyback變換器電路包括：電感Lp、變壓器T1、二極體D7、電感Lleak和輸出電容C4；
電感Lp的一端與SEPIC電路的一個電氣連接端連接，電感Lp的另一端與電感Lleak的一端相連，電感Lleak的另一端作為Flyback變換器電路的開關管連接端，
變壓器T1的原邊接入電感Lp的兩端，
變壓器T1副邊一端連接二極體D7的正極，
二極體D7的負極連接輸出電容C4的正極，並同時作為待驅動LED的正極接入端，
變壓器T1副邊另一端和電容C4的負極同時接電源地，並同時作為驅動LED的負極接入端。
開關管Q為單極拓撲下公用的開關管；
SEPIC電路的開關管連接端和Flyback變換器電路的開關管連接端同時連接開關管Q的漏極，
開關管Q的源極連接電阻Rcs的一端，電阻Rcs的另一端接電源地。本發明的優點：
1、實現較高的功率因數，功率因數保持在0.995以上，在輸入電壓90V～260V範圍內，THD在10％以內，滿足國際IEC6100-3-2的標準。其輸入電壓電流波形如圖3所示。
2、實現準諧振的開關模式，減少了開關管的開關損耗，在額定輸入220VAC條件下，額定負載的工作效率能夠達到89％。MOSFET的準諧振開關波形如圖4所示。
3、系統通過原邊控制策略，實現對LED負載的控制管理。圖5是提出的控制策略與傳統原邊檢測電路的輸出電流對比圖。
附圖說明
圖1為基於SEPIC與Flyback電路的原邊控制LED驅動電路的示意圖；
圖2為SEPIC電路工作模態示意圖；
圖3為輸入電壓電流波形圖；
圖4為準諧振開關的實測波形圖；
圖5為寬範圍的輸入電壓下流過LED的電流波形圖；
圖6為副邊二極體放電檢測電路圖；
圖7為輔助繞組的震蕩電壓波形圖；
圖8為鏡像電容補償的採樣保持電路圖。
具體實施方式
具體實施方式一：本實施方式所述的基於SEPIC與Flyback電路的原邊控制LED驅動電路，220V交流市電輸入電路與SEPIC電路電氣連接，SEPIC電路與Flyback變換器電路電氣連接，Flyback變換器電路與待驅動的LED電器連接，
SEPIC電路用於前級的功率因數校正，
Flyback變換器電路用於實現原邊控制。
SEPIC電路(single ended primary inductor converter，允許輸出電壓大於、小於或者等於輸入電壓的DC--DC變換器)，在電路設計階段，對輸入的電流紋波進行限制，因此可以省去電路輸入端的低通濾波電路。同時，SEPIC電路具有升、降壓特性，對於後級電路的設計能夠更靈活。因此，本實施方式中選擇SEPIC電路作為前級的功率因數校正電路。
Flyback變換器電路(單端反激式電路)因為其設計簡單，成本低，電氣隔離等優點，廣泛應用於中小功率應用領域。針對Flyback DC-DC電路，採用原邊控制電路，能夠簡化副邊反饋所使用較多的器件，同時取消光耦，提高了系統的工作可靠性。
具體實施方式二：參照圖1具體說明本實施方式，本實施方式是對具體實施方式一所述的基於SEPIC與Flyback電路的原邊控制LED驅動電路作進一步說明，本實施方式中，所述原邊控制LED驅動電路包括：二極體D1、二極體D2、二極體D3、二極體D4、電容C0、電感L1、二極體D5、電容C1、電感L2、二極體D6、母線電容C3、電感Lp、變壓器T1、二極體D7、電感Lleak、輸出電容C4、開關管Q和電阻Rcs；
二極體D1的負極、二極體D2的負極、電容C0的一端和電感L1的一端相連，
二極體D3的正極、二極體D4的正極和電容C0的另一端同時接電源地，
二極體D1的正極與二極體D3的負極相連，二極體D2的正極與二極體D4的負極相連，
