相控陣發送裝置及載波洩漏校正方法與流程

2023-12-04 11:25:46 5

本發明涉及使用了相控陣天線的無線信號發送中的、相控陣發送裝置及載波洩漏校正方法。

背景技術：

相控陣天線技術是無線通信裝置或雷達裝置中被廣泛使用的技術。根據這種技術，可進行指向性波束的成形和波束的電子掃描。例如，若適用於無線通信裝置，則能夠形成波束而提高天線增益，擴展通信區域，或者，能夠按照容納用戶數動態地控制覆蓋區域。此外，若適用於雷達裝置，則能夠通過向探測目標物體輻射由相控陣天線形成的指向性高的波束，抑制來自非探測目標物體的反射(雜亂回波反射)，使目標物體的探測精度提高。

相控陣天線技術，通過適當地控制對配置為陣列狀的多個天線元件各自饋電的多個並行發送系統(以下稱為「發送分支」)的相位和振幅，能夠得到作為天線的期望的指向性增益。

作為採用了相控陣技術的以往的相控陣發送裝置的一例，例如已知專利文獻1所公開的結構。圖1是表示專利文獻1所公開的相控陣發送裝置的結構的框圖。圖1所示的相控陣發送裝置(發送機64)包括：本機信號放大器65；多個基帶信號用相移器66-1～66-h；多個正交調製器(混頻器)67-1～67-h；多個發送放大器68-1～68-h；以及多個發送天線69-1～69-h。多個基帶信號用相移器66-1～66-h對於輸入的基帶信號，通過分別給予合適的相位旋轉來控制波束指向性。

此外，作為使所發送的無線信號的質量劣化的要因，有載波信號的洩漏(載波洩漏)。由於載波洩漏是接收處理中的不需要分量，所以接收信號的檢測精度劣化。

作為進行以往的載波洩漏校正的裝置的一例，已知專利文獻2所公開的結構。專利文獻2所公開的裝置將具有恆定的包絡線的測試信號輸入到混頻器，對於來自混頻器的輸出信號進行包絡線檢波得到包絡線信號。在發生載波洩漏(＝dc偏置)的狀態下包絡線信號的振幅變動，在無載波洩漏的狀態下無包絡線信號的振幅變動。因此，進行載波洩漏的校正，使得包絡線信號的振幅變動較小。

現有技術文獻

專利文獻

專利文獻1：日本專利第5252094號公報

專利文獻2：日本特開平8-213846號公報

技術實現要素：

本發明的非限定性的實施例，提供能夠進行考慮了按照波束指向性的切換而變動的載波洩漏的載波洩漏校正的相控陣發送裝置及載波洩漏校正方法。

本發明的一方式的相控陣發送裝置，包括多個發送分支和校正控制單元，所述多個發送分支各自包括：對基帶信號給予相位旋轉的相移單元；對所述相移單元的輸出信號加上第1校正值的第1dc偏置校正單元；和將所述第1dc偏置校正單元的輸出信號變頻到高頻頻帶的混頻器，所述校正控制單元，對於所述相位旋轉中被設定的相位旋轉量的多個候選的各個候選，計算使所述混頻器的輸出信號中包含的載波洩漏分量最小的第2校正值，基於所述第2校正值確定所述第1校正值。

本發明的一方式的相控陣發送裝置包括多個發送分支和校正控制單元，所述多個發送分支各自包括：對基帶信號加上第1校正值的第1dc偏置校正單元；對所述第1dc偏置校正單元的輸出信號給予相位旋轉的相移單元；對所述相移單元的輸出信號加上第2校正值的第2dc偏置校正單元；將所述第2dc偏置校正單元的輸出信號變頻到高頻頻帶的混頻器；和使用所述相位旋轉前的基帶信號，檢測在所述相移單元的前級發生的第1dc偏置的檢測單元，所述校正控制單元基於所述第1dc偏置確定所述第1校正值。

本發明的一方式的載波洩漏校正方法，包括以下步驟：對基帶信號給予相位旋轉的相移步驟；對所述相移步驟的輸出信號加上第1校正值的dc偏置校正步驟；將所述dc偏置校正步驟的輸出信號變頻到高頻頻帶的轉換步驟；以及對於所述相位旋轉中被設定的相位旋轉量的多個候選的各個候選，計算使所述轉換步驟的輸出信號中包含的載波洩漏分量最小的第2校正值，基於所述第2校正值確定所述第1校正值的校正控制步驟。

