具有部分自激振蕩倒相電路的電子鎮流器的製作方法

2023-10-25 16:35:37

專利名稱：具有部分自激振蕩倒相電路的電子鎮流器的製作方法
技術領域：
本發明涉及用於諸如螢光燈的氣體放電燈的電子鎮流器。更具體而言，本發明涉及一種用於響應於相位控制電壓驅動並控制螢光燈亮度的兩線電子調光鎮流器。
背景技術：
在過去的幾年內，諸如螢光燈的氣體放電燈作為替換常規白熾燈的使用有了大幅度增長。與白熾燈比較，螢光燈通常更高效並且提供更長的使用期限。在一些區域，例如加利福利亞，州法律要求新建的一些區域配備只能使用螢光燈。氣體放電燈必須由鎮流器驅動以正確地照明。鎮流器從交流電流(AC)電源接收 AC電壓並且產生適當的高頻電流用於驅動螢光燈。調光鎮流器，其可控制相連的螢光燈的亮度，通常具有至少三個連接連接至來自AC電源的轉換熱電壓、連接至AC電源的不帶電側、連接至所需亮度的控制信號，所述控制信號例如為來自標準三線調光電路的相位控制電壓。一些電子調光鎮流器，例如由Lutron Electronics有線公司製造的螢光Tu-Wire 調光器電路，僅要求兩個連接，例如連接至來自調光器的相位控制電壓以及連接至AC電源的不帶電側。大部分現有技術的鎮流器電路通常設計並打算用於商業用途。這導致大部分現有技術的鎮流器價格較高並且相當難以安裝並使用，並且因而不適合住宅安裝。所以，需要一種小型、低成本的兩線電子調光鎮流器，其可能結合螢光燈一起被低能源消費者使用替換白熾燈。

發明內容
根據本發明的一個實施方式，用於驅動氣體放電燈的電子鎮流器包括用於產生大體上為DC的總線電壓的總線電容、用於將DC總線電壓轉變為高頻AC電壓以驅動燈泡的倒相電路，以及控制電路。所述倒相電路包括具有用於產生高頻AC電壓的初級繞組的主變壓器、電耦合至所述主變壓器的初級繞組以引導電流在交替的基礎上通過所述初級繞組的第一及第二半導體開關，以及用於分別在逐周期的基礎上控制所述第一及第二半導體開關的第一及第二驅動電路。所述控制電路耦合至所述倒相電路的第一及第二驅動電路用於控制所述第一及第二半導體開關。所述第一及第二驅動電路響應於來自所述主變壓器的第一控制信號及接收自所述控制電路的第二控制信號而控制相應的第一及第二半導體開關。在此還描述了用於電子鎮流器的多開關電源轉換器。所述電源轉換器包括具有用於產生振蕩輸出電壓的初級繞組的主變壓器，以及電耦合至所述主變壓器的初級繞組以引導電流在交替的基礎上通過所述初級繞組的第一及第二半導體開關。所述電源轉換器進一步包括可操作以在逐周期的基礎上響應於來自所述主變壓器的第一控制信號及接收外部控制電路的第二控制信號而控制所述第一半導體開關的第一驅動電路。另外，所述第一驅動電路可控制所述第一半導體開關，並且所述電源轉換器進一步可進一步包括用於在逐周期的基礎上響應於來自所述主變壓器的第三控制信號及接收所述外部控制電路的第四控制信號而控制所述第二半導體開關的第二驅動電路。根據本發明的另一個實施方式，多開關電源轉換器包括(1)具有用於產生振蕩輸出電壓的初級繞組的主變壓器；( 電耦合至所述主變壓器的初級繞組以引導電流在交替的基礎上通過所述初級繞組的第一及第二半導體開關；以及C3)用於分別在逐周期的基礎上響應於來自所述主變壓器的第一控制信號及接收外部控制電路的第二控制信號而控制所述第一及第二半導體開關的第一及第二驅動電路。還公開了一種用具有倒相電路及控制電路的電子鎮流器驅動氣體放電燈的方法。 所述倒相電路包括具有跨越所述倒相電路輸出端偶聯的初級繞組的主變壓器、電耦合至所述主變壓器的初級繞組的第一及第二半導體開關，以及分別偶聯至所述第一及第二半導體開關的第一及第二驅動電路。所述方法包括以下步驟(1)產生通過所述主變壓器的初級繞組的高頻AC電壓；(2)從所述主變壓器得到第一控制信號；(3)從所述控制電路接收第二控制信號；以及(4)在逐周期的基礎上控制所述第一及第二半導體開關以在交替的基礎上響應於所述第一及第二控制信號引導電流通過所述初級繞組。另外，在此描述了一種倒相電路，其包括總線電容、變壓器、第一及第二控制器開關及控制電路。所述變壓器具有初級繞組，其包括在中心抽頭處連接的第一及第二繞組部分並具有第一及第二端子。所述總線電容跨越中心抽頭及交點之間的DC總線電壓連接。 所述第一開關偶聯在所述交點及所述初級繞組的第一端子之間，而所述第二開關偶聯在所述交點與所述初級繞組的第二端子之間。所述控制電路控制所述第一及第二開關的導電狀態，使得來自總線電容的電流交替地通過所述第一及第二繞組部分從而產生具有幅度大約為通過所述初級繞組的DC總線電壓兩倍的大致方形波電壓。所述控制電路包括第一及第二驅動電路，每個開關，分別偶聯至所述第一及第二開關的控制輸入端。所述第一及第二驅動電路接收相應的第一及第二控制信號。所述變壓器具有第一及第二磁耦合的驅動繞組， 每個開關，其分別流入所述第一及第二驅動電路以交替地打開所述第一及第二開關。另外， 在來自所述第一及第二驅動繞組的電流分別提供所述第一及第二開關導通之前，所述第一及第二控制信號提供所述第一及第二開關非導通。根據本發明的另一個實施方式，一種用於驅動氣體放電燈的電子鎮流器包括用於產生大體上為DC的總線電壓的總線電容、用於將DC總線電壓轉變為高頻AC電壓以驅動燈泡的倒相電路、可操作為產生表示流過所述燈泡的燈泡電流幅度的燈泡電流控制信號的燈泡電流測量電路、以及可操作以接收燈泡電流控制信號並響應於所述燈泡電流的幅度控制所述倒相電路的控制電路。所述倒相電路包括具有用於產生高頻AC電壓的初級繞組的主變壓器、電耦合至所述主變壓器的初級繞組以引導電流在交替的基礎上通過所述初級繞組的第一及第二半導體開關，以及用於分別在逐周期的基礎上控制所述第一及第二半導體開關的第一及第二驅動電路。所述控制電路耦合至所述倒相電路的第一及第二驅動電路用於響應於所述燈泡電流的幅度而控制所述第一及第二半導體開關。所述第一及第二驅動電路響應於來自所述主變壓器的第一控制信號及接收所述控制電路的第二控制信號而控制相應的第一及第二半導體開關。根據本發明另一個方面，開關電源轉換器由大致DC總線電壓產生高頻AC電壓， 所述DC總線電壓通過總線電容產生。所述開關電源轉換器包括適用於引導轉換電流穿過所述總線電容的半導體開關，以及可操作用於縮放所述轉換電流以產生縮放電流的控制電路，積分所述縮放電流以產生表示所述縮放電流的積分控制信號，將所述積分電流與閾值電壓進行比較，並且響應於到達所述閾值電壓的所述積分控制信號而使得所述半導體開關為非導通。在此還描述了一種用於電子鎮流器的控制開關電源轉換器的方法。所述電源轉換器具有蓄能電容器及至少一個用於引導轉換電流的半導體開關。所述方法包括以下步驟 (1)縮放所述轉換電流以產生縮放電流；( 積分所述縮放電流以產生表示所述縮放電流的積分控制信號；C3)將所述積分電流與閾值電壓進行比較；以及(4)響應於到達所述閾值電壓的所述積分控制信號而是的所述半導體開關為非導通。根據本發明的另一個實施方式，用於驅動氣體放電燈的電子鎮流器包括(1)用於產生大體上為DC的總線電壓的總線電容；(2)用於將DC總線電壓轉變為高頻AC電壓以驅動燈泡的倒相電路，所述倒相電路包括適合於引導轉換電流的半導體開關；以及(3)可操作用於縮放所述轉換電流從而產生縮放電流的控制電路，積分所述縮放電流以產生表示所述縮放電流的積分控制信號，將所述積分電流與閾值電壓進行比較，並且響應於到達所述閾值電壓的所述積分控制信號而使得所述半導體開關為非導通。根據本發明的又一實施方式，用於電子鎮流器的倒相電路包括具有初級繞組的變壓器，所述初級繞組包括在中心抽頭處連接的第一及第二繞組部分並具有第一及第二端子，連接於中心抽頭及交點之間的通過DC總線電壓的總線電容，第一及第二控制開關，以及用於控制所述第一及第二控制開關的導通狀態的控制電路。所述第一開關偶聯在所述交點及所述初級繞組的第一端子之間，而所述第二開關偶聯在所述交點與所述初級繞組的第二端子之間。所述控制電路提供第一及第二控制信號以控制相應開關的輸入，藉此所述第一及第二開關交替地導通以產生基本方波，其具有大約為通過所述初級繞組的DC總線電壓兩倍的幅度。所述控制電路縮放通過所述第一及第二開關的電流以產生縮放電流信號， 積分所述縮放電流信號以產生積分信號，並且響應於到達所述閾值電壓的所述積分信號而使得所述開關為非導通。根據本發明的另一個實施方式，用於驅動氣體放電燈的電子鎮流器包括跨越DC 總線電壓連接的總線電容、用於接收所述DC總線電壓並用於產生大致方波電壓的倒相電路，所述方波具有大約為DC總線電壓兩倍的幅度，以及用於接收所述DC總線電壓並用於產生正弦電壓以驅動所述燈泡的振蕩電路。所述倒相電路包括具有初級繞組的變壓器，所述初級繞組包括在中心抽頭處連接的第一及第二繞組部分並具有第一及第二端子。所述總線電容在中心抽頭及交點之間連接。所述倒相電路進一步包括偶聯在所述交點分別與所述初級繞組的第一及第二端子之間的第一及第二開關，以及用於控制所述第一及第二開關的導電狀態的控制電路。所述控制電路提供第一及第二控制信號以控制相應開關的輸入，藉此所述第一及第二開關交替地導通以產生基本方波，其具有大約為通過所述初級繞組的DC 總線電壓兩倍的幅度。所述控制電路縮放通過所述第一及第二開關的電流以產生縮放電流信號，積分所述縮放電流信號以產生積分信號，並且響應於到達所述閾值電壓的所述積分信號而使得所述開關為非導通。本發明的其他特徵及優點通過以下參考附圖對本發明的描述將變得顯然。


