光接收器及光傳送系統的製作方法

2023-10-31 21:35:47

專利名稱：光接收器及光傳送系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及光信息傳送技術，更詳細地講，涉及適合接收通過光纖傳送的多值光信息的光接收器及光傳送系統。
背景技術：
近年來，能夠通過一根光纖傳送的信息量(傳送容量)隨著被復用的波長數的增加及光信號的調製速度的高速化而持續擴大。為了使通過光纖傳送的信息量更大，需要研究信號調製方式，通過在有限的頻帶中塞入大量光信號來提高頻帶的利用效率。在無線通信領域中，通過多值調製技術能夠進行頻率利用效率超過10的高效率的傳送。多值調製在光纖傳送中有前途，以往進行了很多研究。例如，在非專利文獻I中報告了進行4值相位調製的QPSK (Quadrature Phase Shift Keying),在非專利文獻2中報 告了將4值的振幅調製和8值的相位調製組合而成的32值的振幅 相位調製。圖I的(A) (D)是表示用於光傳送的複數相位平面的說明和公知的各種調製方式的信號點配置的圖，在復相位平面(或複平面，相位面，IQ平面)上描繪有各種光多值信號的信號點(識別時刻的光電場的複數顯示)。圖I的(A)是IQ平面上的信號點的說明圖，各信號點能夠通過複數正交坐標(IQ坐標)或由圖示的振幅r (n)和相位(p (Il)表示的極坐標來顯示。(B)是4值相位調製(QPSK)的信號點配置的例，用於多值信號的傳送的4個理想信號點(符號)顯示在複平面上。這些各理想信號點的振幅一定，相位角(p (n)配置在O、Ji/2、^!、一 /2的4個位置上。通過傳送這4個符號中的一個符號，每I個符號能夠傳送2比特的信息(00、01、11、10)。另外，在使用光延遲檢波直接接收(非相干接收)該信號的情況下，一般採用預先進行了差動預編碼的差動4值相位調製(DQPSK)，但由於兩者的信號點配置相同，因此在本說明書中不特意區分兩者。(C)表示在無線中廣泛使用的16值正交振幅調製(16QAM)。在16QAM中，理想信號點配置成柵格狀，每一個符號能夠傳送4比特的信息。在圖示的例中，用Q軸坐標表現了高位2比特(10xx、llxx、01xx、00xx)的值,用I軸坐標表現了低位2比特(xxlO、xxll、xxOl、xxOO)的值。已知該信號點配置能夠使信號點間的距離變大，因此接收靈敏度高，並且已報告了在光通信中使用相干光接收器能夠實現這種正交振幅調製。例如，在非專利文獻3中報告了收發64QAM信號的實驗例。另外，相干光接收器是為了檢測光信號的相位角而使用配置在接收器內部的本振光源的方式。(D)是將2值振幅調製和8值相位調製重疊而成的16值振幅相位調製(16APSK)方式，16個信號點以振幅不同的2個同心圓狀各配置了 8個。像這樣研究著各種信號點配置的多值信號的利用。另一方面，為了擴大光傳送容量，還研究了將各波長(信道)的調製速度高速化為IOGbit/秒 40Gbit/秒左右。但是，若將調製速度像這樣進行高速化，則由於光纖所具有的波長分散及自相位調製效果等的非線性效果，傳送品質大大劣化。在光傳送的情況下，由于波長分散的影響，光傳送距離劇減到信號比特率的平方分之一。因此，在IOGbit/秒以上的光傳送中，在光信號接收端或光中繼器中需要用於補償在傳送路中發生的波長分散的分散補償器。例如，在40Gbit/秒的光傳送中，對波長分散的承受力在通常分散光纖中僅是5km量左右，因此研究了通過配置在光信號接收端的可變波長分散補償器，自動控制成信號品質的劣化最小的自適應補償技術。但是，可變波長分散補償器在裝置的尺寸、複雜度、成本、控制速度等方面還有很多應解決的問題。近年來，研究了在光信號接收機的電氣電路部中配置了前饋均衡電路(FFE )或判決反饋均衡電路(DFE )等的電氣的自適應均衡電路的結構、及通過最大似然序列 估計電路(MLSE)估計接收符號的電域補償技術。但是，以往技術的電域中的波長分散補償僅是對接收光波形的眼狀開口進行整形的不完整的補償。因此，補償效果也是將接收器的波長分散承受力實際上擴大到I. 5 2倍，例如，在40Gbit/秒的通常的光纖傳送中將傳送距離延長至IOkm的程度，是不充分的效果。作為能夠解決上述問題的技術之一，例如有非專利文獻4中報告的相干光電場接收系統(第I技術例)。另一方面，有以前我們提出的利用直接檢波的相位預積分型光多值信號傳送系統(第2技術例)。本方式是不利用相干檢波而實現光多值收發器小型且低成本 低耗電的技術，其細節記載在專利文獻I中。此外，在作為第3技術例的專利文獻2中，我們自己提出了利用延遲檢波具有波長分散補償功能的光電場接收器的結構。現有技術文獻專利文獻專利文獻I :國際公開2009/060920號公報專利文獻2 :國際公開2007/132503號公報非專利文獻非專利文獻I :R. A. Griffin, et. Al,「 10Gb/s Optical Differential QuadraturePhase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration, 」，0FC2002,paper PD 一 FD6,2002非專利文獻2 N. Kikuchi，K. Mandai，K. Sekine and S. Sasaki，「Firstexperimental demonstration of single — polarization50 — Gbit/s32 — level (QASKand8 — DPSK)incoherent optical multilevel transmission，，，in Proc. Optical FiberCommunication Conf. (0FC/NF0EC)，Anaheim，CA，Mar. 2007, PDP21.非專利文獻3 :J. Hongou, K. Kasai, M. Yoshida and M. Nakazawa，「 IGsymbol/s，64QAM Coherent Optical Transmission overl50km with a Spectral Efficiencyof3Bit/s/Hz，，，，in Proc. Optical Fiber Communication Conf. (0FC/NF0FEC)，Anaheim，CA, Mar. 2007, paper 0MP3.非專利文獻4 :M. G. Taylor，「Coherent detection method using DSP todemodulate signal and for subsequent equalization of propagation impairments，，，，paper We4. P. 111，EC0C2003，200
發明內容
發明要解決的問題首先對上述第I 第3技術例分別說明概要，說明問題。圖2是作為第I技術例的偏振分集型相干光電場接收器的結構圖。偏振分集型相干光電場接收器將光信號的兩個偏振波的信息同時接收。在光纖傳送路中傳送的輸入光信號1101通過偏振波分尚電路1102 — I分尚為水平(S)偏振波成分1105和垂直(P)偏振波成分1106。被分尚的S偏振波成分1105以及P偏振波成分1106分別輸入至相干光電場接收器1100 — I以及相干光電場接收器1100 — 2。在相干光電場接收器1100 — I中，作為光相位的基準,使用與輸入光信號1101大致相同的波長的本振雷射光源1103。從本振雷射光源1103輸出的本振光1104 — I通過偏振波分尚電路1102 — 2分尚為兩個本振光1104 — 2和本振光1104 — 3。被分尚的本振·光1104 — 2以及本振光1104 — 3分別輸入至相干光電場接收器1100 — I以及相干光電場接收器1100 — 2。在相干光電場接收器1100 — I中，光相位分集電路1107將被輸入的光多值信號的S偏振波成分1105以及本振光1104 — 2合成。光相位分集電路1107生成從合成的本振光1104 — 2和光多值信號的S偏振波成分1105的同相成分取出的I (同相)成分輸出光1108、以及從合成的本振光1104 — 2和光多值信號的S偏振波成分1105的正交成分取出的Q (正交)成分輸出光1109。