本發明的一方式的載波洩漏校正方法，包括以下步驟：對基帶信號加上第1校正值的第1dc偏置校正步驟；對所述第1dc偏置校正步驟的輸出信號給予相位旋轉的相移步驟；對所述相移步驟的輸出信號加上第2校正值的第2dc偏置校正步驟；將所述第2dc偏置校正步驟的輸出信號變頻到高頻頻帶的轉換步驟；使用所述相位旋轉前的基帶信號，檢測所述相移步驟的前級發生的第1dc偏置的檢測步驟；以及基於所述第1dc偏置確定所述第1校正值的校正控制步驟。

再者，這些概括性的並且具體的方式，可以由系統、裝置、方法、集成電路、電腦程式、或記錄介質來實現，也可以由系統、裝置、方法、集成電路、電腦程式和記錄介質的任意的組合來實現。

根據本發明的一方式，能夠進行考慮了根據波束指向性的切換而變動的載波洩漏的載波洩漏校正。

從說明書和附圖中將清楚本發明的一方式中的更多的優點和效果。這些優點和/或效果可以由幾個實施方式和說明書及附圖所記載的特徵來分別提供，不需要為了獲得一個或一個以上的同一特徵而提供全部特徵。

附圖說明

圖1表示以往的相控陣發送裝置的結構。

圖2表示本發明的實施方式1的相控陣發送裝置的結構。

圖3表示包絡線檢波單元的輸出波形的一例。

圖4表示相移單元輸出的dc偏置。

圖5表示混頻器輸出的dc偏置。

圖6表示適用了以往的載波洩漏校正方法的情況下的dc偏置。

圖7表示本發明的實施方式1的載波洩漏校正步驟。

圖8表示本發明的實施方式3的相控陣發送裝置的結構。

圖9表示本發明的實施方式3的載波洩漏校正步驟。

圖10表示本發明的實施方式4的相控陣發送裝置的結構。

圖11表示本發明的實施方式4的載波洩漏校正步驟。

具體實施方式

一般而言，發生載波洩漏，原因在於混頻器的不平衡，所以dc偏置校正單元大多被設在混頻器的前級。

相對於此，本發明人發現了不僅是混頻器，在dac(數字-模擬轉換器)和相移單元之間的路徑中也發生dc偏置，若切換波束指向性，則載波洩漏因該dc偏置而變動的現象。

即，可知在圖1那樣的裝置中，即使在相移單元的前級的路徑中也有發生dc偏置(即，載波洩漏)的情況，該載波洩漏因相移單元的波束指向性的切換而變動。因此，除了起因於混頻器所發生的載波洩漏，還需要考慮按照波束指向性的切換而變動的載波洩漏。

這裡，說明有關若切換波束指向性，則載波洩漏變動的機理。

圖2表示本發明的一方式的相控陣發送裝置的結構例。圖2所示的相控陣發送裝置100包括dac10、多個發送分支11-1～11-m、振幅測量單元19、以及校正控制單元20。發送分支11-1～11-m包括：相移單元12-1～12-m、dc偏置校正單元13-1～13-m、混頻器14-1～14-m、功率放大器15-1～15-m、方向性耦合器16-1～16-m、天線17-1～17-m、以及包絡線檢波單元18-1～18-m。

再者，發送分支11-1～11-m的內部結構及動作是相同的，所以在以下的說明中，說明發送分支11-1的動作。

dac10將數位訊號即基帶信號轉換為模擬信號，輸出模擬基帶信號。基帶信號是以i軸信號(實數分量)和q軸信號(虛數分量)表現的複數信號。

在載波洩漏校正時，具有以(式1)表示的恆定包絡線的測試信號s0作為基帶信號被輸入到dac10。

其中，a表示振幅，ωs表示角頻率。

從dac10輸出的模擬基帶信號被分支，被輸入到相移單元12-1。此時，在dac10和相移單元12-1之間的路徑中發生dc偏置。作為dac10和相移單元12-1之間的路徑中的dc偏置的要因，可列舉布線長度或布線寬度的偏差、緩衝器或放大器等(未圖示)的性能偏差等。

若將dac10和相移單元12-1之間的路徑中發生的dc偏置表示為d1(d1為複數)，則輸入到相移單元12-1的信號s1如(式2)那樣表示。

相移單元12-1為了得到期望的波束指向性，對於輸入的信號s1給予適當的相位旋轉。從相移單元12-1輸出的信號s2如(式3)那樣表示。

其中，θ表示由相移單元12-1給予的相位旋轉量，從校正控制單元20輸入。

dc偏置校正單元13-1對於輸入的信號s2(相移單元12-1的輸出信號)加上校正值，進行dc偏置校正。校正值對於i軸信號及q軸信號獨立地設定。從dc偏置校正單元13-1輸出的信號s3如(式4)那樣表示。