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圖1為根據本發明第一個實施方式的系統的簡化方框圖，該系統包括用於驅動螢光燈的電子調光鎮流器；圖2為更詳細示出圖1的電子調光鎮流器的簡化方框圖；圖3為更詳細示出圖2的電子調光鎮流器的總線電容、檢測電阻、倒相電路以及振蕩迴路的簡化原理圖；圖4為更詳細示出圖3振蕩迴路的電流互感器的簡化原理圖；圖5為更詳細示出推/拉轉換器的簡化原理圖，所述轉換器包括圖3的反相電路、 總線電容及檢測電阻；圖6為示出在正常操作中圖2的推/拉轉換器及控制電路操作的波形的簡化圖；圖7為圖2的鎮流器的測量電路的簡化原理圖，所述測量電路用於測量所述螢光燈的燈泡電壓以及燈泡電流；圖8為示出燈泡電壓、所述螢光燈的燈泡電流的實數部分、以及燈泡電流的虛數部分的簡化圖；圖9為圖2的控制電路的簡化方框圖；圖IOA及IOB為圖9的控制電路的簡化原理圖；圖11為由圖9控制電路的微控制器定期執行的目標燈泡電流程序的簡化流程圖；圖12為由圖9控制電路的微控制器執行的啟動程序的簡化流程圖；圖13為根據本發明第二個實施方式的電子調光鎮流器的簡化方框圖；圖14為更詳細示出圖13的鎮流器的充電泵、倒相電路及振蕩電路的簡化原理圖；圖15為根據本發明第三個實施方式的圖7測量電路的燈泡電流測量電路的簡化
原理圖。
具體實施例方式當結合附圖閱讀時，將更好地理解前述簡介以及以下優選實施方式的詳細描述。 為了闡明本發明的目的，在附圖中示出了在此優選的實施方式，其中在附圖的幾個視圖中相似的附圖標記表示相似的部件，然而，應當理解本發明不限於所公開的特定方法及手段。圖1為根據本發明第一個實施方式的系統的簡化方框圖，該系統包括用於驅動螢光燈102的電子調光鎮流器100。所述鎮流器100通過常規兩線調光器開關106偶聯至交流電流(AC)電源104(例如120Vac，60HZ)的帶電側。所述調光器開關106通常包括雙向半導體開關(未示出)，諸如，例如以反串聯偶聯的三端雙向可控矽開關元件或兩端場效應電晶體(FETs)，用於向所述鎮流器100提供相位控制電源Vre(即調光熱電壓)。使用標準正相位控制調光技術，所述雙向半導體開關在每個AC電源的半周期的特定時間被賦予導電並且在每個半周期期間保持導通的導電周期ΤωΝ。可操作所述調光器開關106以通過控制所述導電周期Tra的長度而控制傳送給鎮流器100的電能大小。圖1的鎮流器100僅要求兩個連接連接至來自調光器開關106的相位控制電壓 Vpc以及連接至AC電源104的不帶電側。可操作所述鎮流器100以控制所述燈泡102打開或關閉並且響應於所述相位控制電壓Vre導電周期Tra從低端(即最小亮度)至高端(即最大亮度)調整燈泡的亮度。圖2為更詳細示出電子調光鎮流器100的簡化方框圖。所述電子鎮流器100包括 「前端」電路120及「後端」電路130。所述前端電路120包括使交流電源提供的噪音最小化的射頻幹擾(RFI)過濾器122和用於接收相位控制電壓Vre並生成整流電壓Vkect的全波整流器124。所述Vkect通過二極體DU6偶聯至總線電容Cbus用於產生通過所述總線電容Cbus 的大致DC總線電SVbus。所述總線電容Cbus的負端偶聯至整流器DC共用接頭(如圖2所示)°整流器後端電路130包括電源轉換器，例如，倒相電路140，用於將DC總線電壓Vbus 轉換為高頻方波電壓VSQ。所述高頻方波電壓Vsq (即高頻AC電壓)特徵在於工作頻率f^p (以及工作周期Ttff= 1/%Ρ)。鎮流器後端電路130進一步包括輸出電路，例如「對稱」振蕩電路 150，用於過濾所述方波電壓Vsq以產生基本正弦的高頻AC電壓Vsin，其偶聯至燈泡102的電極。所述倒相電路140通過檢測電阻Rsense偶聯至DC總線電容Cbus的負輸入端。在所述倒相電路140操作期間，響應於轉換電流Iinv產生通過總線電容Cbus的檢測電壓Vsense(如圖2 所示稱之為電路共用接頭)。所述檢測電阻I^sense偶聯在整流器DC共用接口及電路共用接口之間並且具有例如1 Ω的電阻。鎮流器100進一步包括控制電路160，其控制倒相電路140的操作並且因而控制燈泡102的亮度。電源162產生DC電源電壓Vee (例如5VDe)用於驅動控制電路160及鎮流器 100的其他低壓電路。可操作控制電路160以確定響應於零交點探測電路164的燈泡102的所需照明亮度(具體地，目標燈泡電流Itai ；ET)。所述零交點探測電路164提供表示相位控制電壓Vre至控制電路160零交點的零交點控制信號Vz。。零交點定義為所述每個半周期相位控制電壓 Vpc由具有基本為零伏的幅度變為具有大於預定零交點閾值VTH_Z。的幅度的時間點(並且反之亦然)。具體而言，零交點探測電路164將整流電壓的幅度與預定零交點閾值VTH_Z。(例如大於20V)比較，並且當整流電壓Vkect小於預定零交點閾值VTH_ZC時，驅動零交點控制信號 Vzc變高(即至邏輯高電位，例如大約DC供應電壓Vrc)。進一步，當整流電壓Vkect大於預定零交點閾值VTH_Z。時，零交點探測電路164驅動零交點控制信號Vz。變低(即至邏輯低電位， 例如大約電路公共端)可操作控制電路160用於響應相位控制電壓Vrc的導電周期ΤωΝ確定燈泡102的目標燈泡電流Itai ；ΕΤ。可操作控制電路160用於控制在倒相電路140中流通的倒相電流Iinv 的積分峰值從而間接控制高頻方波電壓Vsq的工作頻率&Ρ，並且因而控制燈泡102的亮度至所需照明亮度。鎮流器100進一步包括測量電路170，其向控制電路160提供燈泡電壓信號Vump ■及燈泡電流信號Vump ■。所述測量電路170響應於倒相電路140以及振蕩電路150，使得燈泡電壓控制信號Vump 表示跨越燈泡102電極測量的燈泡電壓Vump的幅度，而燈泡電流控制信號Vump+。υκ表示流過燈泡的燈泡電流Iump的幅度。可操作控制電路160以響應於跨越檢測電阻生的檢測電壓Vsense控制倒相電路140的操作，來自所述零交點探測電路164的所述零交點控制信號Vz。，燈泡電壓控制信號Vump+vu，以及燈泡電流信號Vlamp。υκ。具體而言，控制電路160控制倒相電路140的操作， 以控制燈泡電流Iump朝目標燈泡電流Itaket轉變。
圖3為更詳細示出倒相電路140以及振蕩電路150的簡化原理圖。如圖3所示， 倒相電路140、總線電容Cbus、以及檢測電阻I^sense形成推/拉轉換器。然而，本發明不限於僅具有推/拉轉換器的電子調光鎮流器。倒相電路140包括具有中心抽頭式初級繞組的主變壓器210，所述初級繞組跨越倒相電路140的輸出端偶聯。跨越所述主變壓器210的所述初級繞組產生倒相電路140的高頻方波電壓VSQ。所述主變壓器210的初級繞組的中心抽頭偶聯至DC總線電SVBUS。所述倒相電路140進一步包括第一及第二半導體開關，例如為場效應電晶體 (FETs)Q220, Q230，其偶聯在所述主變壓器210的初級繞組及電路公共端之間。FETsQ220、 Q230具有控制輸入端(及門)，其分別偶聯至第一及第二門驅動電路222、232，用於賦予所述FETs導電性及非導電性。所述門驅動電路222、232分別從所述控制電路160接收第一及第二 FET驅動信號V胃FET1和Vdkv FET2。所述門驅動電路222、232還電偶聯至各自磁偶聯至所述主變壓器210的初級繞組的驅動繞組224、234。由於可操作門驅動電路222、232以響應於接收自控制電路160及主變壓器210的控制信號而控制FETsQ220、Q230的操作，鎮流器100的所述推/拉轉換器表現部分自激振蕩的性能。具體而言，可操作所述門驅動電路222、232以響應於來自所述主變壓器210的驅動繞組224、234的所述控制信號打開(即賦予導電性)FETsQ220、Q230，並且響應於來自控制電路160的所述控制信號(即第一及第二 FET驅動信號Vdkv FET1和V胃FET2)關閉(及賦予非導電性)FETs。