所生成的I成分輸出光1108以及Q成分輸出光分別被平衡型光接收器1110 - I以及1110 — 2接收。被接收的I成分輸出光1108以及Q成分輸出光變換為電信號。並且，變換後的兩個電信號分別被A/D變換器1111 一 I以及1111 一2進行時間採樣，生成數位化的輸出信號1112 - I以及1112 - 2。在以下的說明中，如圖I的(A)所示，接收到的輸入光信號1101的光電場記為r (n) exp (jtp (n))。這裡,假設本振光1104 — 2以及本振光1104 — 3的光電場為I(本來包含光頻率成分，但省略)。此外，r是光電場的振幅，<p是光電場的相位，n是採樣時亥IJ。本振光1104實際上包含隨機的相位噪聲以及與信號光的微小的差頻成分等，但相位噪聲以及差頻成分是在時間上緩慢的相位旋轉，通過數位訊號處理被除去，因此忽視。平衡型光檢測器1110 — I以及平衡型光檢測器1110 — 2使用本振光1104 — 2對輸入的輸入光信號1101進行零差檢波,分別輸出以本振光為基準的輸入光信號1101的光電場的同相成分以及正交成分。因而，A/D變換器1111 — I的輸出信號1112 — I表不為I (n) =r (n)cos (tp (n) )，A/D變換器1111 — 2的輸出信號1112 — 2表示為Q (n)=r (n) sin ((p (n))。但是，為了將數式簡略化，變換效率等的常數全部設為「I」。相干光電場接收器中，能夠從接收到的輸入光信號1101容易得到由光電場r (n) exp ((p (n))表示的全部的信息(這裡為I成分以及Q成分)，因此能夠進行多值光信號接收。數字運算電路1113是複數電場運算電路，通過提供光信號在傳送中受到的線性劣化(例如，波長分散等)的逆函數，能夠將線性劣化等的影響幾乎完全抵消。此外，根據需要進行時鐘提取以及再採樣等的處理，輸出處理後的光電場信號的同相成分1114 一 I以及光電場信號的正交成分1114 — 2。
相干光電場接收器1100 - I如上所述能夠得到接收到的輸入光信號1101的一個偏振波成分(例如，S偏振波成分)的電場信息,但由於光信號的偏振狀態在光纖傳送中變動，所以還需要接收P偏振波成分。因此，相干光電場接收器1100 - 2同樣接收輸入光信號1101的P偏振波成分,將接收到的P偏振波成分的電場信息作為光電場信號1114 一 3以及光電場信號1114 一 4輸出。數字運算 符號判斷電路1115對從數字運算電路1113輸出的各偏振波的I成分以及Q成分進行光信號的偏振狀態的變換(例如，從直線偏振波向圓偏振波的變換)而消除偏振狀態的變動。接著，數字運算 符號判斷電路1115例如通過與圖I的(C)所示的信號點配置進行比較，高精度地判斷傳送了哪個符號。判斷結果作為多值數位訊號1116被輸出。若使用上述的相干光電場接收器，則能夠得到接收信號的全部的電場信息，在複雜的多值信號的情況下也能夠接收。特別是，相干光電場接收器通過數字運算電路1113使用光纖傳送路的傳遞函數的逆函數對輸入信號進行修正處理，具有在理論上能夠完全補償由波長分散等造成的線性劣化的優點。但是，相干電場接收器為了接收兩個偏振波成分，需要兩個接收器，或者在接收器的內部需要作為額外的雷射光源的本振光源，存在收發器的 尺寸、成本、消耗電力變大等的問題。另一方面，圖3是第2技術例，是以前我們提出的使用直接檢波的相位預積分型光多值信號傳送系統的結構圖。本方式不使用相干檢波，而實現光多值收發器小型且低成本 低消耗電力。在相位預累計型光電場發送器1200的內部，從雷射光源1210輸出的無調製的雷射輸入至光電場調製器1211，實施了希望的電場調製而得到的發送光多值信號1213從輸出光纖1212輸出。應傳送的二值數字信息信號1201在多值符號化電路1202的內部變換為複數多值信息信號1203。本信號是在二維IQ平面上表現為(i，q)的數字電氣多值信號，每隔時間間隔T (=符號時間)輸出其的實部i和虛部q。在本例中，作為複數多值信息信號1203的一例，設為使用16QAM信號的信號。本信號輸入至相位預累計部1204，在內部僅將其相位成分以時間間隔T在數字上累計，變換為相位預累計複數多值信息信號1205。這裡，若將所輸入的複數多值信息信號1203Ei (n) =(i (n)，q (n))在複平面上變換為極坐標，則例如能夠記為Ei (n) =i (n)十jq (n) =i (n) exp (jcp(n) Kj是虛數單位)。這裡，n是數位訊號的符號號碼，r (n)是數位訊號的符號振幅，(p (n)是相位角。此時輸出的相位預累計信號同樣在極坐標上記為Eo (n) =V (n) +jq, (n) =r (n) exp (j0 (n) ) =r (n) exp CjHcp Cn))。此時e (n)是輸出信號的相位角,E(P (11〕是將過去的相位角(P (I) .... (P (n)按每一時間T進行累積相加而得到的值。其輸出信號再次變換到正交坐標系之後，作為相位預累計複數多值信息信號1205輸出。通過相位的預累計運算，成為與原來的16QAM信號大為不同的同心圓上的信號點配置。本信號輸入至米樣速度變換電路1206,被補充為米樣速度成為2個樣本/符號以上。然後，由預均衡電路1207對相位預累計複數多值信息信號施加在光傳送路1214等中產生的劣化的逆函數，然後，分離為實部i」、虛部q」後分別在DA變換器1208 — 1,1208 一2中變換為高速模擬信號。這兩個模擬信號由驅動電路1209 - 1,1209 一 2放大之後，輸入至光電場調製器1211的I、Q兩個調製端子。由此能夠生成在光電場的同相成分I和正交成分Q中具有予相位累計信號(i」(n)，q」(n))的發送光多值信號1213。另外，發送光多值信號213的光電場是(i」(n) + jq」 (n)) exp (j w (n)), w (n)是雷射光源210的光角頻率。即發送光多值信號213是消除光頻率成分後的均衡低域近似，與(i」(n)，q」 (n 相等。發送光多值信號1213在光纖傳送路1214中被傳送，因光纖的波長分散等而受到傳送劣化，並且由光放大器放大，作為接收光多值信號1215輸入至非相干光電場接收器1220。這些傳送劣化在預均衡電路1207中與預先施加的逆函數相互抵消，因此接收信號的光電場與相位預累計複數多值信息信號1205相等。接收光多值信號1215通過非相干光電場接收器前端的內部的光分支電路1222分支為3個光信號路徑，輸入至第一光延遲檢波器1223 - I、第二光延遲檢波器1223 — 2以及光強度檢測器1225。第一光延遲檢波器1223 - I被設定為兩個路徑的一方的延遲時間 Td與所接收的光多值信息信號的符號時間T大致相等，並且，兩路徑的光相位差為O。此外，第二光延遲檢波器1223 — 2被設定為兩個路徑的一方具有延遲時間Td = T，兩路徑的光相位差為/2。第一、第二光延遲檢波器1223 - 1,1223 一 2這兩個的輸出光分別在平衡型光檢測器1224 - I、1224 - 2中變換為電信號，然後分別在A/D變換器1226 — I、1226 —2中變換為數位訊號dl (n)、dQ (n)。此外，對輸入光的光強度進行檢測的光強度檢測器1225的輸出電信號也在A/D變換器1226 — 3中變換為數位訊號P (n)。然後，數位訊號dl (n)、dQ (n)輸入至逆正切運算電路1227。這裡，進行將dl (n)作為X成分、將dQ (n)作為Y成分的二自變量的逆正切運算，計算其相位角。若將接收光多值信號1215的光電場記為r (n)exp (j 0 (n)),則根據光延遲檢波的原理,寫成dl (n)ocT (n)r (n — Dcos (A 9 (n)),dQ (H)ocT (n)r (n — l)sin (A 9 (n))。這裡，A0 (n)是接收的第n個光電場符號相對於緊前的符號的相位差(0 (n) — 0 (n — I))。dl (n)、dQ (n)分別是A 0 (n)的正弦以及餘弦成分，因此能夠在逆正切運算電路227中進行4象限的逆正切(逆Tangent)運算而計算A 0 (n)。