其中，d2(d2為複數)表示由dc偏置校正單元13-1施加的dc偏置的校正值，從校正控制單元20輸入。

混頻器14-1對於來自dc偏置校正單元13-1的輸出信號進行正交調製，上變頻(變頻)到高頻頻帶。若將混頻器14-1中發生的dc偏置表示為d3(d3為複數)，則從混頻器14-1輸出的正交調製後的信號s4如(式5)那樣表示。

其中，ωc表示載波頻率。(式5)的第1項表示原來的測試信號分量，第2項表示dc偏置(＝載波洩漏)分量。(式5)的第2項的dall如(式6)那樣表示。

dall＝d1ejθ+d2+d3…(式6)

功率放大器15-1將由混頻器14-1上變頻的高頻信號放大到預定的功率。放大的高頻信號從發送天線17-1作為無線信號被發送。

方向性耦合器16-1取出由功率放大器15-1放大的高頻信號的一部分，輸出到包絡線檢波單元18-1。

包絡線檢波單元18-1對於由方向性耦合器16-1取出的信號進行包絡線檢波。

圖3是表示包絡線檢波單元18-1的輸出波形的一例的圖。

在恆定振幅的正弦波(設角頻率為ωs)作為基帶信號被輸入到dac10的情況下，在不含有載波洩漏分量的理想的狀態下包絡線檢波單元18-1的輸出波形為固定(圖3的虛線)。另一方面，在含有載波洩漏分量的狀態下，包絡線檢波單元18-1的輸出波形為以角頻率ωs、即周期＝2π/ωs變動的信號(圖3的實線)。

振幅測量單元19從包絡線檢波單元18-1～18-m的輸出信號中提取角頻率ωs的分量，檢測載波洩漏分量。例如，振幅測量單元19也可以通過檢測包絡線檢波單元18-1～18-m的輸出信號的最大值和最小值進行載波洩漏分量的檢測。或者，振幅測量單元19也可以使用fft(fastfouriertransform：快速傅立葉變換)或濾波器等提取與載波洩漏分量相當的ωs分量。

校正控制單元20設定相移單元12-1～12-m的相位旋轉量θ。此外，校正控制單元20基于振幅測量單元19所檢測的載波洩漏分量，調整對dc偏置校正單元13-1～13-m設定的校正值d2。

根據(式6)，可知混頻器14-1的輸出中包含的dc偏置分量dall因相移單元12-1中的相位旋轉量θ而變化。以下，使用圖4及圖5詳細地說明以(式6)表示的現象。

圖4是表示從相移單元12-1輸出的信號s2中包含的dc偏置的圖。將輸入到相移單元12-1的dc偏置以d1表示。如圖4所示，dc偏置d1因由相移單元12-1給予的相位旋轉量θ也受到相位旋轉，在圓周c上移動。例如，在未受到相位旋轉的情況下(θ＝0)為d1的狀態，在受到相位旋轉θ的情況下為d1ejθ的狀態。

圖5是表示從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置的圖。再者，在圖5中，將dc偏置校正單元13-1施加的dc偏置的校正值作為d2＝0(即，不進行dc偏置校正的狀態)。如圖5所示，信號s4中包含的dc偏置，成為被輸入到相移單元12-1的dc偏置d1和混頻器14-1中發生的dc偏置d3合成的狀態。

圖5所示的原點o和圓周c上的點之間的距離表示從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置的大小。這裡，圖5所示的圓周c的中心從原點o相當於偏移dc偏置d3。因此，如圖5所示，若相位旋轉量θ變化，則在圓周c上移動的dc偏置的大小(距原點o的距離)也變化。例如，未受到相位旋轉的情況下(θ＝0)，dc偏置以d1+d3表示，受到相位旋轉θ的情況下，dc偏置以d1ejθ+d3表示。

這樣，dc偏置(即，載波洩漏分量)的大小因相移單元12-1對基帶信號給予的相位旋轉量θ而變動，所以在未考慮相位旋轉量θ的以往的載波洩漏校正方法中，接收裝置中的接收性能因載波洩漏分量的變動而劣化。

圖6是表示在以往的載波洩漏校正方法中，θ＝0的狀態下進行載波洩漏校正的情況下的dc偏置的一例的圖。

若對於θ＝0的狀態(即，圖5的以d1+d3表示的dc偏置)進行載波洩漏校正(例如，校正值d2＝-(d1+d3))，則d1移動到原點o。由此，在θ＝0的狀態下，載波洩漏分量為零。

可是，如圖6所示，在θ＝0以外的相位旋轉量中發生載波洩漏分量(d1ejθ-d1)。即，在以往的載波洩漏校正方法中，相移單元12-1的相位旋轉量θ在特定的條件(圖6中θ＝0)中能夠除去載波洩漏分量，但相移單元12-1的相位旋轉量θ若因波束指向性的切換而變更，則無法除去載波洩漏分量。即，起因於與相位旋轉量θ對應的載波洩漏分量的變動，例如圖3所示的有載波洩漏(實線)的情況下的包絡線檢波單元18-1的輸出波形的大小(正弦波的振幅)變動。