所述FETsQ220、Q230可在交替地基礎上被賦予導電性，即使得當第二 FETsQ230導電時第一 FETsQ220不導電，反之亦然。當第一 FETsQ220導電時，連接至所述第一 FETsQ220的初級繞組的終端電偶聯至電路公共端。相應地，跨越主變壓器210的一個半初級繞組提供DC總線電壓Vbus，使得在倒相電路140的輸出端(即跨越主變壓器210的初級繞組)的高頻方波電壓Vsq具有大約為總線電壓兩倍的幅度(即2*VBUS)，其中如圖3所示正電壓電勢存在與節點B至節點A。當第二 FETsQ230導電並且第一 FETsQ220不導電時，連接至所述第二 FETsQ230的初級繞組的終端電偶聯至電路公共端。在倒相電路140的輸出端的高頻方波電壓Vsq具有與第一 FETsQ220 導電時相反的極性(即，現在正電壓電勢存在與節點A至節點B)。相應地，高頻方波電壓 Vsq具有為總線電壓Vbus兩倍的幅度，所述總線電壓以倒相電路的工作頻率改變極性(如圖 6所示)ο如圖3所示，主變壓器210的驅動繞組224、234也偶聯至電源162，使得在鎮流器 110的正常操作期間可操作電源以拉動電流產生來自驅動繞組的DC供應電壓V『當鎮流器100上電時，電源162從整流器124的輸出端拉電流通過高阻抗路徑(例如大約50kQ) 以產生未校準的供應電壓Vram;。電源162不產生DC供應電SVrc直到所述未校準供應電壓 Vimeeg已增長至預定水平(例如12V)以允許在鎮流器100啟動時電源拉動少量電流適當充電。在鎮流器100的正常操作期間(即，當倒相電路140正常操作時)，電壓162拉動電流以產生未校準的供應電壓Vunkk和來自所述倒相電路140的驅動繞組224、234的DC供應電壓\c。在正常操作期間，所述未校準供應電壓Vunkk具有大約15V的峰值電壓以及大約3V 的波紋(ripple)。所述電源162還產生第二 DC供應電SVra，其具有大於DC供應電壓Vcc 的幅度(例如大約15Vdc)。高頻方波電壓Vsq供給振蕩電路150，其從倒相電路140將振蕩電流Itank (圖4)引
15出。振蕩電路150包括「分離」的振蕩感應器M0，其具有一起繞公共磁芯(如感應裝置) 磁耦合的第一和第二繞組。第一繞組直接電耦合到該倒相電路140的輸出節點A，同時第二繞組直接電耦合到該倒相電路的輸出節點B。「分離」振蕩電容器是通過兩個電容器C250A、 C250B(即電容裝置)串聯形成的，其耦合至分離振蕩感應器MO的第一和第二繞組間。兩個電容器C250A、C250B的連接點耦合至總線電壓Vbus，如二極體D126，總線電容Cbus和變壓器210的中心抽頭的連接點。分離振蕩感應器240和電容器C250A、C250B用於過濾高頻方波電壓Vsq以產生基本正弦電壓Vsin(位於節點X和節點Y之間)用於驅動燈泡102。正弦電壓Vsin跨越DC阻隔電容器C255耦合到燈泡102，其可避免任何DC燈的特性由於倒相器受到不利影響。振蕩電路150的對稱(或分離)拓撲結構將燈102的電極產生的RFI噪聲最小化。 分離振蕩感應器240的第一和第二繞組在繞組導線間耦合分別形成寄生電容。這些寄生電容與電容器C250A、C250B形成電容分壓，從而由倒相電路140的高頻方波電壓Vsq形成的 RFI噪聲在振蕩電路150的輸出端減弱，藉此改進鎮流器100的RFI性能。分離振蕩感應器MO的第一和第二繞組同樣磁耦合到兩個燈絲繞組M2，該燈絲繞組電耦合到燈泡102的燈絲。在燈102點亮前，燈的燈絲必須被加熱以延長燈泡的壽命。 具體而言，在燈泡102導通前的預熱模式中，倒相電路140的工作頻率f^p由一個預熱頻率 f-控制，從而在分離振蕩感應器MO的第一和第二繞組上產生的電壓幅度基本上要比電容器C250A、C250B上產生的電壓幅度更大。同時相應的，燈絲繞組242給燈102的燈絲提供用於加熱燈絲的燈絲電壓。在燈絲被適當加熱之後，控制倒相電路140的工作頻率4使得電容器C250A、C250B上的電壓幅度增加直到燈泡102點亮並且燈泡電流Iump開始流經燈泡。該測量電路170電耦合到第一輔助繞組260 (其磁耦合到主變壓器210的初級繞組)和第二輔助繞組262 (其磁耦合到分離振蕩感應器240的第一和第二繞組)。在第一輔助繞組260上生成的電壓代表該倒相電路140的高頻方波電壓Vsq的幅度，而在第二輔助繞組262上產生的電壓代表分離振蕩感應器240的第一和第二繞組上的電壓幅度。由於燈電壓Vump的幅度近似等於高頻方波電壓Vsq和分離振蕩感應器240的第一和第二繞組電壓之和，可操作該測量電路170來生成響應於第一和第二輔助繞組沈0、262上電壓的燈電壓控制信號Vump VLT0由該振蕩電路150生成的高頻正弦電壓Vsin跨越電流變壓器270耦合到燈泡102 的電極上。具體而言，該電流變壓器270有兩個初級繞組，其和燈泡102的每個電極串聯耦合。電流變壓器270還包括兩個次級繞組270A、270B，其磁耦合到兩個初級繞組，並且電耦合到測量電路170。該測量電路170可操作為生成響應於電流變壓器270的次級繞組270A、 270B上產生電流的燈泡電流Ilamp控制信號。圖4是更詳細的顯示電流變壓器270以及電流變壓器和部件包括振蕩電路150和燈泡102的電極連接的簡化原理圖。燈泡102的典型特徵為每個電極間的電容耦合點CE1、 Ce2以及接地點，例如鎮流器100的連接盒的安裝位置或燈泡102安裝的固定位置(如連接到接地點的鎮流器100的導電罩)。這些電容耦合點CE1、CE2生成流過該電流變壓器270的初級繞組的公共模式電流。流過該電流變壓器270的初級繞組的微分模式的電流代表流過燈泡102的燈電流Iump的幅度，從而也代表燈的亮度。因此，如圖4中所示，該電流變壓器270的初級繞組和燈泡102的每個電極串聯耦合，從而燈泡電極中的微分模式電流相加而電極中的公共模式電流相減。儘管所示的電流變壓器270有兩個初級繞組和兩個次級繞組，電流變壓器也可選擇實現成兩個分離變壓器，其中每個有一個初級繞組和一個次級繞組。參考圖7，更詳盡的描述了操作測量電路170來產生響應電流變壓器270的次級繞組270A、270B的電流燈電壓控制信號Vump vu和燈電流控制信號Vump euK的過程。圖5是更詳細顯示門驅動電路222、232的推/拉轉換器(如倒相電路140，總線電容Cbus和檢測電阻Rsense)的簡化原理圖。圖6是顯示鎮流器100正常操作期間，推/拉轉換器的操作波形的簡化圖。如前所述，響應來自主變壓器210的第一和第二驅動繞組224、234的控制信號分別使第一和第二 FETsQ220、Q230導通。響應由控制電路160產生的第一和第二 FET驅動信號V-—SET1、VDKV—FET2分別使第一和第二門驅動電路222、232非導通。控制電路160驅動同時驅動第一和第二 FET驅動信號VDKV—SET1、Vdev fet2為高和為低，從而使得第一和第二 FET驅動信號相同。相應的，FETsQ220、Q230同一時間點為非導通，但在交替的基礎上為導通，從而方波電壓由合適的工作頻率4產生。當第二 FET Q230導通，振蕩電流Itank從主變壓器210的初級繞組的第一半流到振蕩電流150(即如圖5中所示，從總線電容Cbus到節點A)。同時，電流IINV2(其具有和振蕩電流相同的幅度)從初級繞組的第二半流過(如圖5所示)。類似的，當第一 FET Q220導通，振蕩電流Itank從主變壓器210的初級繞組的第二半流過，並且電流IINV1(其具有和振蕩電流相同的幅度)從初級繞組的第一半流過。相應的，倒相電流Iinv有振蕩電流Itank大約兩倍的幅度。當第一 FET Q220導通，高頻方波電壓Vsq的幅度大約是從節點B到節點A測量的總線電壓Vbus的兩倍。如前所述，振蕩電流Itank流過主變壓器210的初級繞組的第二半，並且電流Iinvi從初級繞組的第一半流過。檢測電壓Vsense在檢測電阻Rsense上產生，並且代表倒相電流Iinv的幅度。需要注意當倒相電流Iinv以如圖5中所示的倒相電流Iinv的方向流過檢測電阻Rsense時，檢測電壓Vsense是一個負電壓。該控制電路160產生積分控制信號Vint，其代表檢測電壓Vsense的積分，並且可響應達到閾值電壓VTH(將在圖9中詳細描述)的積分控制信號Vint來操作關閉第一 FET Q220。 第一 FET驅動信號Vdkv feti跨越電阻R321(如具有IOkQ阻抗)和電容器C323(如具有 IOOpF)的並聯，耦合到NPN雙極連接電晶體Q320的柵極上。