另夕卜，在本結構中，如上所述在發送側進行相位預累計，因此接收光電場信號的相位角0 (n) =Etp Cn)。因此，逆正切電路1227的輸出信號為A0 (n) =S(p (n) — I(p (n—I) =(p (n)，能夠提取原來的複數多值信息信號1203的相位成分(t) O另一方面，光強度檢測器的輸出信號P輸入至平方根電路1228，能夠將原來的電場振幅r (n) = sqrt (P (n))作為輸出而得到。因此，若將得到的振幅成分r (n)和相位成分(p (H)輸入至正交坐標變換電路1229，則作為解調接收電場而得到正交坐標表現的(i，q) =r (n) exp (jcp (n))。這是與原來的複數多值信息信號1203相同的信號點配置。因此若將該信號輸入至使用了歐幾裡德距離的符號判斷電路1221並進行符號判斷，則能夠再現多值符號序列1230。圖4是第3技術例的結構例。輸入光多值信號1215在光分支電路1222中被分支為兩個光信號，第一、第二光信號分別輸入至光延遲檢波器1240 — I (相位差設定為O)、1240 - 2 (相位差設定為/2)。光延遲檢波器1240 — I、1240 — 2的輸出在光平衡型接收器1224 (1224 — I、1224 — 2)中變換為電信號x、y，經由A/D變換器1226 (1226 — 1、1226 - 2)、延遲調整電路1242 (1242 — 1,1242 一 2)供給至電場運算部1244。圖中，光延遲檢波器1240的延遲量是T/2 (符號時間T)，本延遲幹涉計將在時刻t接收到的光信號和時刻t - T/2前的光信號進行幹涉而輸出。本技術例中要每隔第2技術例的情況的一半的時間間隔T/2求出光電場，基於奈奎斯特定理在接收器內再現光電場信息，並進行波長分散補償。以下，若將A/D變換器1241 — 1、1241 — 2的採樣間隔設為T/2，則接收光的光電場是r (n) exp (cp (n))，因此電接收信號X1243 — I、yl243 — 2分別表示為r (n) r (n—I) cos (Acp (n) )、r (n) r (n—I) sin (A(p(n))(量化效率等的常數省略)。另外,A(p (n) =(p (n) —(p (n—I)。因此，由逆正切運算電路1227進行信號X、y的逆正切(ArcTan)運算，從而能夠運算差動相位A(P (n)。將它在延遲加法電路1116中按每個樣本逐次累積相加，由此作為再現光電場1249 — 2而能夠計算出接收光電場的相位成分cp (n)。
另一方面，在本例中，接收光電場的振幅信息也根據電接收信號X1243 — I、yl243 — 2來計算出。即，若將兩者輸入至平方距離運算電路1245、求出兩者的平方和的平方根，則運算結果1248 — I為r (n)r (n — I)。若假設緊前的接收符號的電場r (n —I)已知，則通過用運算結果1248 - I除以緊前的接收符號的電場r (n 一 1)，能夠計算出r (n)。即通過將運算結果1248 — I輸入至延遲除算電路1247，能夠求出接收光電場的振幅部r (n)，作為再現光信號1249 — I。若將這些組合則能夠再現接收光電場，因此在上述處理中在I個符號時間中能夠得到至少2點的光電場的樣本點，滿足奈奎斯特採樣頻率，能夠取得光電場的全部的信息。這樣，能夠將通過光纖傳送而劣化的電場波形在數字上再現，因此若將該光電場信息輸入至電場補償電路1250而運算傳送路的逆傳遞函數，則能夠將在傳送路中產生的全部的線性傳送劣化完全修正。其結果，能夠實現波長分散補償等的功能。本發明的第一目的是提供一種通過接收器內部的信號處理能夠進行波長分散等的傳送路的線性劣化的補償、並且構造簡單而能夠利用任意的光多值信號的實用的光接收器。作為第I技術例的在圖2中說明的相干光電場接收器例如或許能夠利用任意的光多值信號，並且如上所述通過接收器內部的信號處理能夠進行傳送劣化的補償，但在接收器內部需要本振光源，並且由於具有偏振波依存性而需要採用分集結構等，導致接收器的尺寸或成本上升。此外，作為第2技術例的在圖3中說明的相位預積分型光多值光接收器中，不進行相干接收，因此構造簡單，並且通過相位預積分處理能夠利用任意的光多值信號。但是，在一般使用延遲檢波的光多值接收器中，無法知道光電場的絕對相位，在接收器內部不能直接得到光電場信息，因此難以實現波長分散補償等的傳送路的線性劣化的補償。另一方面，在作為第3技術例的圖4中示出了使用光延遲檢波計算光電場的全部信息、還能夠適用於多值傳送的光電場接收器的例子。但是，本方式中也存在以下的問題。第一，在接收信號的振幅大致成為零的情況下(在成為零的點進行了採樣的情況下)，存在光信號的相位信息的連續性消失的問題。即，若因噪聲的影響或波形的變化等而振幅r (n)只要有一次為零，則其前後的光延遲檢波器的輸出會成為零，導致以後的全部的光電場的相位不穩定。因而，非相干電場再現方式中還有「在接收到的光電場的振幅大致為零的情況下，光電場的再現變得困難」的問題。特別是，在第3技術例中為了實現波長分散的補償，需要將延遲檢波器的延遲量設為符號時間的1/2，在I個符號中進行2次光電場測定，因此存在與第2技術例的情況相比更容易產生零命中(zero hit)的問題。即，被多值調製的光信號尤其在狀態轉移的符號邊界上電場有可能通過零附近，因此若對I個符號進行兩次採樣，則容易產生零命中。為了避免該問題，記述有在波形的肩部分對光電場進行採樣的方法，但需要將採樣定時錯開的處理，並且在波形的變形大等情況下即使是波形的肩也殘留有引起零命中的可能性。第二，有相位誤差累積的問題。在第3技術例中，持續累計在接收器內檢測到的相位差A(p，因此若誤差或噪聲混入，則累計的相位(p的誤差也被累計。在本例中，為了進行波長分散的補償，一個符號中進行兩次相位累計，因此存在誤差容易累積、難以進行正確的光電場的檢測的問題。因此，本發明的第二目的是解決第3技術例中的上述兩個問題，使得在延遲檢波 方式中也能夠更好地避開零命中的影響而穩定地並且簡單地進行波長分散補償的補償。用於解決問題的手段上述問題能夠通過如下方式來解決，即通過具有與符號時間Ts大致一致的延遲量T的耦合型光延遲檢波接收器，以數字方式檢測接收信號的差動相位，將其按每一個符號累計並與光振幅信息合成而再現光電場信號之後，輸入至傳送劣化均衡器，進行傳送劣化的均衡。在本發明中，按每個符號計算光電場，因此使傳送劣化均衡器的均衡時間間隔與符號時間Ts大致一致是最有效的。此外，以進行相位累計的定時與接收到的光信號的符號中央時刻大致一致的方式，具體而言使用重定時電路進行接收信號的重定時和採樣速度變換處理，變換為使採樣時刻與接收符號的中央時刻大致一致並且採樣時間與上述符號時間Ts —致的數字樣本列之後進行波長分散(色散)補償，從而能夠得到更大的補償效果。或者，也可以是，具備時鐘提取電路，使模數變換器的採樣定時與符號中央時刻大致一致。此外，也可以是，在光電場接收器內具備相位起伏除去電路，將光電場信號輸入至上述的相位起伏除去電路，除去相位起伏。或者，也可以是，具備延遲量與上述符號時間一致的電相位差動檢波電路，通過數字數值運算對所輸入的光電場信號整體或僅對其相位成分實施延遲檢波或差動檢波。光電場振幅的提取，使用光強度接收器、模數變換器以及平方根運算電路對接收信號序列進行平方根運算來計算即可。上述波形劣化均衡電路可以作為對波形劣化自動進行修正的自適應均衡電路，或作為具有波長分散的逆傳遞特性的數字濾波器來實現。特別是，優選在利用平衡型接收器時輸出信號的直流偏置消失的情況下，根據補償量對偏置信號進行加法修正。進而，為了提高補償精度，可以考慮在接收器的模數變換器後插入帶寬為l/(2Ts)以上且1/Ts以下的窄帶奈奎斯特濾波器的結構。此外，特別優選的是以下結構在具備光電場發送器、光纖傳送路以及光電場接收器的光傳送系統中，上述光電場發送器中具備帶寬為I/ (2Ts)以上且1/Ts以下的窄帶奈奎斯特濾波器，將生成的光電場信號的帶寬預先在電域中窄帶化而輸出。這樣的數字或模擬電濾波器也可以均衡地置換為頻帶全寬為1/Ts以上且2/Ts以下的光窄帶濾波器，插入到光發送器或光接收器或光傳送路的中途而進行窄帶化。