如以上，在以往的載波洩漏校正方法中，在切換波束指向性的情況下，因相移單元12-1的前級發生的dc偏置d1(即，受到了相位旋轉的dc偏置)，有所謂發送的信號中包含的載波洩漏分量變動的問題。因此，在以往的載波洩漏校正方法中，不能充分地除去載波洩漏，接收裝置中的接收信號的檢測精度劣化。

此外，即使將相位旋轉量θ變更為與θ＝0不同的其他值進行載波洩漏校正，也解決不了載波洩漏量隨著相位旋轉量θ的變化而變動的問題。

因此，在本發明的非限定性的實施例中，即使在切換波束指向性的情況下，也抑制載波洩漏分量的變動，或者，抑制載波洩漏分量。

以下，說明本發明的相控陣發送裝置的實施方式。再者，在以下的各實施方式中，對相同的結構附加相同的標號，省略重複的說明。以下，將使用了相控陣天線技術的無線發送裝置(包括相控陣天線的無線發送裝置)記載為相控陣發送裝置。

(實施方式1)

本實施方式的相控陣發送裝置的結構，基本結構與圖2所示的相控陣發送裝置100是共同的，所以引用圖2來說明。

在本實施方式中，相控陣發送裝置100的校正控制單元20對於相移單元12-1中的被設定相位旋轉的相位旋轉量θ的多個候選(以下表示為相位設定θn(n＝0，1，…，n-1。n為2以上的整數))，分別計算使混頻器14-1的輸出信號s4中包含的載波洩漏分量為最小的校正值(後述的d2n)，基於算出的校正值d2n，確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2。

再者，在以下，發送分支11-1～11-m的內部結構及動作是相同的，所以說明發送分支11-1的動作。

以下，說明在本實施方式中確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值的原理。

這裡，作為一例，說明n＝2的情況。將2個相位設定分別設為θ0、θ1。θ0和θ1是彼此不同的值。

將相移單元12-1的相位設定設為θ0時的從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置，根據(式6)，如(式7)那樣表示。

校正控制單元20調整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得在該狀態下載波洩漏分量最小(即，dal1＝0)。對於相位設定θ0在調整後得到的校正值d20，通過在(式7)中代入dall＝0，如(式8)那樣表示。

同樣地，將相移單元12-1的相位設定設為θ1時的從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置，根據(式6)，如(式9)那樣表示。

校正控制單元20調整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得在該狀態下載波洩漏分量最小(即，使得dall＝0)。對於相位設定θ1在調整後得到的校正值d21，通過在(式9)中代入dall＝0，如(式10)那樣表示。

然後，校正控制單元20基於(式8)所示的校正值d20及(式10)所示的校正值d21，進行(式11)的運算，使得抵消dc偏置d1。

由此，混頻器14-1中發生的dc偏置d3如(式12)那樣求。

因此，校正控制單元20將對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2確定為d2＝-d3，以除去以(式12)表示的dc偏置d3。dc偏置校正單元13-1使用校正值d2進行dc偏置校正。由此，(式6)所示的dc偏置(＝載波洩漏)如(式13)那樣表示。

dall＝d1ejθ…(式13)

該dc偏置校正單元13-1的校正處理，相當於從圖5所示的狀態(包含dc偏置d1、d3的狀態)，除去圖4所示的狀態(dc偏置d3被除去，僅包含dc偏置d1的狀態)。這樣一來，在dc偏置校正後，從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置分量dall為起因於混頻器14-1的dc偏置d3被除去的、振幅|d1|的正弦波。

由此，即使在相移單元12-1中切換波束指向性(相位旋轉量θ)，由於dc偏置分量dall的振幅以|d1|為恆定，所以載波洩漏量也不變化而為恆定。例如，在圖3所示的有載波洩漏(實線)的情況下的包絡線檢波單元18-1的輸出波形的大小(正弦波的振幅)，即使相位旋轉量θ變化也是恆定的。這樣一來，在相控陣發送裝置100中，即使切換波束指向性，載波洩漏分量也無變動，所以能夠降低載波洩漏分量的變動對接收信號的檢測精度產生的影響。

再者，將n＝2的情況作為一例進行了說明，但對於n為3以上的情況，本實施方式也可適用。

具體而言，校正控制單元20對於多個相位設定θn(n＝0，1，…，n-1)的每一個，調整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得載波洩漏分量最小。對於相位設定θn在調整後得到的校正值d2n(校正候選值)如(式14)那樣表示。