為了關閉第一 FET Q220，控制電路160驅動第一 FET驅動信號V胃FET1為高(即大約為DC供電電壓Vrc)。相應的，電晶體 Q320變為導通並且引導電流通過PNP雙極連接電晶體Q322的基極。通過向下朝電路公共端拉動第一 FET Q220的柵極，電晶體Q322成為導通，從而使第一 FET Q220成為非導通。在使得FET Q220為非導通後，倒相電流Iinv繼續流動並對FET Q220的漏極電 容充電。高頻方波電壓Vsq改變極性，從而使方波電壓VSQ的幅度是從節點A到節點B間測量的總線電壓Vbus的大約兩倍，並且振蕩電流Itank通過主變壓器210的第一半的初級繞組而導通。最後，第一 FET Q220的漏極電容充電至電路公共端處於相對主變壓器節點B更高的幅度，並且第二 FET Q230的主體二極體開始導通，從而檢測電壓Vsense暫時成為正電壓。在一個「死亡時間」之後，並且當第二FET Q320的主體二極體是導通的並且在第二FET Q230上幾乎沒有施加電壓時(即「二極體壓降」或大約0. 5 0. 7V)，控制電路160驅動第二 FET驅動信號V胃FET2為低來允許第二 FET Q320成為導通。在驅動第一和第二 FET 驅動信號VDKV—FET1、Vdev fet2為高之後，在控制電路160驅動第一和第二 VDKV—FET1、Vdev fet2為低使第二 FET Q230導通之前，控制電路160等待一個死亡時間周期Td (例如大約0. 5微秒)， 以便使當第二 FET上產生的電壓幾乎沒有時，第二 FET Q230導通(即死亡期間)。變壓器 210的磁化電流給FET Q230的漏極電容充電來確保開關轉換發生在死亡期間。
具體而言，在第一和第二 FET驅動信號Vdkv FET1、Vdkv FET2驅動為低時，響應主變壓器 210的第二驅動繞組234上提供的控制信號使第二 FET Q230導通。第二驅動繞組234磁耦合到主變壓器210的初級繞組，從而當方波電壓Vsq從節點A到節點B具有正電壓可能性時， 第二驅動繞組234可跨越二極體D334操作導通電流進入柵極驅動電路232。這樣，當第一和第二 FET驅動信號V胃FET1、VDW FET2被控制電路160驅動為低時，第二驅動繞組234通過二極體D334和電阻R335、R336、R337和NPN雙極連接電晶體Q333的導通來引導電流，這樣， 使得第二 FET Q230導通。例如，電阻R335、R336、R337分別具有50Ω、1. 5kQ和33k Ω阻抗。例如，齊納二極體Ζ338具有15V導通電壓，並且耦合到電晶體Q332、Q333以防止電晶體Q332、Q333的基極電壓超出大約15伏。由於方波電壓Vsq具有從節點A到節點B正電壓的可能性，第二FET Q230的主體二極體最終成為非導通。電流I1■流經第二半的初級繞組並通過第二 FET Q230的漏極連接。 相應的，如圖6所示，檢測電壓Vsense的極性從正向負變化。當積分控制信號Vint達到電壓閾值乂 ，控制電路160再次同時使FET Q220、Q230為非導通。類似第一柵極驅動電路222的操作，響應第二 FET驅動信號Vdkv FET2，第二 FET Q230的柵極通過兩個電晶體Q330、Q332下拉。當第二 FET Q230為非導通之後，振蕩電流Itank和主變壓器210的磁化電流給第二 FET Q230的漏極電容充電，並且方波電壓Vsq改變極性。當第一 FET驅動信號Vdkv FET1驅動為低， 第一驅動繞組224通過二極體D234和三個電阻R325、R326、R327(分別具有50 Ω、1. 5k Ω 和33kQ阻抗)引導電流。相應的，NPN雙極連接電晶體Q323為導通時，則第二 FET Q220 成為導通。推/拉轉換器繼續在部分自激振蕩模式中工作以響應來自控制電路160和第一和第二驅動繞組224、234的第一和第二驅動信號VDKV—FET1、VDKV—FET2。在鎮流器100的啟動期間，可操作控制電路160啟動電流路徑將引導電流Istkt經過第二柵極驅動電路232的電阻R336、R337。響應於啟動電流Istkt，第二 FET Q230導通並且倒相電流Iinvi開始流動。第二柵極驅動電路232包括PNP雙極連接電晶體Q340，其可操作將啟動電流Istkt從未校準的供電電壓Vunkk引導到電阻R342 (例如具有100 Ω阻抗)。電晶體0340的基極通過電阻1 344(例如具有330 0阻抗)耦合到未校準的供電電壓VraKEe。控制電路160產生FET使能控制信號Vdkv 和倒相器啟動控制信號Vdkv STKT，其都可用於提供給倒相電路140來控制啟動電流ISTM。FET使能控制信號V胃Em通過電阻 R348(例如具有1ΚΩ阻抗)耦合到NPN雙極連接電晶體Q346的基極。倒相器啟動控制信號VDW—STKT通過電阻R350 (例如具有220 Ω阻抗)耦合到電晶體Q346的發射端。在鎮流器 100的啟動時刻，反相啟動控制信號Vdkv STKT由控制電路160驅動為低。FET使能控制信號是第一和第二驅動信號VDW—FET1、vDKV—FET2的補充，即當第一和第二驅動信號vDKV—FET1、vDKV—FET2為低時(即FET Q220, Q230導通)，FET使能控制信號Vdev enbl驅動為高。相應的，在啟動和FET 使能控制信號Vdkv ■驅動為高時，當反相啟動控制信號Vdkv ■驅動為低，使電晶體Q340導通並且將啟動電流Istkt通過電阻R336，R337導通，同時倒相電流Iinv開始流動。一單推/ 拉轉換器在上述的部分自激振蕩模式下工作，控制電路160關閉通過啟動電流Istkt的電流路徑。另一個NPN電晶體Q352耦合到電晶體Q346的基極以防止當第一 FETQ220導通時電晶體Q346也被導通。電晶體Q352的基極通過電阻R354(例如具有IOkQ阻抗)耦合到電阻Q325、R326和第一柵極驅動電路222的電晶體Q323的連接點。相應的，如果第一驅動繞組224通過二極體D324導通電流使第一 FET Q220導通，電晶體Q340可避免導通啟動電
Istrt。圖7是測量電路170的簡化原理圖，其包括燈泡電壓測量電路400和燈泡電流測量電路420。燈泡電壓測量電路400耦合到第一和第二輔助繞組260，262的串聯上，從而輔助繞組串聯上的電壓幅度代表燈泡電壓Vlamp的幅度。燈泡電壓測量電路400產生燈泡電壓控制信號Vump ，從而燈泡電壓控制信號具有大約等於燈泡電壓Vlamp峰值的幅度。控制電路160確定當燈泡102上存在過電壓情況，即當輔助繞組260、262上電壓預先定義的過電壓閾值VOVP時，會響應燈泡電壓控制信號Vump vu。然後，控制電路160響應燈泡電壓控制信號Vump vu，使倒相電路140停止產生高頻方波電壓Vsq，來對振蕩電流150提供過電壓保護(OVP)。燈泡電壓測量電路400包括兩個電阻R402，R404，其一串聯的方式耦合在輔助繞組260，262的串聯上，並且例如分別具有320k Ω和4. 3k Ω阻抗。電阻R402，R404的連接點通過二極體D408耦合到NPN雙極連接電晶體Q406的基極。輔助繞組260，262的串聯上的電壓上升超出過電壓閾值V0VP，電晶體Q406通過電阻R410，R412導通電流，並給電容 C414充電來產生電阻R412和電容C414 VLT並聯上的電壓。例如，電阻R410，R412分別具有100 Ω和47 Ω阻抗，且電容C414具有0.01微法電容。燈泡電流測量電路420耦合到電流變壓器270的次級繞組270Α，270Β。如圖4所示，燈泡102的特增速將在電極間耦合有寄生電容Q，其導致燈泡電流Ilamp具有電抗成分