此外，在傳送系統中，光電場發送器包含相位預累計電路，預先將應傳送的光信號的相位按上述符號時間進行累計，從而能夠進行延遲檢波接收，提高實用性。此外，通過在光電場發送器內部進行波長分散的預均衡，能夠進行實用的長距離傳送。根據本發明的第一解決手段，提供一種光接收器，具備具有與接收的光信號的符號時間大致一致的延遲量的耦合型光延遲檢波接收器、模數變換器、差動相位計算電路、相位累計電路、提取上述光信號的振幅成分的光振幅檢測部、光電場信號再現電路、以及對傳送路上的傳送劣化進行補償的傳送劣化均衡器，並且接收作為預先設定的符號時間的2值 以上的光調製信號的上述光信號，上述耦合型光延遲檢波接收器具有與接收到的光信號的符號時間大致一致的延遲量，對接收到的該光信號進行檢波並輸出，上述模數變換器將上述耦合型光延遲檢波器的輸出信號變換為數位訊號，上述差動相位計算電路輸入該數位訊號，大致按每符號時間計算與緊前的符號時間的上述光信號之間的差動相位，上述相位累計電路輸入所計算出的差動相位，按接收信號的每符號時間進行累計並計算相位信息，上述光振幅檢測部提取接收到的光信號的振幅成分，上述光電場信號再現電路將計算出的相位信息和由上述光振幅檢測部得到的光振幅信息組合而再現光電場信號，上述傳送劣化均衡器輸入所再現的光電場信號，進行傳送劣化的均衡。根據本發明的第二解決手段，提供一種光傳送系統，具備光發送器，生成利用信息信號調製的光信號；以及上述光接收器，通過上述光接收器接收從上述光發送器輸出並在光纖傳送路上傳送後的光信號，變換為信息信號並輸出。發明效果根據本發明，能夠提供通過接收器內部的信號處理能夠進行波長分散等的傳送路的線性劣化的補償、並且構造簡單而能夠利用任意的光多值信號的實用的光接收器。此外，根據本發明，能夠解決第3技術例中的上述兩個問題，在延遲檢波方式中能夠更好地避免零命中的影響而穩定地且簡易地進行波長分散的補償。


圖I是能夠適用於光傳送的調製方式和信號點配置的說明圖，振幅和相位的定義(A)、4值相位調製(QPSK) (B)、16值正交振幅調製(16QAM) (0,16值振幅相位調製(16APSK) (D)的例子。圖2是表示以往的相干光電場接收器的一例的結構圖。圖3是表示以往的使用直接檢波的光多值傳送系統的一例的結構圖。
圖4是表示以往的使用直接檢波的光電場接收器的一例的結構圖。圖5是表示本發明的光電場接收器的第I實施例的結構圖。圖6是第I實施例的接收電信號(A)和再現電場信號(B)的採樣定時的說明圖。圖7是以往的使用直接檢波的光多值接收器的、IOG符號/秒8QAM信號的光纖傳送前(波長分散Ops/nm)的信號點配置(A)、SMF60km傳送後(波長分散680ps/nm)的信號點配置(B)、以及SMF120km傳送後(波長分散1360ps/nm)的信號點配置(C)的計算例。圖8是本發明的光電場接收器的、IOG符號/秒8QAM信號的SMF60km傳送後+有分散補償的信號點配置(A)、SMF60km傳送後+分散補償+偏置補償時的信號點配置(B)、SMF60km傳送後+窄帶化+分散補償時的信號點配置(C)的例子。圖9是本發明的電場補償電路的例子(FIR濾波器)(A)和電場補償電路的例子(查 找表)(B)。圖10是本發明的接收光電場的頻譜(A)、l個樣本/符號的差動光電場的頻譜(B)、l個樣本/符號的再現光電場的頻譜(C)、頻帶擴大後的再現光電場頻譜(D)的說明圖。圖11是表示本發明的光電場接收器的第2實施例的結構圖。圖12是本發明的第2實施例的分散補償表的構成例。圖13是表示本發明的光電場接收器的第3實施例的結構圖。圖14是本發明的光傳送系統的第4實施例的結構圖。圖15是表示本發明的光傳送系統的第5實施例的結構圖。圖16是具有窄帶濾波器的光接收器的結構例。
具體實施例方式以下，參照

本發明的幾個實施例。另外，在各圖的結構中，關於與上述的第I 第3技術例對應的結構，各標記的下3位相同。另外，例如採樣間隔不同、電路規模不同等並不一定限於相同。實施例I圖5是本發明的第I實施例的結構圖，表不光電場接收器(光接收器)300的結構。接收光多值信號215通過光分支器222分支為3個光信號路徑,輸入至第一光延遲檢波器223 - I、第二光延遲檢波器223 - 2以及光強度接收器225。接收光多值信號215是預先決定的符號時間的2值以上的光調製信號，由光發送器發送，經由光纖傳送路被接收。第一光延遲檢波器223 - I被設定為內部的2個光路徑的延遲時間差T與接收的光多值信息信號的符號時間Ts大致相等，並且兩路徑的光相位差為O。此外，第二光延遲檢波器223 — 2被設定為內部的2個光路徑的延遲時間差T與Ts大致相等，並且兩路徑的光相位差為/2。第一、第二光延遲檢波器223 - 1,223 一 2的輸出光分別通過平衡型光接收器224 - 1,224 - 2變換為電信號，然後分別通過模數變換器226 — 1,226 一 2變換為高速數位訊號dl (n)、dQ (n)。在本例中，模數變換器的採樣速度被設定為符號速度的2倍(=2/Ts)。此外，光強度接收器135的輸出電信號也通過模數變換器226 — 3變換為數位訊號P (n)0然後，數位訊號dl (n)、dQ (n)、P (n)輸入至重定時 下採樣電路301 — I、301 — 2、301 — 3,與定時提取同時以僅取出符號中央時刻的樣本的方式被下米樣。圖6表不第一實施例中的接收電信號(A)和再現電場信號(B)的米樣定時的狀況。(A)是模數變換器226 - 1、226 — 2,226 一 3進行採樣的dI、dQ、P信號及其採樣點(白圈)的位置關係。虛線是符號邊界，3個模數變換器分別在各符號中各兩次以相互相同的定時(白圈的時刻)對輸入波形進行模數變換而作為數字數據來輸出，但該定時不一定必須與符號邊界同步。在本例中，圖示為採樣頻率正好是符號速度的2倍，但這也可以有若干偏差。原則上A/D變換器的採樣速度只要是輸入信號的頻帶的2倍以上則滿足奈奎斯特定理，能夠進行任意的時刻的重定時處理。如果連該條件也滿足，則若干低於符號速度的2倍(2/Ts)也可以。重定時 下採樣電路301 - 1,301 - 2,301 一 3被輸入上述數位訊號，分別在內部進行波形的轉變定時的提取，將採樣速度減小為採樣定時正好成為各符號的中央時刻來輸出。這樣的數字時鐘提取電路廣泛利用於數字無線信號處理等中，若具有相同的功能，則使用任何算法都可以。這樣的處理例如能夠通過如下處理來實現，即首先將輸入數位訊號的一部分進行分離，取其絕對值之後進行高速傅立葉變換(FFT)而變換到頻域，提取與符號速度相同的時鐘成分，將各頻率成分的相位偏移與時鐘成分的相位偏差量相當的量之後進行逆傅立葉變換，並僅提取奇數(或偶數)的符號中央時刻的採樣點(黑圈)。此外，時鐘提取處理不一定需要按重定時 下採樣電路301 - 1,301 - 2,301 一 3獨立進行，在3個的信號的路徑長度設定為相同的情況等，也可以基於由一個電路提取的共同的時鐘相位來進行·相位移位 下採樣處理。接著，圖5中將重定時後的dl成分MQ成分輸入至逆正切運算電路227，計算差動相位A(p (n)。另外，通過進行上述重定時 下採樣處理，所輸入的樣本時刻與多值信號的符號中央一致，因此與上述第3技術例相比遠遠難以產生零命中。差動相位Atp (n)輸入至其後的相位累計電路302，按每個符號各累計一次(時間間隔Ts)，計算出絕對相位(p (n)。另一方面，從重定時 下採樣電路301 - 3輸出的強度成分輸入至平方根電路228，變換為振幅成分。另外，在有光噪聲的混入或DC電平的變動的情況下，也可以根據需要進行直流偏置成分的修正之後進行平方運算。如上述那樣得到的絕對相位成分(p (n)和振幅成分r (n)(圖6 (B))輸入至正交坐標變換電路229，從極坐標變換為正交坐標而再現光電場。再現的光電場以採樣間隔Ts(與符號速度相同)成為具有與接收信號相同的相位成分q> (n)和振幅成分r (n)的數位訊號。在本例中，針對再現電場信號，使用補償間隔T的電場補償電路231施加傳送路的波長分散的逆函數而補償線性劣化，然後通過電相位差動檢波電路232再次僅對多值信號的相位成分進行差動檢波之後進行多值判斷處理，得到數字信息信號230。