由此，對於2個未知數d1、d3，得到n個(式14)，所以如果n為2以上，則能夠求解對2個未知數d1、d3的聯立方程式。因此，即使在n為3以上的情況下，校正控制單元20通過求解從n個(式14)選擇出的任意2個式，就能夠求dc偏置d3的值。

例如，n＝3的情況下，得到有關與相位設定θ0、θ1、θ2分別對應的調整後的3個(式14)校正值d20、d21、d22。因此，校正控制單元20通過求解d20和d21、d21和d22、d22和d20的3個組合，得到3個d3的值。校正控制單元20使用3個d3的值之中其中1個的值，也可以確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2(＝-d3)。

或者，校正控制單元20也可以求多個d3的平均值來確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2(＝-d3)。理想地，得到的多個d3的值一致，而在實踐中，因噪聲或電路的特性偏差，預計得到的d3的值也偏差。因此，校正控制單元20通過將多個d3的值進行平均，能夠減輕偏差的影響。

以上，說明了確定本實施方式中的校正值d2的原理。

接著，說明本實施方式中的相控陣發送裝置100的載波洩漏校正方法。圖7是表示本實施方式中的相控陣發送裝置100的載波洩漏校正方法的流程圖。

首先，對dac10輸入測試信號(步驟s100)。

接著，校正控制單元20對於相位設定θn設定為n＝0(初期值)(步驟s101)。

接著，校正控制單元20將相移單元12-1的相位旋轉量設定為θn(步驟s102)。

接著，校正控制單元20調整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得載波洩漏分量最小，對於相位設定θn將調整後得到的校正值作為d2n(步驟s103)。

接著，校正控制單元20判定是否n＝n-1(步驟s104)。在不是n＝n-1的情況下(步驟s104：「否」)，校正控制單元20設為n＝n+1(步驟s105)，返回到步驟s102的處理。

另一方面，在n＝n-1的情況下(步驟s104：「是」)，校正控制單元20基於校正值d2n(n＝0、1、…n-1)計算dc偏置d3，使用算出的dc偏置d3，求對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2(＝-d3)(步驟s106)。

最後，校正控制單元20將步驟s106中求得的校正值d2設定在dc偏置校正單元13-1中(步驟s107)。

以上，如說明的那樣，本實施方式的相控陣發送裝置100對於多個相位設定調整使dc偏置最小的校正值，並基於對於多個相位設定調整的多個校正值，確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值。

因此，在本實施方式中，即使在相控陣發送裝置100中切換波束指向性(相位旋轉量θ)的情況下，也能夠除去混頻器14-1中發生的dc偏置d3，並且抑制相移單元12-1的前級發生的dc偏置d1造成的載波洩漏分量的變動，所以能夠抑制接收裝置中的接收信號的檢測精度的劣化。

(實施方式2)

本實施方式的相控陣發送裝置的結構，基本結構與圖2所示的相控陣發送裝置100是共同的，所以引用圖2來說明。

此外，本實施方式中的相控陣發送裝置100的載波洩漏校正方法，與圖7所示的流程圖相同，所以省略說明。

在本實施方式中，相控陣發送裝置100(校正控制單元20)對於以(式15)表示的多個相位設定θn分別調整使dc偏置最小的校正值d2n，並基於調整後的各校正值d2n確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2。

(n＝0、1、…、n-1。n為2以上的整數。θa是任意的相位)

即，在本實施方式中，在多個相位設定θn中，被分別設定將1周期(2π)進行n等分的值。

根據(式6)，在從將相移單元12-1的相位設定設為θn時的混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置如(式16)那樣表示。

校正控制單元20調整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得在該狀態下載波洩漏分量為最小(即，使得dall＝0)。對於相位設定θn在調整後得到的校正值d2n，通過在(式16)中代入dall＝0，如(式17)那樣表示。

然後，如(式18)，校正控制單元20求在調整後得到的n個校正值d2n的平均值。

(式18)的第1項為首項「-(d1/n)ejθa」、公比「ej(2π/n)」的等比數列的n個項之和，所以為零。因此，(式18)以(式19)表示。

即，校正控制單元20可以基於校正值d2n的平均值，求在混頻器14-1中發生的dc偏置d3。

校正控制單元20將對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2設定為d2＝-d3，以將(式19)表示的dc偏置d3除去。dc偏置校正單元13-1使用校正值d2進行dc偏置校正。

由此，與實施方式1同樣，在dc偏置校正後，從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置分量如(式13)那樣表示。即，dc偏置校正單元13-1中起因於混頻器14-1的dc偏置d3被除去，所以dc偏置分量dall為振幅|d1|的正弦波。因此，與實施方式1同樣，即使在相移單元12-1中波束指向性(相位旋轉量θ)被切換，也能夠使載波洩漏量為恆定。