-lReactive' 因此Ilamp — Ireal+1 reactive(等式丄)其中是燈泡電流的實部。圖8是顯示燈泡電壓Vump,燈泡電流Ilamp的實部 Ik■，燈泡電流的電抗成分 -lreactive 的簡化圖。燈泡電流Iump的電抗成分 -lreactive 和實部Ikeal 的相位相差90度。由於實部Ike皿代表燈泡102的亮度，燈泡電流測量電路420積分在燈泡電壓Vump的每另一個半周期內，產生通過電流變壓器270的次級繞組的電流，來確定燈泡電流Ilamp的實部幅度。由於實部和燈泡電壓Vump相位相同，而電抗成分IREACTUVE 和真實燈泡電壓Vump相位差90度，在燈泡電壓Vlamp的半周期內的電抗成分Ikeactive的積分近似等於零安培。這樣，由燈泡電流測量電路420產生的燈泡電流控制信號Vlamp，僅代表燈泡電流Iump的實部ΙΚΕΛ。由於通過變壓器270的次級繞組270Α、270Β的電流在燈泡電壓Vlamp的每隔一個半周期內積分，燈泡電流測量電路420也耦合到輔助繞組260，262的串聯上。特別的，第一輔助繞組260通過電子R424耦合到NPN雙極連接電晶體Q422的基極，從而在燈泡電壓Vump 的正半周期內，當電晶體Q422基極電壓超出大約1. 4伏時，電晶體Q422導通。然後，電晶體Q422通過電阻R426、R428和二極體D430將電流從DC供應電壓導通到電路公共點。響應電阻R428和二極體D430上產生的電壓，NPN雙極連接電晶體Q432通過二極體D434傳導電流來限制電晶體Q422的電流。二極體D436耦合在電路公共點和電晶體Q422的基極間，以避免燈泡電流測量電路420在燈泡電壓Vlamp的負半周期期間響應燈泡電流1^ 。 電流變壓器270的第一個次級繞組270A在NPN雙極連接電晶體Q438的基極-發射極連接點上耦合。電晶體Q438的基極和電流變壓器270的次級繞組270A的連接點耦合到二極體D426和DC供應電壓Vrc的連接點上。電流變壓器270的次級繞組270A是電耦合的，從而當燈泡電流I·(也即繞組270A上通過的電流)具有正的幅度時，電晶體Q438被導通。當電晶體Q422是導通的(即在燈泡電SVlamp的正半周期內)並且電晶體Q438是導通的(即繞組270A上通過的電流有正的幅度)，PNP雙極連接電晶體Q440被導通並流過來自於電流變壓器270的次級繞組270A的電流。二極體D442避免電晶體Q440的基極電壓下降太低，即低於DC供電電壓V。。超過一個電晶體下降(例如0.7伏)。當電晶體Q422非導通，電晶體Q440的基極通過電子R426上拉到DC供電電壓Vrc並且電晶體Q440是非導通的。類似的，電流變壓器270的第二次級繞組270B在NPN雙極連接電晶體Q444的基極-發射極連接點上耦合。從而當燈泡電流Iump具有負的幅度時，電晶體Q444被導通。相應的，當電晶體Q422是導通的(即在燈泡電壓Vlamp的正半周期內)並且電晶體Q444是導通的，NPN雙極連接電晶體Q446被導通並流過來自次級繞組270B的電流。使用電容器C448 (例如具有0. 1微法電容)，可操作燈泡電流測量電路420積分通過電流變壓器270的次級繞組270A、270B的電流。燈泡電流測量電路420進一步包括兩個在DC供應電壓Vee和電流公共點間串聯耦合的寄存器R450、R452 (例如分別具有6. 34k Ω 和681 Ω阻抗)，從而電容器C448在寄存器R450、R452和電路公共點的連接點上耦合。耦合在一起的電晶體Q440，Q446的集電極，耦合到電容器C448和兩個電阻R450、R452的連接點上。相應的，當電晶體Q442是導通的，在燈泡電壓Vump的正半周期期間，可操作電晶體 Q440、Q446控制電流通過電流變壓器270的次級繞組270A、270B中的任何一個進入電容器 C448中。這樣，在燈泡電壓Vlamp的正半周期期間，通過電容器C448傳輸的電流Ic448的幅度代表燈泡電流Iump,即Ic448 — I270A+I270B — ^ I LAMP(等式 2)其中，I2■和I2■是分別通過電流變壓器的次級繞組270A、270B的電流幅度，並且是依賴於電流變壓器270的開關次數的常數。在燈泡電壓Vump的負半周期內，電流Iw48的幅度時零安培。由於燈泡電壓Vump的正半周期內電抗部分Ikeactive的積分近似等於零安培，電容器 C448上產生燈泡電壓控制信號Vump ■，並且具有代表燈泡電流Ilamp的實部幅度的幅度，即Vlamp cue = (1/C448) · / β · Ilamp dt =(1/C448) · β / · (IREAL+Ieeactive) dt =(β /C448) · ( f Ieeal dt+ f Ieeactive dt)=(β /C448) · / Ieeal dt(等式 3)其中得到燈泡電壓Vump的正半周期的積分。燈泡電流測量電路420的電晶體Q422、Q432、Q438、Q440、Q446作用是使電晶體不會工作在飽和區域，其將電晶體切換次數(即當一個電晶體從完全導通到完全不導通間的次數)降到最小。燈泡電流測量電路420包括PNP雙極連接電晶體Q45，其具有耦合到電晶體Q438的集電極的發射極。電晶體Q451耦合到兩個電阻R456、R458連接點的基極，其在 DC供應電壓Vrc和電路公共點間串聯耦合。例如，電阻R456、R458分別具有IkQ和IOkQ 阻抗，這樣當電晶體Q440是導通的，電晶體Q454是非導通的。然而，當電晶體Q440是非導通的，當每次通過次級繞組270A的電流具有正幅度時，電晶體Q454通過電晶體Q438導通電流來防止電晶體Q438進入飽和區域。當電晶體Q440變成導通時，如果電晶體Q438準備進入飽和區域，電晶體Q438將通過電容器C448導通一個較大的且不希望的電流脈衝。圖9是控 制電路160的簡化方框圖。控制電路160包括數字控制電路510，其可包括微控制器610 (圖10A)。數字控制電路510執行兩個功能，其由圖9中的目標電壓控制塊512和鎮流器替換控制塊514表示。目標電壓控制塊512接受來自零交點檢測器162的零交點控制信號Vz。，並產生目標電壓Vtamet，其具有在電路公共點和DC供應電壓V。。之間的 DC幅度並且代表得到燈泡102所需亮度的目標燈電流ITAKeET。鎮流器替換控制塊514在預加熱和點亮燈泡102的過程中控制鎮流器100的操作，並可在錯誤情況發生的時候，例如在鎮流器的輸出上出現過電壓情況，用來替換控制鎮流器100的正常操作。鎮流器替換控制塊514回應燈泡電壓Vlamp和燈泡電流I·，並產生替換控制信號Vwekkide和預加熱控制信號
VpRE0控制電路160進一步包括比例-積分(PI)控制器516，其試圖將目標電壓Vtaket和燈泡電流控制信號Vump+-間的錯誤(即目標燈電流Itamet和燈泡電流Ilamp的當前幅度差) 減到最小。當總線電容Cbus在重新充電時的總線電壓Vbus幅度的階梯變化可能導致燈泡電流Iump幅度的階梯變化。控制電路160通過將PI控制器516的輸出和前向反饋電路518 產生的電壓求和來補償總線電壓Vbus的變化，並且具有比PI控制器更快速的響應時間。求和操作產生閾值電壓Vth將其和積分控制信號Vint比較，這樣導致倒相電路140切換到合適的工作頻率fp以產生所需的燈泡102上通過的燈泡電流IUMP。在預加熱和點亮燈泡的期間，通過控制替換控制信號Vwekkide到合適的DC幅度(在電路公共點和DC供應電壓V。。間)，可操作鎮流器替換控制塊514替換PI控制器516的操作來控制工作頻率到合適的頻率。在鎮流器100的正常操作期間，替換控制信號Vwekkide 具有零伏幅度。從而鎮流器替換控制塊514並不影響PI控制器516的操作。如果鎮流器替換控制塊514檢測到在振蕩電流150輸出上的過電壓情況，可操作替換控制塊控制燈泡 102的工作頻率4到一個等級，使得燈泡電流Iump被控制成一個最小電流，例如接近零安培ο控制電路160接受產生在檢測電阻Rsense上的檢測電壓Vsense，並響應通過檢測電阻導通的倒相電流IINV。縮放電路520產生代表倒相電流Iinv幅度的縮放控制信號。縮放控制信號通過積分器522進行積分來產生積分控制信號Vint，其通過比較電路524和閾值電壓 Vth進行比較。驅動級526響應比較電路524的輸出並產生FET使能控制信號VDW—E·。當積分控制信號VINT低於閾值電壓Vth時，比較電路524的輸出為高。作為響應，驅動級528 驅動FET有效信號Vdkv ENBl為低，其復位積分器522。在死亡時間周期TD內，驅動級528保持FET使能控制信號Vdkv 為低，之後驅動級再次驅動FET使能控制信號為高。邏輯倒相器將FET使能控制信號反相來產生第一和第二 FET驅動信號VDKV—FET1、Vdev fet20