另外，如上所述，本實施例中能夠進行與相干光接收器相同的傳送路的線性劣化的補償，但由於在補償時刻，光電場的採樣速度與符號速度Ts相同而低下，因此補償性能是有限的。具體而言，能夠補償光電場信號的頻帶中的±1/ (2T)以內的成分。即使是如上所述的有限的補償能力，在多值信號的光纖傳送中也有可能能夠得到充分的劣化補償效果。圖7 (A)及(B)是將IOG符號/秒、8QAM信號通過以往的使用了直接檢波的光多值接收器來接收時的、光纖傳送前的信號點配置(A)和SMF60km傳送後的信號點配置(B)。另外，關於圖7 (C)在後面進行敘述。本例是使用圖3所示的第2技術例利用相位預積分技術對作為8值的多值調製信號的8QAM調製進行調製解調的例子，假設沒有光噪聲的影響，利用數值模擬來計算再現光電場的狀況。第2技術例的方法中，如沒有傳送路的線性劣化之一的波長分散的情況(A)那樣，能夠將具有8個信號點的8QAM信號完全再現，但在將通常分散光纖(SMF) 60km傳送並施加680ps/nm的波長分散的(B)的例子中,信號點分布大為擴散，變化為與作為原來的信號點配置的(A)大為不同的配置。其結果，變得難以辨別信號點，並且難以承受噪聲的影響，產生較大的傳送劣化。相對於此，圖8 (A)是本實施例的光電場接收器中的SMF60km傳送後+有分散補償的信號點配置。本例中使用圖5所示的本實施例的結構，在補償間隔T的電場補償電路231中施加具有逆符號的一 680ps/nm的波長分散，由此進行基於數位訊號處理的波長分散補償。其結果可知，接收信號從圖7 (B)大幅改善，8個信號點被完全分離。另外，儘管如此，與圖7 (A)相比各信號點的分布增大，認為這是由於如上述那樣補償頻帶限定為±1/(2T)以內而產生的補償的不完全性引起的。另外，如本例那樣在接收器內使用相位累計電路302進行光電場的再現的情況下，有時累計的初始相位不穩定，或者各光檢測器的誤差或熱噪聲等被累積而產生多餘的相位誤差。對此，在本例中，由電場補償電路231進行補償的傳送路的波長分散的逆傳遞函 數由於不依賴於電場信號的初始相位，在波長分散的補償量較小的情況下僅受來自鄰接或附近的符號的影響，因此誤差的累積較小，能夠沒有特別問題地進行補償。這樣的初始相位的不定性或相位起伏的增加，使後續的值信號的檢波也變得困難，但本例中通過電相位差動檢波 判斷電路232僅將多值信號的相位成分以緊前的符號為基準進行差動檢波之後進行多值判斷處理，由此迴避其影響。即，由於相位累計電路302僅將相位成分按每個符號進行累計，因此在電場補償後，通過再次僅對相位成分進行差分運算，來恢復原來的多值信號。另外，多值信號的解調法不限於本方法，也可以如後述那樣將相位起伏除去之後進行多值判斷，也可以使用目前提出的各種相位起伏的較大的信號的檢測法，如將振幅成分包括在內進行延遲檢波而進行MLSE (最優序列推定)等。本例的補償間隔T的電場補償電路231中，僅示出了波長分散的補償，但原則上只要是線性的傳送劣化就能夠均衡，例如能夠修正光調製器 解調器的符號間幹涉、傳送路的偏振波模式分散、光濾波器或電濾波器的頻帶劣化等。它們的一部分如果有相位的不定性則難以進行補償，但通過並用後述的相位起伏的除去的處理等，能夠實現補償。上述第3技術例中，電場補償電路1250以補償間隔T/2動作，對電路規模而言，以補償間隔T動作的本實施方式更小。圖9是本實施例中的電場補償電路231的結構例，表示FIR濾波器(A)和查找表
(B)的各實現例。圖9 (A)中，輸入至電場補償電路231的輸入複數電場信號序列311是每一個符號各具有一個採樣點的複數數位訊號。在其內部，由具有I個樣本的延遲時間的延遲電路313、複數抽頭乘法電路314和複數加法電路315構成梯型濾波器，在各樣本時刻依次計算出對延遲的各樣本乘以抽頭權重wi並相加而得到的輸出複數電場信號序列312，並向外部輸出。各複數抽頭的權重是在外部根據補償量及要補償的物理量來預先計算(或者存儲在表中)的值，能夠根據補償數據設定信號316任意地設定。此外，在圖9 (B)的結構中，依次各延遲I個樣本的輸入複數電場信號序列311輸入至電場補償用查找表317，輸出信號是由複數加法電路315逐一樣本地錯開時間來相加併合成出輸出信號。本結構中，還能夠局部地進行非線性效果的補償。查找表317例如以輸入的複數電場信號序列為關鍵詞而記述分散補償後的電場波形。此外，圖5中也可以省略在緊前配置的正交坐標變換電路229。此時，電場補償用查找表317中被輸入極坐標的電場信號<|) (H)和r (n),查找表中將該信號作為關鍵詞來記述分散補償後的電場波形即可。另外，如圖5的例子那樣在本電路的緊後再次進行差動相位檢波的情況下，電場補償用查找表317中還可以記述極坐標的電場波形，此外也可以記述差動檢波後的波形。像這樣通過將前後的坐標變換及差動檢波等的運算處理集中包括在查找表317的功能中，能夠大幅削減電路規模。圖10 (A)及(B)表示本實施例中的接收光電場的頻譜(A)和I個樣本/符號的差動光電場的頻譜(B)。另外，(C)及(D)在後面進行敘述。符號間隔T的接收光多值電場一般如圖10 (A)所示，具有最大擴展到土Fs = ±1/T的頻率頻譜，其能量的大部分集中在±1/ (2T)的範圍。因此，即使將信號的採樣速度降低到I採樣/符號、並如本例那樣使用補償間隔T的電場補償電路231，大致也能夠得到線性劣化的補償效果。但是，若進行這樣的採樣速度的降低，則溢出±1/ (2T)的範圍的信號能量如(B)的斜線部那樣等同地折返而被採樣(產生混疊)，導致修正無論如何也不完全。認為這是圖8 (A)的劣化的原因。
另外，作為上述實施例中的光前端，示出了 2個光延遲檢波型接收器223 — I、223 — 2和I臺光強度接收器135，但只要能夠求出光信號的差動相位和強度(或者振幅)，則不限於該結構。例如第3技術例所示，也可以是省略光強度接收器、根據2臺光延遲檢波型接收器的輸出信號來推定振幅成分的結構。此外，將光延遲檢波器設為使用相位各相差120度的3個光延遲檢波接收器的3相結構等的多相結構，也可以是根據輸出的多相信號通過坐標變換來計算正交成分dI、dQ的結構。此外，dI，dQ軸的方向也只要是適當的、並且是相互正交的軸，則也可以向±45度旋轉方向偏離。但是，在這種情況下，在相位累計時相位旋轉成為0度的是dl軸的方向，因此需要進行累計量的修正運算。根據本實施例，由於使用光延遲檢波器，因此不依賴於輸入光的偏振波狀態，與以往的相干檢波方式不同，並且不需要局部振蕩光源，因此接收器的結構變得簡單。此外，在以往的非相干型的多值光接收器中，由於利用延遲量Ts/2 (Ts是符號時間)的光延遲檢波器和光相位累計器，因此容易產生電場強度為零的零命中，但如果是提案的結構，則能夠使延遲量、相位累計間隔以及符號時間Ts相等，因此能夠大幅減少零命中的概率，提高實用性。同時，波形修正等信號處理所需要的電路也只要是與符號長度相同的最低限的電路規模、動作速度即可。特別是，波長分散補償所需要的電路規模削減為以往的1/4。特別是，通過使用了數位訊號處理的重定時 下採樣電路來提取符號中央時刻的數據，由此提取符號中心時刻的數據，通過僅對符號中心時刻的數據進行差動相位的計算及累計等運算，能夠提高電場波形的再現精度，降低零命中的概率，因此能夠進一步提高相位累計及電場補償的效果。實施例2圖11是表示本發明的第2實施例的結構圖，特別是進行了時鐘提取和偏置修正的例子。以下，對與上述實施例相同的結構賦予相同的標記，並省略說明。時鐘提取電路326是第I實施例中的重定時 下採樣電路301的代替技術，本例中將接收電信號dl的一部分進行分支而作為其輸入。時鐘提取電路326在其內部提取並輸出與整流 符號定時同步的時鐘信號(重複正弦波)，並將它分支而作為各模數變換器226 — I 3的米樣時鐘327來利用。由此，模數變換器226 — I 3總是在輸入多值信號的符號中央時刻進行A/D變換，能夠輸出與符號速度相同的間隔(Ts)的數位訊號。其結果，將A/D變換器226 — I 3的數據速度降低為1/2，提高了從電路的高速性、規模的觀點看的實現性，並且能夠省略數字重定時 下採樣電路301。此外，本例是在內部具備直流模塊電路、將提高了高頻特性的直流除去型平衡型接收器320 - 1,320 一 2用於光多值信號的檢測的例子。