二極體D1的正極與二極體D4的負極接入交流電源；
電感L1的另一端同時連接二極體D5的正極和電容C1的一端，
二極體D5的另一端和電感Lleak的另一端同時連接開關管Q的漏極，
電容C1的另一端同時連接二極體D6的正極和電感L2的一端，
二極體D6的負極、母線電容C3的正極和電感Lp的一端相連，
電感L2的另一端和母線電容C3的負極同時接電源地
電感Lp的另一端與電感Lleak的一端相連，
變壓器T1的原邊接入電感Lp的兩端，
變壓器T1副邊一端連接二極體D7的正極，
二極體D7的負極連接輸出電容C4的正極，並同時作為待驅動LED的正極接入端，
變壓器T1副邊另一端和電容C4的負極同時接電源地，並同時作為驅動LED的負極接入端，
開關管Q的源極連接電阻Rcs的一端，電阻Rcs的另一端接電源地。
結合圖2所示，SEPIC電路工作模態如下：
模態1(t0～t1)：在t0時刻，開關管Q導通，流過電感L1電流，通過二極體D5、開關管Q，iL1線性增加，電容C1通過二極體D5、開關管Q給電感L2充電。
模態2(t1～t2)：在t1時刻，開關管Q關斷，電感L1與電容C1一起，通過二極體D6一起給母線電容C3充電，此時，通過二極體D6的電流達到最大值。經過二極體D6的電流逐漸降低，當流經二極體D7為零，模態2結束。
模態3a(t2～t3):t2當輸入電壓較小時，流經二極體D6電流首先到零，然後，直到副邊二極體D7的電流到達零，變壓器原邊電感與開關管Q漏源極兩端的寄生電容諧振，當諧振電壓波形處于波谷時，開通開關管Q，模態3結束。新的周期開始。
模態3b(t2～t3)：當輸入電壓較大時，二極體D7的電流先到達零，變壓器原邊電感與開關管Q漏源極兩端的寄生電容諧振，二極體D6受到原邊反饋電壓鉗位，經過它的電流逐漸減小，直到從零反向增加。此外，諧振電壓波形處于波谷時，開通開關管，模態3結束，新的周期開始。
從公式(1)可知，輸入電流跟隨輸入電壓Vmsin(wt)變化而變化，所以，SEPIC電路工作於斷續模式時，能夠實現功率因數矯正的功能。
其中，iin(t)表示輸入電流，Vm表示Vin(t)的振幅、D表示佔空比、Ts表示切換周期、Leq表示L1和L2的平均電感。。Flyback變換器電路的工作模態主要有以下兩種：
模態1，在t0時刻，開關管Q導通，母線電容C3，經過開關管Q，給Flyback原邊勵磁電感Lp充電。電感Lp內的電流也線性增加，副邊的負載LEDs(多個LED二極體)的能量由輸出電容C4提供；
模態2：在t1時刻，開關管Q關斷，Flyback電路將原邊能量傳遞到副邊，經過副邊二極體D7電流逐漸降低直到為零，變壓器原邊電感與開關管Q漏源極兩端的寄生電容諧振，諧振電壓波形處于波谷時，開通開關管Q，新周期開始。
為了提高對輸出電容的結果tDIS的檢測精度，提出如圖6所示的模擬控制電路。Vaux為圖7所示的輔助繞組檢測電壓，通過積分電容Caux，將震蕩的電壓積分，形成穩定的檢測tDIS起始點的電壓Vaux。將Vaux經過過零比較器，即可檢測出tDIS的起始點。對於tDIS的結束時刻，為了取代數字控制電路的複雜算法，採用延時平移的方式，通過比較Vdelay和Vaux，從而得到副邊工作的tDIS結束點。
本實施方式採用鏡像電容補償的電路方案來解決峰值電流檢測的不準確性，其原理圖如圖8所示。其中，Vcs是峰值電流對應的採樣電壓。在保持階段，鏡像電容C補償保持電容CH，傳遞給開關管SW1漏柵級間的寄生電容Cgd。另外，保持電容處於反饋環路上，這樣可以不被輸出信號影響。
主要器件的參數如表1所示。
表1 主要器件參數