圖IOA和IOB是控制電路160的簡化原理圖。如先前所述，數字控制電路510包括微控制器610，其可被實現為任何合適的處理裝置，例如編程邏輯裝置(PLD)，微處理器，或特定應用集成電路(ASIC)。微控制器610執行正常操作過程800和啟動過程900，其分別在圖11和12中被詳細描述。微控制器610接收零交點控制信號\c並產生第一個脈衝寬度調製(PWM)信號Vpwmi,其具有依賴於目標燈泡電流的義務周期數。第一個PWM信號Vpwmi被電阻-電容(RC)電路濾波產生DC目標電壓VTAK(;ET。RC電路包括電阻R612(比如具有IlkQ 阻抗)和電容C614 (例如具有1微法電容)。PI控制器516包括可操作的放大器(op amp)U616。目標電壓Vtaket通過電阻 R618(例如具有22kQ阻抗)耦合到op amp TO16的反相輸入端。燈泡電流控制信號Vump ■通過電阻1 620(例如具有331^0阻抗)耦合到op amp TO16的非反相輸入端。PI控制器 516包括兩個反饋電阻1 622，1 624，例如兩個都具有331^0阻抗。反饋電阻R622、R624分別在op amp U616和反相輸入端和非反相輸入端之間耦合。電容C626 (例如具有1000皮法電容)在op amp U616的非反相輸入端和電路公共點間耦合。電阻R628和電容C630的串聯和電容C630並行耦合。例如，電阻R628具有IOkQ阻抗，而電容C630具有0. 22微法電容。op amp TO16的輸出和電阻R632(例如具有2. 2kQ阻抗)串聯耦合。操作PI控制器516將第一 PWM信號Vpwmi和燈泡電流控制信號Vump。υκ的平均值差 ei最小化，即 ei = VLAMP CUE-avg [VPWM](等式 4)如圖10A，對於PI控制器516，閾值電壓Vth依賴下列公式計算得到Vth = Ap · ej+Aj · / Gi dt(等式 5)其中常數AP，A1由PI控制器516的組成部分的值確定。相應的，閾值電壓Vth的幅度依賴於差ei的當前值和差的積分。PI控制器516的輸出，即閾值電壓Vth，是積分控制信號Vint進行比較的DC電壓。如果燈泡電流控制信號Vump cuk比第一 PWM信號Vpwmi的平均值更大，PI控制器516增加閾值電壓Vth，從而倒相電流Iinv幅度減少。另一方面，如果燈泡電流控制信號Vlamp。υκ比第一 PWM信號Vpwmi的平均值更小，PI控制器516減少閾值電壓VTH， 從而倒相電流Iinv幅度增加。PI控制器516的輸出通過前向反饋電路518被總線電壓Vbus修改。前向反饋電路 518包括兩個電阻R634、R636，其在總線電壓Vbus和電路公共點間串聯耦合。電容器C638 和電阻R640在電阻R634、R636和PI控制器516輸出端的連接點間串聯耦合。例如，電容 C638具有0. 33微法電容，而電阻R634、R636、R640分別具有200k Ω、4. 7k Ω、Ik Ω阻抗。當總線電壓Vbus的幅度增加，閾值電壓Vth的幅度也增加，這樣導致倒相電流 Iinv的峰值(以及燈泡電流Iump的幅度)減小。當總線電壓Vbus的幅度減小，閾值電壓Vth的幅度也減小， 這樣導致倒相電流Iinv的峰值(以及燈泡電流Ilamp的幅度)增加。相應的，前向反饋電路 518幫助控制電路160補償總線電壓Vbus中的紋波，同時保持燈泡電流Ilamp和燈泡102亮度基本穩定。在鎮流器100啟動期間和出錯情況期間，可操作數字控制電路510替換PI控制器 516的操作。數字控制電路516和PI控制器516的op amp U616的非反相輸入耦合，並且同時響應燈泡電壓控制信號Vump 和燈泡電流控制信號Vump。υκ。微控制器610產生第二 PWM信號Vp ，其依賴於鎮流器110的工作模式(即正常工作、預熱模式、點亮模式、或出錯情況)具有義務周期。為了在啟動和出錯情況期間達到合適的工作頻率，微控制器610通過同時控制第一和第二 PWM信號VPWM1、VPWM2的義務周期數，控制閾值電壓Vth到合適的等級。 在燈泡102的預熱期間，微控制器610產生預熱信號Vpke用於控制積分器522，並且控制反相啟動控制信號Vdkv STKT用於倒相電路140的啟動工作期間(如先前所述可參考圖5)。 第二 PWM信號Vp 由包括一個電阻R642(例如具有IOkQ阻抗)和一個電容 C644(例如具有0. 022微法電容)的RC電路濾波，來產生替換電壓VWEKKIDE。PI控制器516 包括具有兩個NPN雙極連接電晶體Q646、Q648和電阻R650(例如具有47kΩ阻抗)的鏡像電路。鏡像電路耦合到op amp TO16的非反相輸入，並從數字控制電路510接受替換電壓 V__。當響應燈泡電流控制信號時，如果替換電路超出op amp TO16的非反相輸入產生的電壓時，鏡像電路保證替換電壓￥_■僅出現在PI控制器516的op amp U616的非反相輸入上。參考圖10B，縮放電路520響應檢測電壓Vsense的幅度(即響應倒相電路140的倒相電流Iinv的幅度)。如圖IOB中所示，例如，縮放電路520包括鏡像電路，其包括兩個將基極耦合在一起的NPN雙極連接電晶體Q710、Q712。電阻R714耦合到電晶體Q712的發射極，從而當FET Q220、Q230中的一個傳導倒相電流Iinv時(即以圖5中所示IINV1、Iinv2中的一個電流的方向)，縮放電流工⑽-通過電阻R714被產生。縮放電流Isqmd的幅度可代表倒相電流Iinv幅度，例如，正比於倒相電路。特別的，電阻R714具有大約IkQ阻抗，從而縮放電流Isqmd的幅度大約等於倒相電流Iinv幅度的一千分之一。電晶體Q710、Q712可以作為雙封裝部分的一部分來提供(例如由ON半導體生產的，型號數字MBT3904DW1)，從而兩個電晶體的工作特性可以儘量完美的匹配上。由於電晶體Q710、Q712中看到的發射極的阻抗相當不一致，電晶體Q710、Q712中的基極_發射極電壓也不相同。結果，儘管檢測電壓Vsense的幅度接近零伏特，在電晶體Q712 的基極上會流過一個小的偏差電流。為了消除這個偏差電流，縮放電流520包括一個補償電流，其包括兩個PNP雙極連接電晶體Q716、Q718 (其可能都是由ON半導體生產的，型號數字MMDT3906的雙封裝部分的一部分)。通過電阻R720 (例如具有4. 7k Ω阻抗)，電晶體 Q710的集電極耦合到電晶體Q716的集電極，而電晶體Q712，Q718是直接耦合在一起的。電晶體Q716的發射極通過電阻R722(例如具有IkQ阻抗)，耦合到DC供電電壓V『電晶體 Q718提供的偏差電流具有大約等於電晶體Q712的基極上流過的偏差電流幅度的幅度，這樣有效的抵消了偏差電流。積分器522響應縮放電流Isqmd並產生積分控制信號Vint，其代表縮放電流Isqmd 的積分，並從而當倒相電流具有正幅度時，代表倒相電流Iinv的積分。積分電容C724是積分器522的主積分單元，並可具有大約130皮法電容。響應FET使能控制信號Vdkv E■，積分器522被復位。特別的，電容C724上的電壓被置成大約零伏，同時，控制電路160使倒相電路140的FET Q220，Q230非導通。PNP雙極連接電晶體Q726在電容C724上耦合。電晶體 Q726的基極通過二級管D728和電阻R730(例如具有IOkQ阻抗)耦合到FET使能控制信號VDKV—上。當FET使能控制信號Vdkv 被拉低(關閉FET Q220、Q230)，二級管D728和電阻1 730通過電阻1 732(例如具有4.71^0阻抗)導通電流。當在電晶體Q726的基極-發射極連接點上出現合適的電壓時，電晶體Q726開始導通，這樣放電電容C724知道電容C724 上的電壓幾乎為零伏。耦合自電晶體Q726的集電極和二級管D728和電阻R730連接點的二級管D734阻止了電晶體進入飽和區域工作。如圖6所示，當FET使能控制信號Vdkv ■再次被驅動為高，電容C7M具有大約零伏的初始電壓並且積分控制信號Vint具有約等於DC供電電壓\c的幅度。電容C7M通過電阻1 735(例如具有47 0阻抗)充電。當FET Q220，Q230開始導通倒相電流IINV(即如圖 5中電流IINV1、Iinv2的方向)，電容C7M響應縮放電流Isqmd開始充電，其隨著時間幅度增加。相應的，如圖6所述，積分控制信號Vint的幅度以縮放電流Isqmd的積分函數的方式減少幅度。即使倒相電流Iinv的幅度接近零安培，電阻R735提供的一個最小充電電流會導致振蕩。當積分控制信號Vint減少低於閾值電壓Vth的幅度時，比較器電路524比較積分控制信號Vint的幅度和閾值電壓的幅度，並通知驅動級526。比較器電路5M包括兩個PNP雙極連接電晶體Q736，Q738和一個電阻R740。電阻R740在電晶體Q736、Q738的發射極間和第二 DC供應電壓Vra (即15伏)耦合，並可具有約IOk Ω阻抗。當積分控制信號Vint的幅度比閾值電壓Vth的幅度大時，第一電晶體Q736導通，而第二電晶體Q738非導通。相應的， 比較電路5Μ的輸出提供電阻R742(例如具有4. 7k Ω阻抗)朝電路公共點下拉。當積分控制信號Vint減少到小於閾值電壓Vth的幅度之下，第二電晶體Q738導通，這樣比較電路5Μ 的輸出朝DC供應電壓Vrc(例如大約0. 7伏)上拉。