市售的很多高頻平衡型接收器是如本例那樣在內部具有DC模塊的直流除去型結構，這樣的部件的利用在如圖7 (A)所示的接收沒有劣化的取得平衡的信號時完全沒有問題。但是，因傳送路的波長分散而劣化的信號有可能如圖7 (B)那樣成為非對稱(本例中上下非對稱，即在作為垂直軸的dQ方向上非對稱)。如果像這樣在接收光電場的二維配置上產生非對稱性，則在緊後的逆正切電路進行的差動相位的測定中產生誤差，導致波長分散補償的精度劣化。圖11是使用了防止這種誤差的發生的偏置修正技術的例子。分散補償量設定電路321中被輸入波長分散量設定信號325,補償間隔T的電場補 償電路231具有如下作用以具有希望的波長分散特性的方式生成波長分散補償數據324，將電場補償電路231內部的FIR濾波器的抽頭量及查找表的內容進行更新。本例的分散補償量設定電路321還在內部生成與波長分散的補償量相應的dl成分的偏置修正信號322和dQ成分的偏置修正信號323，將這些信號通過加法器390 - 1,390 一 2與模數變換後的dl、dQ信號進行數字相加，由此對丟失的直流偏置成分進行修正。圖12是分散補償量設定電路321的結構例。波長分散量設定信號325在內部被分支為2個，一方輸入至抽頭權重計算電路330，生成指定的量的波長分散的抽頭係數，將其作為補償數據設定信號324輸出。這樣的抽頭係數的計算用於計算已知的光纖的波長分散特性的脈衝響應，能夠通過使用了 CPU等的數學計算等簡單地實現。本部分的結構在不使用偏置補償的情況下也相同。另一方的波長分散量設定信號325首先由反轉電路335將符號反轉，用於在波長分散模擬電路332內部生成波長分散的傳遞特性。本電路中被輸入在多值波形生成電路331中生成的比較短的周期(幾十 幾千符號左右)的波形，計算並輸出對輸入波形施加波長分散而得到的劣化波形。然後，延遲檢波模擬電路333將本信號進行延遲檢波接收，計算在平均強度計算電路333中生成的dl成分以及dQ信號的直流成分，將它作為dl成分的偏置修正信號322以及dQ成分的偏置修正信號323向外部輸出。上述的偏置修正信號的計算用於通過模擬來計算在施加規定量的波長分散而得到的多值信號的直接檢波接收時產生的直流偏置量，例如能夠通過簡易的軟體光傳送模擬器來實現。此外，通過預先按每個波長分散的值存儲偏置修正量並將該偏置修正量向存儲器內部存儲並輸出的簡單的結構也能夠順利地實現。圖8(B)是將本發明的波長分散補償中的直流偏置修正的效果通過數值計算來模擬而得到的模擬結果。與不使用偏置修正的圖8 (A)的情況相比，雖微小但各信號點的不均勻會減少，其結果，誤傳送率降低，能夠進一步提高傳送品質。上述的實施例示出了對在波長分散的補償時產生的dl或dQ成分的偏置誤差進行補償的實施例，若預先知道產生直流誤差的原因，則能夠補償其他的劣化原因、P成分的偏置誤差。作為這樣的誤差原因，可以考慮由P成分的直流除去造成的接收平均強度的喪失、由上述的光SN比的劣化造成的P成分的增加、利用左右或上下不對稱的信號點配置的情況(例如，6值相位調製等)等各種狀況。在任何情況下，通過預先將直流偏置的修正量存儲在表等中、或者通過計算來求出、或者以將接收信號的判斷誤差或誤差率反饋而使這些最小的方式自適應地修正等方法，能夠實現偏置修正。此外，也可以在光電場再現後進行如上所述的直流偏置的修正。在該情況下，在圖11中，在原來的光電場被再現的點，即在相位累計電路302和正交坐標變換電路229的後面配置直流偏置加法電路。並且，以使錯誤率或所再現的電場振幅的起伏最小的方式自適應地將直流偏置加到正交坐標的IQ各成分。由此，能夠對原來的光電場的直流偏置的偏差、例如發送側的光電場調製器211的動作點的偏差等進行修正。根據本實施例，通過設置時鐘提取電路而提取符號中心時刻的數據，通過僅對符號中心時刻的數據進行差動相位的計算及累計等的運算而提高電場波形的再現精度，能夠降低零命中的概率，因此能夠進一步提高相位累計及電場補償的效果。此外，通過修正在分散補償時丟失的偏置信號，能夠提高波長分散補償的效果。·實施例3圖13是表示本發明的第3實施例的結構圖，本圖中從對應的圖5或圖11省略光接收器前端部和模數變換部來表示，但這些結構與圖5和圖11相同。本實施例是特別通過數位訊號處理實現前端部的響應特性的均衡、再現光電場信號的相位起伏除去、再現光電場信號的自適應均衡、非延遲檢波的結構。上述結構中，從各模數變換器226 — I 3得到的數位化為2個樣本/符號的dl、dQ、P的各信號在本實施例中首先輸入至前端均衡電路340 - 1,340 - 2,340 - 3，主要被去除由光檢測器或模數變換器等的頻帶劣化引起的波形失真。本均衡電路能夠通過預先固定了抽頭係數的FIR濾波器或自適應均衡FIR濾波器等來實現。另外，這種均衡電路在輸入數位訊號為2個樣本/符號時滿足奈奎斯特條件，能夠最有效地進行波形劣化的修正，但在小於它的情況下也能夠得到波形劣化的修正效果。接著，重定時 下採樣電路301 - U301 - 2,301 一 3使各信號的採樣點向波形的中央偏離，並且以I個樣本/符號進行下採樣而輸出。與上述實施例同樣，根據這些信號計算差動相位A(p (n)和振幅r (n)，並將相位成分通過相位累計電路302累計之後，通過正交坐標變換電路229進行正交變換，通過補償間隔T的電場補償電路231進行波長分散等的線性劣化的補償。相位起伏除去電路341將具有累計的相位成分(p (n)的相位起伏予以抵消來謀求高靈敏度化。作為相位成分cp (n)的相位起伏的原因，有光源本身的振蕩相位的起伏成分、由傳送中重疊的光噪聲引起的成分、由光纖傳送中產生的非線性效果引起的成分、由光延遲檢波器的不完全性或接收器熱噪聲或散粒噪聲引起的成分等各種原因。它們的一部分、特別是時間常數短且容易佔主導地位的由光噪聲引起的成分能夠通過平均化等來降低相位噪聲，由此能夠期待檢測精度及接收靈敏度的提高。作為相位起伏除去電路341的動作算法，幾乎能夠將相干光多值接收器或無線多值接收器的相位起伏的除去的處理原樣採用。例如，在作為多值信號而使用N值的相位多值信號的情況下，能夠利用將接收信號進行複數N次方並消除相位調製成分而得到的相位成分除以N來提取相位起伏成分，並平均化而除去的累乘法(或Viterbi -Viterbi法)。在包含振幅調製的多值信號的情況下，還能夠釆用根據進行了多值判斷時的相位偏差對相位變動進行檢測、平均化而除去的判斷指向法 等然後，由自適應均衡電路342去除接收信號中殘留的線性誤差。然後接收信號由多值判斷電路221變換為數字信息信號230。本例中，由相位起伏除去電路341將再現光電場信號的相位保持為一定值，因此多值判斷電路221能夠如第I技術例的相干光接收器那樣不使用電延遲檢波來進行多值判斷處理。在該情況下，也不需要像第2技術例那樣使用相位預積分處理。但是，在相位起伏除去電路341中也在原理上遺留了初始相位不定的問題、以及在產生急劇的相位變動而相位偏離的情況下不能恢復原來的多值信號的方向的問題。這樣的相位的不定性問題在第I技術例的相干光接收器的情況下也同樣，例如能夠共同地利用在發送側在邏輯上進行差動編碼並進行差動檢測、或者間斷地嵌入對多值信號的正位置進行判別的標誌信號並判斷等的對策。另外，這裡所說的差動編碼 差動檢測是單純用於使多值信號在旋轉運算中不變的邏輯上的編碼處理。相對於此，上述的相位預積分處理及電相位差動檢波 判斷電路232中使用的差動檢波處理是數字數值運算，兩者是不同的處理。從多值判斷電路221得到的誤差信號343輸入至修正量計算電路344，用於自適應均衡電路342的最優化處理。這裡，誤差信號343例如表示實際信號與理想信號的偏差。像這樣，自適應均衡電路342和其自適應修正部(修正量計算電路344)中能夠採用與以往的數字通信中使用的自適應數字濾波器相同的結構及補償算法。例如，修正量計算電路344使用最小二乘誤差(LMS)等的算法，根據誤差信號計算抽頭係數的修正量。根據需要也可以使用判決反饋，或者盲均衡等，也可以代替誤差信號的最小化而進行眼狀開口的最大化或時鐘頻率成分的最小化等最優化處理。能夠通過這樣的自適應均衡電路來修正的信號劣化是偏振波模式分散或波長分散、收發器的符號間幹涉或信號點的位置偏差等。