由此，即使在相控陣發送裝置100中切換波束指向性(相位旋轉量θ)的情況下，也能夠除去混頻器14-1中發生的dc偏置d3，並且抑制相移單元12-1的前級發生的dc偏置d1造成的載波洩漏分量的變動，所以能夠抑制接收裝置中的接收信號的檢測精度的劣化。

特別地，n＝2的情況下(例如，θ0＝0、θ1＝不)，(式19)如(式20)那樣表示。

這種情況下，對dc偏置校正單元13-1設定的校正值d2如(式21)那樣表示。

即，在本實施方式中，對dc偏置校正單元13-1設定的校正值d2從求校正值d20的步驟、求校正值d21的步驟、以及求d20及d21的平均值的步驟來求。特別地，能夠以平均值的計算處理進行從d20及d21求dc偏置d3的處理(圖7的步驟s106的處理)，所以與實施方式1比較能夠簡單地實現。因此，根據本實施方式，在相控陣發送裝置100中，能夠比實施方式1進一步削減在載波洩漏的校正上需要的時間(處理量)。

(實施方式3)

在實施方式1及2中，在切換了波束指向性的情況下，dc偏置被校正，使得載波洩漏分量不變動。相對於此，在本實施方式中，說明校正dc偏置，使得能夠進一步除去相移單元12-1的前級發生的dc偏置的方法。

圖8是表示本實施方式的相控陣發送裝置200的結構的框圖。再者，在圖8中，對與圖2同樣的結構部分附加相同的標號，並省略其說明。在圖8中，與圖2不同的方面是，在各相移單元12-1～12-m的前級分別追加了dc偏置校正單元21-1～21-m。

再者，發送分支11-1～11-m的內部結構及動作是相同的，所以在以下的說明中，說明發送分支11-1的動作。

dc偏置校正單元21-1對於從dac10分支的模擬基帶信號(即，相位旋轉前的基帶信號)施加校正值，將校正後的信號輸出到相移單元12-1。

除了實施方式1的動作以外，校正控制單元20還確定對dc偏置校正單元21-1～21-m設定的校正值。具體而言，校正控制單元20使用對於多個相位設定θn的每一個得到的校正值d2n，確定校正值(即，-d1)，以將相移單元12-1的前級發生的dc偏置d1除去。

以下，說明求對dc偏置校正單元21-1給予的校正值的方法。

這裡，假設校正控制單元20在n＝2的情況中，根據實施方式1中說明的(式12)，求對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2(＝-d3)。

與實施方式1同樣，校正控制單元20調整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得在2個相位設定θ0、θ1的每一個中載波洩漏分量為最小。對於相位設定θ0、θ1的每一個在調整後得到的校正值d20、d21以(式8)、(式10)表示。

這裡，校正控制單元20基於(式8)所示的校正值d20及(式10)所示的校正值d21，以抵消dc偏置d3而進行(式22)的運算。

由此，相移單元12-1的前級發生的dc偏置d1如(式23)那樣來求。

因此，校正控制單元20將對dc偏置校正單元21-1給予的校正值確定為-d1，以除去以(式23)表示的dc偏置d1。dc偏置校正單元21-1使用校正值-d1進行dc偏置校正。

由此，在dc偏置校正單元21-1中相位旋轉前dc偏置d1被除去，dc偏置校正單元13-1中起因於混頻器14-1的dc偏置d3被除去，所以用(式6)表示的dc偏置分量dall為零。

這樣一來，在相控陣發送裝置200中，即使切換波束指向性，載波洩漏分量也被除去，所以能夠防止載波洩漏分量的變動造成的接收信號的檢測精度的劣化。

接著，說明本實施方式中的相控陣發送裝置200的載波洩漏校正方法。

圖9是表示本實施方式中的相控陣發送裝置200的載波洩漏校正方法的流程圖。再者，在圖9中，對與實施方式1(圖7)相同的動作附加相同的標號，並省略其說明。

校正控制單元20基於步驟s103中求得的校正值d2n(n＝0、1、…、n-1)，求對dc偏置校正單元21-1給予的校正值-d1(步驟s200)。然後，校正控制單元20將步驟s200中求得的校正值-d1設定在dc偏置校正單元21-1中(步驟s201)。

再者，在圖9中，步驟s106和步驟s200也可以調換序號，步驟s107和步驟s201也可以調換序號。

這樣，在本實施方式中，在相控陣發送裝置200中，通過追加dc偏置校正單元21-1，不僅校正混頻器14-1中發生的dc偏置，還可校正相移單元12-1的前級發生的dc偏置。由此，根據本實施方式，即使在相控陣發送裝置200中切換波束指向性(相位旋轉量θ)的情況下，也能夠除去相移單元12-1的前級發生的dc偏置d1及混頻器14-1中發生的dc偏置d3兩者，所以能夠抑制接收裝置中接收信號的檢測精度的劣化。