驅動級5 包括一個NPN雙極連接電晶體Q744和電阻R746，其在電晶體Q744的集電極和DC供應電壓Vrc間耦合，並具有例如，IOk Ω阻抗。當比較電路524的輸出從電路公共點上拉遠離，電晶體Q744導通，這樣第一邏輯倒相器Q748的輸入朝電路公共點下拉。 相應的，邏輯倒相器Q748的輸出朝DC供應電壓\c向上驅動，並且電容C750迅速的提供二級管D752充電達到接近DC供電電壓V『例如，電容C750具有47皮法電容。第二邏輯倒相器U7M耦合到電容C750，從而在倒相器U7M的輸出上產生FET使能控制信號Vfet Ε·。 相應的，當電容充電到DC供電電壓Ncc, FET使能控制信號Vfet ■朝電路公共點下拉。邏輯倒相電路5 僅包括兩個邏輯倒相器U758，U760，其具有耦合到FET使能控制信號VFET—的輸入。第一邏輯倒相器U758的輸出產生第一 FET驅動信號Vdkv feti，而第二邏輯倒相器U760的輸出產生第二 FET驅動信號VDKV—FET2。當積分控制信號Vint的幅度掉落到閾值電壓Vth的幅度之下時，比較電路524的輸出朝DC供電電壓Vrc下拉使電晶體Q744導通。然後，驅動級5 朝電路公共點下拉FET 使能控制信號VFET—Em，這樣第一和第二驅動信號V胃—FET1、VDW—FET2驅動為高，從而使倒相電路 140的FET Q220，Q230為非導通。在死亡時間周期，驅動級維持FET使能控制信號Vfet
位於邏輯高位置，之後FET Q220, Q230不再為導通。由於積分器522響應FET使能控制信號Vfet Em被復位(即甲方控制信號Vint的幅度回到接近DC供電電壓Vrc)，一旦FET Q220, Q230為非導通，比較電路524的輸出再一次朝電路公共點下拉。PNP雙極連接電晶體Q770的基極通過電阻R756(例如具有IkQ阻抗)耦合到FET使能控制信號Vfet enblo當FET Q220, Q230為非導通，電晶體Q770為導通， 並通過電阻R772朝DC供電電壓Ncc將第一邏輯倒相器U748的輸入下拉。電阻R772具有比 R746小的阻抗，例如220 Ω，這樣邏輯倒相器U748迅速驅動到電路公共點。然後電容C750 通過電阻R774放電。當電容C750放電到達合適的級別，邏輯倒相器U7M驅動輸出為高， 這樣在死亡時間周期TD之後，FET Q220, Q230不再導通。例如，電阻R774具有4. 7kΩ阻抗，這樣死亡時間周期TD接近0. 5微秒。在燈泡102預熱期間，可使用預熱控制信號Vpke操作微控制器610控制積分器522 的操作。如圖IOB所示，預熱控制信號Vpke通過電阻R776(例如具有IOkQ阻抗)上拉搭配DC供電電壓V⑵並通過電阻R780耦合到NPN雙極連接電晶體Q778的基極。例如，電阻 R776，R780都具有IOkQ阻抗。在燈泡102的燈絲預熱期間，微控制器610驅動預熱控制信號Vpke為高，這樣電晶體Q778導通。相應的，響應驅動經過電晶體Q778和電阻R782 (例如具有4ΑΩ阻抗)的電流，電容C7M可操作另外的充電。另外的電流允許電容C7M更快的充電，並導致積分控制信號Vint更快的掉落低於閾值電壓VTH。這樣，在燈泡102的預熱過程中，可操作控制電路160控制倒相電路140來達到預熱頻率fPKE下的，對FET Q220, Q230合適的高頻切換。當鎮流器100工作在低端時，即正常工作下的最大工作頻率，積分器部件的值可被選擇以優化工作頻率4。當控制電路160控制燈泡102的亮度從低端到高端時，工作頻率4從最大工作頻率變到最小工作頻率。由於當鎮流器100位於高端時，閾值電壓Vth的幅度位於最低，電容C7M會充電更長一段時間直到積分控制信號Vint的幅度掉落低於閾值電壓的幅度。為了確保控制電路160控制倒相電路140在高端達到合適的工作頻率fm積分器 522減慢了電容C7M接近高端的充電。特別的，積分器522包括兩個電阻R784，R786，其在DC供應電壓Vrc和電路公共點間串聯耦合，和一個二級管D788，其耦合自兩個電阻R784， R786的連接點到積分控制信號Vinto例如，電阻R784，R786分別具有3. 3kΩ和8. 2kΩ阻抗，這樣如果積分控制信號Vint的幅度掉落低於大約2. 8伏，通過二級管D788導通的電流會導致電容C7M更慢的充電。圖11為微控制器610定期執行的目標燈電流程序800簡化流程圖，例如每半個AC 電源102的周期。該目標燈電流程序800的初始功能是測量該由調光開關104生成的相位控制電壓Vre的導通周期Tra並確定該相應的目標燈電流Itamet，其使得燈102為所需的亮度。該微控制器610使用計時器，其連續運行，用於測量該零交點控制信號Vz。上升和下降沿的時間，以及計算該上升和下降沿的時間上的不同來確定該相位控制電SVre的導通周期 Tcon ο該程序800在步驟810響應於零交點控制信號Vz。的下降沿開始，該零交點控制信號Vze為當相位控制電壓Vrc上升超過了該零交點探測電路162的零交點閾值VTH_Z。。在步驟812該計時器的當前值立即被存儲於存儲器A。該微控制器610在步驟814等待該零交點信號Vz。的上升沿或在步驟815的超時器期滿。例如，該超時器可能具有半周期長度，如若該AC電源為60Hz則大約是8. 33毫秒。如果在步驟815該超時器期滿在該微控制器610 在步驟814確定該零交點信號Vz。的上升沿之前，該程序800簡單退出。當在步驟815該超時器期前在步驟814確定該零交點信號Vz。的上升沿，該微控制器610在步驟816存儲該計時器的當前值至存儲器B。在步驟818，該微控制器610通過從該存儲器B中存儲的計時器值減去該存儲器A中存儲的計時器值確定導通間隔ΤωΝ的長度。接著，該微控制器610確保了該測量導通間隔Tra是在預定限定內。具體而言，在步驟820如果該導通間隔Tra是大於最大導通間隔ΤΜΧ，該微控制器610在步驟822設定該導通間隔Tra等於該最大導通間隔ΤΜΧ。在步驟擬4如果該導通間隔ΤωΝ是小於該最小導通間隔 ιν，該微控制處理器610在步驟擬6設定該導通間隔Tra等於該最小導通間隔ΤΜΙΝ。在步驟828，該微控制器610響應於該測量導通間隔Tra而計算連續平均數TAve。 例如，使用如下等式該微控制器610可計算N: 1連續平均數TAve Tavg = (N · TAVG+TC0N) / (N+1)(等式 6)例如，N可等於31，這樣N+1等於32，其允許通過該微控制器610進行簡單除法計算處理。在步驟830，該微控制器610響應於在步驟828該連續平均數TAVG的計算確定該目標燈電流Itamet，例如，通過使用查詢表。然後在步驟832該微控制器610將該連續平均數TAVG和該燈目標電流Itamet存儲在不同的存儲器中。如果該鎮流器100在步驟834是處於正常工作模式下(例如，該燈102已經點亮)，該微控制器610在步驟836調整該該第一 PWM信號Vpwmi的適當佔空比，這樣該第一 PWM信號的平均幅度表示的了該燈目標電流Itakcet 以及退出程序800。如果該鎮流器100在步驟834沒有處於正常工作模式(例如，該燈102 沒有點亮或存在錯誤情況)，該程序800簡單退出。圖12是啟動程序900的簡單流程圖，其由微控制器610執行當該微控制器首次啟動步驟910。第一，該微控制器初始化該計時器至零秒並在步驟912啟動該計時器。接著，該微控制器610在預熱時間周期TPRE期間預熱該燈102的燈絲。具體而言，該微控制器610 在步驟914通過驅動該預熱控制信號VPKE(其由該積分器822提供)為高開始預熱該燈絲並通過在步驟916調整第二 PWM信號Vpwm2佔空比至預熱值。在步驟918，當該閾值電壓Vth 響應於來自步驟916的第二 PWM信號Vpwm2達到穩態值後，該微控制器610驅動該倒相器啟動控制信號Vdkv stkt為低。因此，該倒相電路140的操作頻率由該預熱頻率f-控制，使得該燈絲繞組242提供該適當的燈絲電壓至該燈102的燈絲。在步驟920該微控制器610 繼續預熱該燈絲直到該預熱時間周期TPRE的結束。在該預熱時間周期TPRE後，在步驟922該微控制器610驅動該預熱控制信號Vpke 為低並在步驟擬4線性降低該第二 PWM信號Vpwm2的佔空比，導致該倒相電路140的操作頻率從該預熱頻率fPKE開始降低直到該燈102點亮。在步驟926，該微控制器610採樣該燈電流控制信號Vump ■來確定該燈電流Iump是否通過該燈102並將該燈點亮。在步驟擬8 如果該燈已經點亮了，該微控制器610在步驟930驅動該倒相啟動控制信號Vdkv STKT為高並在步驟932調整該第二 PWM信號Vpwm2的佔空比為百分之零，導致該覆蓋電壓Vwekkide具有大約OV的幅度並且不影響該PI控制器516的操作。