此外，本例中示出了將自適應均衡器配置在判斷電路緊前的例子，但也可以變更配置位置，或者在其他補償電路(前端均衡電路340、電場補償電路231、相位起伏除去電路341)中使用自適應均衡。另外，本實施例中示出了在相位累計後進行相位平均化的結構，但在使用MSPE(多符號相位推定)等的差動信號用的相位噪聲平均化處理的情況下，也可以在相位累計之前進行。此外，相位噪聲除去 噪聲均衡 自適應均衡的處理也不限於該順序，但由於相位起伏是非線性的失真，因此在波長分散補償之前實施更能提高補償精度。根據本實施例，通過具備相位起伏除去電路，具有提高光多值信號的靈敏度而延長傳送距離的效果。其結果，能夠緩和相位的不定性，因此還具有在接收側也能夠通過自適應均衡等方法對傳送劣化及發送側的調製器的符號間幹涉進行線性修正的效果。若為進行延遲檢波的情況，則具有不用在意相位的不定性及接收多值信號的周跳等的相位偏差就能夠簡便地實現多值傳送的效果。此外，若能夠進行自適應均衡，則能夠更精密地進行分散或PMD等的線性劣化的修正。實施例4圖14是本發明的第4實施例的結構圖。示出了本發明的光傳送系統的第一結構。本例是在發送側進行相位預積分、波長分散的預均衡、信號頻帶的窄帶化的數字運算、在接收側進行相位起伏除去之後進行電差動相位檢波的例子。本實施例的光電場發送器350中，首先將所輸入的數字信息信號201向多值符號化電路202輸入而變換為光多值電場信號，將它向相位預累計部204輸入，僅將相位部分按每個符號累計。接著，由採樣速度變換電路206上以2倍採樣之後，由預均衡電路207施加傳送路的傳遞特性(例如波長分散)的逆函數而進行波形的預均衡。本例中還通過奈奎斯特窄帶濾波器351以使信號的頻譜頻帶接近奈奎斯特頻帶±1/ (2Ts)的方式預先進行信號頻帶的窄帶化之後，使用DA變換器208 - 1,208 一 2和光電場調製器211生成光電場信號。上述中的相位預累計和波長分散的預均衡能夠使用本發明的第2技術例中記載的傳送技術，通過與直接檢波多值傳送進行組合來使用，能夠具有簡單地實現複雜的多值信號的長距離光纖傳送的效果。本實施例在延遲檢波接收器內部對光纖214的波長分散的影響進行補償的結構，但其補償量存在上限。例如，若對IOG符號/秒的8值信號施加的波 長分散增加，則如圖7 (B)所示光信號的不均勻變大，隨之，如圖7 (C)所示信號點配置擴散到原點附近。若像這樣信號點接近原點，則有時產生上述的零命中，無法正常進行使用光延遲檢波的差動相位的檢測。因而，為了實現超過該限制的實用的長距離光纖傳送，能夠採用通過發送側的波長分散的預均衡對較大的波長分散進行補償、將光纖傳送後的殘差通過本實施例的接收側的數字分散補償來補償的結構。即，在僅使用預均衡的情況下，檢測波長分散的補償誤差並變更發送側的預均衡量，因此反饋時間(距離)變長，系統變得不穩定或結構變得複雜，通過組合本實施例來僅在接收側進行某種程度的波長分散補償，從而能夠避免向發送側的反饋結構，提聞實用性。另外，本實施例的接收側的分散補償範圍例如在符號率IOG符號/秒的30G比特/秒的多值信號下為±60km以上(相當於圖7 (B))。即使為了實現調製速度100G比特/秒而使調製速度為33G比特/秒,補償範圍也為光纖長度±6km寬度。該值是遠遠大於一般的光纖傳送路長的測定精度的值，可知通過本實施例得到的接收側的波長分散補償量非常廣。另外，不使用本技術的情況的波長分散承受力是上述值的1/2 1/4左右，例如為±2km左右。例如難以將幾百 幾千km長度的傳送路以±2km以下的精度測定，此外由於傳送路的溫度變化等也會產生同程度的誤差。因此，在以往例中，根據環境的變化需要勤變更發送側的預均衡量，因此難以實現穩定的傳送。此外，窄帶化用於提高本實施例的補償間隔T的電場補償電路231的補償效果。本實施例的光延遲檢波接收器中每I個符號僅進行一次相位的檢測運算，因此在接收到的多值信號的頻帶寬的情況下，如上述的圖10 (B)所示，發生混疊，導致波長分散的補償精度降低。奈奎斯特窄帶濾波器351為了避免這些，預先削減信號頻帶，此外同時進行頻譜整形，以免發生符號間幹涉。圖10 (C)是使用了窄帶濾波器351的情況的I個樣本/符號的再現光電場的頻譜，信號能量屬於頻率範圍±1/ (2T)，因此不發生混疊。圖8 (C)是作為理想的奈奎斯特窄帶濾波器351而使用理想矩形濾波器的情況的接收信號的計算例。與圖8(A)相比，通過進行窄帶化，能夠確認分散補償效果幾乎是理想的。作為奈奎斯特窄帶濾波器351，除了上述的矩形濾波器以外，也能夠利用餘弦滾降濾波器等，在能夠容許若干符號間幹涉的情況下能夠廣泛利用巴特沃斯濾波器或橢圓濾波器等的電低通濾波器。此外，本例中用2個樣本/符號的數字濾波器實現了奈奎斯特窄帶濾波器351，但在進一步提高頻率截斷性能的情況下能夠利用過採樣率的濾波器。此外，本濾波器還能夠通過高速模擬電路來實現，在該情況下，只要在DA變換器208 - 1,208 一 2的輸出部配置截斷頻率大致為I/ (2T)的電低通濾波器即可。圖16表示具有窄帶濾波器的光接收器的結構例。圖14的例子中在發送側設置了奈奎斯特窄帶濾波器351，但也可以設置在光接收器300內，也可以例如圖16所示將模數變換器226的輸出信號輸入至奈奎斯特窄帶濾波器351。根據本實施例，通過插入電窄帶濾波器，能夠防止接收器內的I樣本/符號處理中的混疊，提高分散補償效果。實施例5圖15是本發明的第5實施例，示出本發明的光傳送系統的第2結構例。本例是通·過將發送側的數位訊號處理速度降低為I樣本/符號來降低電子電路的尺寸及消耗電力的例子。同時通過光窄帶濾波器352實現奈奎斯特窄帶濾波器，進而在接收器內部的電相位差動檢波 判斷電路232的緊前配置頻帶修正濾波器353。隨之，預均衡電路207也成為I樣本/符號的修正電路，因此補償器的頻帶不夠，只有輸出光頻譜信號的中央部能夠得到波長分散的預均衡效果。本例中，通過使用光窄帶濾波器352來切出其中心頻譜，由此能夠得到與上述的電域的奈奎斯特窄帶濾波器351等效的窄帶信號。光窄帶濾波器352是線性濾波器，因此沒有配置位置的限制，只要是光調製器與光接收器之間則插入到哪裡都可以。例如，也可以在光發送器內部或光接收器內部或光纖傳送路214的中途插入光窄帶濾波器352而進行光信號的窄帶化。此外，既能夠如上述實施例4那樣作為發送側的電奈奎斯特窄帶濾波器351來安裝，也能夠作為接收側的電濾波器來安裝。另外，上述的頻帶修正濾波器353減少因光窄帶濾波器352的影響而生成的符號間幹涉。本來理想的奈奎斯特濾波器不發生符號間幹涉，但光濾波器的製造精度比電濾波器低，因此如本例那樣另設置電修正濾波器來抑制符號間幹涉是有效的。為了提高濾波器的性能，也可以根據需要進行過採樣並再現更平滑的時間波形。若進行例如2倍採樣、將信號頻帶如圖10 (D)那樣平滑地擴大，則能夠與原來的波形的光頻譜圖10 (A)同樣再現光電信號。另外，發送側的採樣速度不限於I樣本/符號，也可以為I. 3樣本/符號等的中間速度的值。這樣，具有將信號頻帶或波形最適當地保持、並且能夠大幅降低預均衡電路的規模及DA變換器的動作速度的優點。根據本實施例，通過插入光的頻帶狹窄濾波器，能夠防止接收器內的I樣本/符號處理中的混疊的發生，並且提高分散補償效果。工業實用性本發明例如能夠適用於光通信領域中的2值調製信號及多值調製信號的長距離傳送和傳送劣化的補償。標記說明