(實施方式3的變形1)

特別地，在使得θ0和θ1之間的相位差為π而選擇了θ0和θ1的情況下，例如，在θ0＝0、θ1＝π的情況下，(式23)如(式24)那樣。

由此，校正控制單元20能夠通過比(式23)簡單的運算來求對dc偏置校正單元21-1給予的校正值-d1。

(實施方式3的變形2)

作為求dc偏置d1的另一例子，有如下那樣的方法。

如前述，對於多個相位設定θn得到的校正值d2n以(式14)表示。

這裡，若將(式14)變形，則如(式25)那樣。

d3以實施方式1和實施方式2中說明的方法來求。由此，校正控制單元20對於某個n(例如，n＝1)，通過代入d2n、d3，能夠求相移單元12-1的前級發生的dc偏置d1。

(實施方式3的變形3)

作為求dc偏置d1的另一方法，有如下的方法。在使用以(式15)表示的多個相位設定θn的情況下，校正控制單元20對於校正值d2n(n＝0、1、…、n-1)進行(式26)的運算。

(式26)的第2項為首項「-(d3/n)e-jθa」、公比「e-j(2π/n)」的等比數列的n個項之和，所以為零。因此，(式26)以(式27)表示。

由此，校正控制單元20能夠求對dc偏置校正單元21-1給予的校正值-d1。如變形(variation)3那樣，校正控制單元20通過使用n個校正值d2n來求dc偏置d1，與使用(式25)的情況相比，能夠提高校正值-d1的精度。

特別地，在n＝2的情況下，(式27)為(式24)，校正控制單元20能夠以簡單的處理來求對第1dc偏置校正單元211給予的校正值。

(實施方式4)

圖10是表示本實施方式的相控陣發送裝置300的結構的框圖。再者，在圖10中，對與圖2或圖8同樣的結構部分附加相同的標號，並省略其說明。

在圖10中，與圖8的不同是，追加了用於直接檢測被輸入到相移單元12-1～12-m的信號的dc偏置的電壓測量單元31-1～31-m。

此外，發送分支11-1～11-m的內部結構及動作是相同的，所以在以下的說明中，說明發送分支11-1的動作。

電壓測量單元31-1通過測量dc偏置校正單元21-1的輸出電壓，檢測相移單元12-1的前級發生的dc偏置。即，電壓測量單元31-1測量輸入到相移單元12-1的i軸信號及q軸信號(即，相位旋轉前的基帶信號)各自的電壓值。此外，在i軸信號及q軸信號分別作為差動信號構成的情況下，電壓測量單元31-1測量差動信號兩者的電壓。

校正控制單元20按照從電壓測量單元31-1輸入的電壓值(dc偏置)，控制對dc偏置校正單元21-1給予的校正值，以將該dc偏置除去。dc偏置校正單元21-1將從校正控制單元20輸入的校正值施加在模擬基帶信號中，進行dc偏置校正。

此外，校正控制單元20在dc偏置校正單元21-1使用校正值d1進行了dc偏置校正後，確定校正值d2，以將混頻器14-1中發生的dc偏置除去。換句話說，校正控制單元20在相移單元12-1的前級發生的dc偏置被除去的狀態下，確定用於除去混頻器14-1中發生的dc偏置的校正值d2。

接著，說明本實施方式中的相控陣發送裝置300的載波洩漏校正方法。

圖11是表示本實施方式中的相控陣發送裝置300的載波洩漏校正方法的流程圖。

首先，將輸入到dac10的基帶信號設為無信號狀態(步驟s300)。由此，在無信號狀態中電壓測量單元22-1所測量的電壓值為表示相移單元12-1的前級發生的dc偏置的值。

接著，校正控制單元20基於由電壓測量單元31-1測量的dc偏置(電壓值)，調整dc偏置校正單元21-1，以將相移單元12-1的前級發生的dc偏置除去(步驟s301)。例如，校正控制單元20基於由電壓測量單元31-1測量的dc偏置d1，也可以對dc偏置校正單元21-1確定校正值-d1。

接著，dac10被輸入測試信號(步驟s302)。

最後，校正控制單元20調整dc偏置校正單元13-1，使得載波洩漏分量為最小(步驟s303)。

這裡，通過步驟s301的處理，在相控陣發送裝置300中，成為相移單元12-1的前級發生的dc偏置被除去的狀態。因此，在步驟s303中，相控陣發送裝置300能夠不考慮相移單元12-1造成的dc偏置d1的相位旋轉(例如，參照圖5)，而除去在混頻器14-1中發生的dc偏置d3。