101 :輸入光信號，102 :偏振波分離電路，103 :本振雷射光源，104 :本振光，105 :光多值信號的S偏振波成分，106 :光多值信號的P偏振波成分，107 :光相位分集電路，108 1成分輸出光，109 Q成分輸出光，110 :平衡型光檢測器，111 :A/D變換器，112 :A/D變換器的輸出電信號，113 :數字運算電路，114 :光電場信號，115 :數字運算 判斷電路，116 :多值數位訊號，200 :相位預累計型光電場發送器，201 :數字信息信號， 202 :多值編碼電路，203 :複數多值信息信號，204 :相位預累計部，205 :相位預累計複數多值信息信號，206 :採樣速度變換電路，207 :預均衡電路，208 :DA變換器，209 :驅動電路，210 :雷射光源，211 :光電場調製器,212 :輸出光纖，213 :發送光多值信號,214 :光纖傳送路，215 :接收光多值信號,220 :非相干光電場接收器，221:多值判斷電路，222 :光分支器，223 :光延遲檢波電路，224 :平衡型光接收器，225 :光強度接收器，226 :模數變換器，227 :逆正切運算電路，228 :平方根電路，229 :正交坐標變換電路，230 :數字信息信號，231 :補償間隔T的電場補償電路，232 電相位差動檢波 判斷電路，240 :延遲量T/2的光延遲檢波器，241 :採樣時鐘，242 :延遲調整電路，243 :電接收信號，244 :電場運算部，245 :平方距離運算電路，246 :延遲加法電路，247 :延遲除法電路，248 :運算結果，249:再現光電場信號，250 :補償間隔T/2的電場補償電路，251 :補償量輸入端子，300 :本發明的非相干光電場接收器，301 :重定時 下採樣電路，302:相位累計電路，311 :輸入複數電場信號列，312 :輸出複數電場信號列，313 :延遲電路，314 :複數抽頭乘法電路，315 :複數加法電路，316 :補償數據設定信號，317 :電場補償用查找表，320 :直流除去型平衡型光檢測器，321 :分散補償量設定電路，322 dl成分的偏置修正信號，323 dQ成分的偏置修正信號，324 :波長分散補償數據,325 :波長分散量設定信號，326 :時鐘提取電路，327 :採樣時鐘，330 :抽頭權重計算電路，331 :多值波形生成電路，
332 :波長分散模擬電路，333 :延遲檢波模擬電路，334 :平均強度計算電路，335 :反轉電路，340 :前端均衡電路，341 :相位起伏除去電路，342 自適應均衡電路，343 :誤差信號，344 :修正量計算電路，345 :修正信號， 350 :本發明的光電場發送器，351 :奈奎斯特窄帶濾波器，352 :光窄帶濾波器，353 :頻帶修正濾波器
權利要求
1.一種光接收器，具備具有與接收的光信號的符號時間大致一致的延遲量的耦合型光延遲檢波接收器、模數變換器、差動相位計算電路、相位累計電路、提取上述光信號的振幅成分的光振幅檢測部、光電場信號再現電路、以及對傳送路上的傳送劣化進行補償的傳送劣化均衡器，並且該光接收器接收上述光信號，該光信號是預先設定的符號時間的2值以上的光調製信號； 上述耦合型光延遲檢波接收器具有與接收到的光信號的符號時間大致一致的延遲量，對接收到的該光信號進行檢波並輸出， 上述模數變換器將上述耦合型光延遲檢波器的輸出信號變換為數位訊號， 上述差動相位計算電路輸入該數位訊號，按大致每符號時間計算與緊前的符號時間的上述光信號之間的差動相位， 上述相位累計電路輸入被計算出的差動相位，按接收信號的每符號時間進行累計並計算相位信息， 上述光振幅檢測部提取接收到的光信號的振幅成分， 上述光電場信號再現電路將計算出的相位信息和由上述光振幅檢測部得到的光振幅信息組合而再現光電場信號， 上述傳送劣化均衡器輸入被再現的光電場信號，進行傳送劣化的均衡。
2.如權利要求I所述的光接收器，其特徵在於， 上述傳送劣化均衡器的均衡時間間隔與符號時間大致一致。
3.如權利要求I所述的光接收器，其特徵在於， 上述相位累計電路進行相位累計的定時與接收到的光信號的符號中央時刻大致一致。
4.如權利要求3所述的光接收器，其特徵在於， 還具備重定時電路， 設為上述模數變換器的採樣間隔小於上述符號時間來進行波形的過採樣， 向上述重定時電路輸入上述模數變換器的輸出信號， 上述重定時電路將輸入的信號變換為採樣時刻與接收到的光信號的符號的中央時刻大致一致、並且採樣間隔與上述符號時間一致的數字樣本列，並向上述相位累計電路輸出。
5.如權利要求3所述的光接收器，其特徵在於， 還具備時鐘提取電路， 上述時鐘提取電路以上述耦合型延遲檢波器的輸出信號的一部分或上述光振幅檢測部的輸出信號的一部分作為輸入信號，從輸入信號提取周期與接收到的光信號的符號時間一致的時鐘信號，並向上述模數變換器輸出該時鐘信號， 上述模數變換器按照該時鐘信號對上述耦合型延遲檢波器的輸出信號進行採樣，得到採樣定時與符號中央時刻大致一致的樣本列。
6.如權利要求I所述的光接收器，其特徵在於， 還具備相位起伏除去電路，該相位起伏除去電路以從上述相位累計電路輸出的相位信息或再現的光電場信號或從上述傳送劣化均衡器輸出的光電場信號作為輸入，進行相位起伏的除去。
7.如權利要求1飛中任一項所述的光接收器，其特徵在於， 還具備延遲量與上述符號時間一致的電相位差動檢波電路，上述電相位差動檢波電路以傳送劣化均衡後的光電場信號作為輸入，輸出通過數字數值運算對被輸入的光電場信號整體或者僅對該光電場信號的相位成分進行延遲檢波或差動檢波而得到的信號。
8.如權利要求I所述的光接收器，其特徵在於， 上述光電場振幅提取部具備光強度接收器、第二模數變換器和平方根運算電路， 上述光強度接收器輸入被分支的接收信號的一部分，將其強度成分變換為電信號並輸出， 上述第二模數變換器將該電信號變換為數字樣本列並輸出， 上述平方根運算電路構成為輸入該數字樣本列，進行平方根運算並輸出。
9.如權利要求I所述的光接收器，其特徵在於， 上述傳送劣化均衡器是自動地修正波形劣化的自適應均衡電路。
10.如權利要求I所述的光接收器，其特徵在於， 上述傳送劣化均衡器是具有上述傳送路的波長分散的逆傳遞特性的數字濾波器。
11.如權利要求10所述的光接收器，其特徵在於， 上述傳送劣化均衡器具備對光電場信號的直流偏置成分進行修正的偏置修正部， 上述偏置修正部對光電場信號加上與預先設定的波長分散量相應的偏置信號。
12.如權利要求I所述的光接收器，其特徵在於， 具備窄帶奈奎斯特濾波器，該窄帶奈奎斯特濾波器針對符號時間Ts，帶寬為I/ (2Ts)以上且1/Ts以下， 將上述模數變換器的輸出信號向窄帶奈奎斯特濾波器輸入，並進行數位訊號的窄帶化。
13.如權利要求12所述的光接收器，其特徵在於， 上述光接收器具有頻帶修正濾波器，該頻帶修正濾波器對線性劣化補償後窄帶化的信號的波形失真進行補償。
14.一種光傳送系統,具備 光發送器，生成以信息信號調製的光信號；以及 權利要求I所述的光接收器； 由上述光接收器接收從上述光發送器輸出並在光纖傳送路上傳送後的光信號，並將該光信號變換為信息信號來輸出。
15.如權利要求14所述的光傳送系統,其特徵在於， 上述光電場發送器具有窄帶奈奎斯特濾波器，該窄帶奈奎斯特濾波器針對符號時間Ts，帶寬為I/ (2Ts)以上且1/Ts以下， 預先在電域中對生成的光信號的帶寬進行窄帶化來輸出。
16.如權利要求14所述的光傳送系統,其特徵在於， 上述光傳送系統具備光窄帶濾波器，該光窄帶濾波器針對符號時間Ts，頻帶全寬為I/Ts以上且2/Ts以下， 在上述光發送器或上述光接收器或上述光纖傳送路的中途插入上述光窄帶濾波器，並進行光信號的窄帶化。
17.如權利要求14所述的光傳送系統,其特徵在於，上述光發送器還具有相位預累計電路， 該相位預累計電路將傳送的光信號的相位按每上述符號時間進行累計。
18.如權利要求14所述的光傳送系統,其特徵在於， 上述光發送器還具有預均衡電路， 該預均衡電路具有在發送側預先對至少包含波長分散的上述光纖傳送路的線性劣化、或者上述光接收器所引起的波形的劣化進行均衡的功能。
19.如權利要求15或16所述的光傳送系統,其特徵在於， 上述光接收器具有頻帶修正濾波器，該頻帶修正濾波器對線性劣化補償後窄帶化的信號的波形失真進行補償。
全文摘要
光接收器(300)接收光多值信號(215)並由兩臺光延遲檢波器(223)(設定為延遲時間(T)=符號時間、相位差0度、90度)接收，對輸出信號進行模數變換後進行重定時處理，在符號中心時刻檢測差動相位。在接收器內，將其按每個符號進行累計之後，與從另設置的光強度接收器得到的振幅成分進行合成而再現光電場。然後，由時間間隔(T)的波長分散補償電路(231)對傳送路的波長分散進行補償。此外，通過插入電或光奈奎斯特濾波器而進行頻帶限制，能夠提高波長分散補償效果。
文檔編號H04B10/67GK102971976SQ20108006779
公開日2013年3月13日 申請日期2010年7月9日 優先權日2010年7月9日
發明者菊池信彥 申請人:株式會社日立製作所