這樣，在本實施方式中，相控陣發送裝置300中，能夠通過設置電壓測量單元31-1，直接檢測相移單元12-1的前級發生的dc偏置(電壓值)，調整dc偏置，以除去檢測出的dc偏置。此外，相控陣發送裝置300能夠在調整了相移單元12-1的前級發生的dc偏置後，通過進行dc偏置校正單元13-1中的dc偏置的調整，充分地抑制發送分支整體的載波洩漏。

以上，說明了本發明的各實施方式。

再者，圖7、圖9、圖11的流程圖是表示對1個發送分支11-1的dc偏置的校正方法的流程圖，對於剩餘的發送分支11-2～11-m也能夠以同樣的方法校正dc偏置。

此外，在發送分支11-1～11-m之中、進行任一個發送分支中dc偏置校正的期間，可以將不進行dc偏置校正的其他發送分支的電源設為關斷(off)的狀態，也可以設為接通(on)的狀態。通過將不進行校正的其他發送分支的電源設為關斷的狀態，能夠抑制校正中的相控陣發送裝置的功耗。另一方面，通過將不進行校正的其他發送分支的電源設為接通的狀態，能夠與通常的動作時相同的溫度進行dc偏置校正。在載波洩漏因溫度而變動的情況下，通過將所有的發送分支設為接通狀態進行校正，即使在通常動作時也能夠維持抑制了載波洩漏的狀態。

此外，在發送分支11-1～11-m之中、進行任一個發送分支的dc偏置校正的期間，將不進行dc偏置校正的其他發送分支的電源設為接通(on)狀態的情況下，也可以將不進行dc偏置校正的發送分支的功率放大器15-1～15-m設為關斷(off)狀態。或者，在功率放大器15-1～15-m和發送天線17-1～17-m之間設置天線開關(未圖示)，在發送分支11-1～11-m之中、將不進行dc偏置校正的發送分支的電源設為接通狀態的情況下，也可以將天線開關設為關斷的狀態。在發生發送天線17-1～17-m間的繞入的情況下，不進行校正的發送分支的信號繞入到進行校正的發送分支11中，發生幹擾而校正有可能未正確地進行。相對於此，通過將沒有進行校正的發送分支11的功率放大器15-1～15-m、或天線開關設為關斷(off)，能夠抑制對校正中的發送分支11的幹擾。

此外，進行載波洩漏校正的定時，可以是電源起動時，只要對相控陣發送裝置的原來的功能不產生影響的定時，則也可以在通常動作中進行。此外，也可以在電源起動時及通常動作時的其中一個中進行載波洩漏的校正。例如，在動作中周圍溫度較大變化的情況下，假定載波洩漏量也變化，以前求得的校正值不是最佳的。這樣的情況下，也可以在相控陣發送裝置內設置溫度傳感器，在由溫度傳感器檢測的溫度發生恆定以上的變化的情況下，校正控制單元20再次進行載波洩漏的校正。或者，通過周期性地提供用於對基帶信號進行載波洩漏校正的測試信號來周期性地確認載波洩漏量，在載波洩漏量增大的情況下也可以進行再次校正。

此外，在上述實施方式中，通過例子說明了用硬體構成本發明的一方式的情況，但也可以在與硬體的協同中通過軟體實現本發明。

此外，用於上述實施方式的說明中的各功能塊通常被作為具有輸入端子和輸出端子的集成電路即lsi來實現。集成電路控制在上述實施方式的說明中使用的各功能塊，也可以包括輸入端子和輸出端子。這些功能塊既可以被單獨地集成為單晶片，也可以包含一部分或全部地被集成為單晶片。雖然這裡稱為lsi，但根據集成程度，可以被稱為ic(integratedcircuit；集成電路)、系統lsi、超大lsi(superlsi)、或特大lsi(ultralsi)。

此外，集成電路化的方法不限於lsi，也可使用專用電路或通用處理器來實現。也可以使用可在lsi製造後編程的fpga(fieldprogrammablegatearray：現場可編程門陣列)，或者使用可重構lsi內部的電路單元的連接、設定的可重構處理器(reconfigurableprocessor)。

再者，隨著半導體的技術進步或隨之派生的其它技術，如果出現能夠替代lsi的集成電路化的技術，當然可利用該技術進行功能塊的集成化。還存在著適用生物技術等的可能性。

標號說明

100，200，300相控陣發送裝置

10dac

11發送分支

12相移單元

13，21dc偏置校正單元

14混頻器

15功率放大器

16方向性耦合單元

17發送天線

18包絡線檢波單元

19振幅測量單元

20校正控制單元

31電壓測量單元