當啟動程序900執行時，該燈目標電流程序800在每個該AC電源104的半周期執行，使得該燈目標電流Itamet被確定並存儲於存儲器中。在啟動程序900的步驟934中，該微控制器610在該啟動程序900退出且該鎮流器開始正常操作之前設置該第一 PWM信號 Vpwmi的佔空比為適當水平。如果在步驟擬8該燈沒有被點亮且在步驟936該佔空比沒有降至最小佔空比，該微控制器610在步驟擬4繼續線性降低該第二 PWM信號Vpwm2的佔空比。如果該燈沒有在步驟擬8被點亮，但該佔空比在步驟936已經達到最小佔空比，該程序900循環跳回，使得該微控制器610重新開始並再一次嘗試預熱和點亮該燈102。如前所述，圖1的該調光器開關106通常包括雙向半導體開關，如三端雙向可控矽開關元件，用於生成該相位控制電Svrc。當通常的三端雙向可控矽開關元件導通時，由該三端雙向可控矽開關元件所引導的電流必然高於為使該三端雙向可控矽開關元件保持導通的該三端雙向可控矽開關元件的保持電流率。因此，當調光器開關106與雙線鎮流器(如圖1所示)串聯連接，該雙線鎮流器必然引出足夠的電流以維持該三端雙向可控矽開關元件的導通使得確保該調光開關正常工作。圖13為根據本發明第二個實施方式的電子調光鎮流器的簡化方框圖。該電子調光鎮流器1000包括充電泵電路1010，其與二極體DU6平行電連接於鎮流器124和倒相電路140之間。當該整流電壓Vkkt的幅度小於該總線電壓Vbus的幅度時，該充電泵電路1010 執行從該AC電源104引出充電電流ICP。具體而言，該充電泵電路1010連接該倒相電路104 的輸出，使得該充電泵電路1010在該方波電壓Vsq的每另半個周期可執行引出該充電電流 ICP。在該整流電壓Vkkt的幅度小於該總線電壓Vbus的幅度期間該充電電流Icp引出來幫助防止通過該調光器開關106的三端雙向可控矽開關元件的電流下降到低於所述保持電流率。圖14為更詳細示出該充電泵1010的簡化原理圖。該充電泵1010包括兩個二極體D1012、D1014跨越二極體DU6串聯連接。該充電泵1010進一步包括電容C1016和電感L1018，其串聯於該二極體D1012、D1014的連接點並耦合該倒相電路140的輸出在該主變壓器210和第一 FETQ220(例如圖14中所示的點)的連接點。例如，該電容C106可具有 0. OlyF的電容，同時該電感L1018可具有600 μ H的電感。當該整流電壓Vkect的幅度大於該總線電壓Vbus電壓時，該二極體DU6導通在該總線電容Cbus充電時。然而，當該整流電壓Vkect的幅度小於該總線電壓Vbus電壓且該第一 FETQ220導通時，該電容C1016可通過二極體D1012充電，從而引出該充電電流Icp通過該調光器開關106。該電容C106可充電至大約該線性電壓的瞬間幅度。當第一 FETQ220是非導通的且通過該主變壓器210的初級繞組的電壓具有該總線電壓(如2*Vbus)大約兩倍幅度時，該電容C1016充電至大約該總線電壓Vbus的幅度並引導額外的總線充電電路Ibus通過該二極體D1014並進入該總線電容CBUS。因此，當該整流電壓 Veect的幅度小於該總線電壓Vbus的幅度時，該充電泵1010執行定期引出該充電電流Icp通過調光器開關106並用於引導該額外的總線充電電流Ibus進入該總線電容Cbus以允許該總線電容Cbus在該總線電容Cbus可在充電中正常降低的時間內充電。該電感L1018控制當通過該電容C1016的電壓響應於通過該倒相電路140的變換電壓變換時的速率。圖15為根據本發明第三個實施方式的測量電路170的燈泡電流測量電路420』的簡化原理圖。電流變壓器270』具有兩個初級繞組連接於該振蕩電路150和如圖4所示的燈之間。然而，該電流變壓器270』僅具有單一次級繞組連接至該燈電流測量電路420』。具體而言，該電流變壓器270』的次級繞組跨接該PNP雙極結電晶體Q1510的基射極連接點。 該電晶體Q1510的基極連接點和該電流變壓器270』的次級繞組連接至該DC提供電壓Ncc。 當該燈電流IubX即通過該電流變壓器270』的次級繞組的電流)具有正幅度時，該電晶體 Q1510為導通，由此引導電流通過電容C1512和電阻R1514。該燈電流控制信號Vump ■穿過平行連接的電容C1512和電阻R1514生成代表了燈電流Iump的幅度。當該燈電流Iump具有負幅度時，該電晶體Q1510不導通，且該電流通過該電流變壓器270』次級繞組流通過二極 D1516。儘管本發明僅描述了相關的具體實施方式
，但許多其他的變形、改進以及其他的使用對於本領域技術人員而言是顯而易見的。因此這僅是優選的，本發明並不局限於這裡揭示的具體方式，要求額外的權利要求。
權利要求
1.一種用於電子鎮流器的多開關電源轉換器，該電源轉換器包括具有初級繞組的主變壓器用於產生振蕩輸出電壓，以及電耦合至所述主變壓器的初級繞組用於引導電流在交替的基礎上通過所述初級繞組的第一和第二半導體開關，其特徵在於第一驅動電路，可操作以在逐周期的基礎上響應於來自所述主變壓器的第一控制信號及接收自外部控制電路的第二控制信號而控制所述第一半導體開關。
2.根據權利要求1的電源轉換器，其中所述第一驅動電路控制所述第一半導體開關， 所述電源轉換器進一步包括第二驅動電路，可操作以在逐周期的基礎上響應於來自所述主變壓器的第三控制信號及接收所述外部控制電路的第四控制信號而控制所述第二半導體開關。
3.根據權利要求2的電源轉換器，其中所述第一和第二驅動電路響應於來自所述外部控制電路的所述第二和第四控制信號關閉所述第一和第二半導體開關中的每一個。
4.根據權利要求3的電源轉換器，其中來自所述外部控制電路的所述第二和第四控制信號大致相同，使得所述第一和第二半導體開關控制在同一時間關閉。
5.根據權利要求4的電源轉換器，其中所述第二和第四控制信號代表了通過所述第一和第二半導體開關中的每一個的電流的大小。
6.根據權利要求5的電源轉換器，其中所述第二和第四控制信號代表了通過所述第一和第二半導體開關中的每一個的電流的積分峰量。
7.根據權利要求3的電源轉換器，其中所述第一和第二驅動電路打開所述第一和第二半導體開關以分別響應於來自所述主變壓器的所述第一和第三控制信號，在一段預定時間後所述驅動電路將所述第一和第二半導體開關都關閉。
8.根據權利要求2的電源轉換器，其中所述第一和第二驅動電路打開所述第一和第二半導體開關中的每一個以分別響應來自所述主變壓器的所述第一和第三控制信號。
9.根據權利要求8的電源轉換器，進一步包括第一和第二繞組磁耦合至所述主變壓器的初級繞組，所述第一和第二繞組電耦合至所述第一和第二驅動電路，以分別提供來自所述主變壓器的所述第一和第三控制信號。
10.根據權利要求1的電源轉換器，進一步包括用於產生大體上為DC的總線電壓的總線電容，所述總線電容耦合至所述主變壓器，使得所述DC總線電壓提供至所述主變壓器的初級繞組的中心抽頭；其中所述第一和第二半導體開關連接於所述主變壓器的初級繞組的終端和電路公共端之間，使得當所述第一和第二半導體開關其中之一導通時跨越所述主變壓器的半個初級繞組提供DC總線電壓。
11.根據權利要求1的電源轉換器，其中所述第一和第二半導體開關包括場效應電晶體。
12.一種用於電子鎮流器的多開關電源轉換器，該電源轉換器包括具有初級繞組的主變壓器用於產生振蕩輸出電壓；用於引導電流在交替的基礎上通過所述初級繞組的第一和第二半導體開關；以及在逐周期的基礎上響應來自所述主變壓器的第一控制信號及接收自外部控制電路的第二控制信號，用於分別控制所述第一和第二半導體開關的第一和第二驅動電路。
13.根據權利要求12的電源轉換器，其中所述第一和第二驅動電路響應於來自所述主變壓器的第一控制信號打開相應的半導體開關。
14.根據權利要求13的電源轉換器，進一步包括第一和第二繞組磁耦合至所述主變壓器的初級繞組，所述第一和第二繞組分別電耦合至所述第一和第二驅動電路，用於分別提供來自所述主變壓器的第一控制信號。
15.根據權利要求12的電源轉換器，其中所述第一和第二驅動電路響應於來自所述外部控制電路的第二控制信號關閉相應的半導體開關。
16.根據權利要求12的電源轉換器，其中所述第一和第二驅動電路響應於通過每個相應半導體開關的電流量關閉相應的半導體開關。
17.根據權利要求12的電源轉換器，其中所述第一和第二驅動電路響應於通過相應半導體開關的電流積分的峰量關閉相應的半導體開關。
18.一種用於驅動氣體放電燈的電子鎮流器，其包括用於產生大體上為DC的總線電壓的總線電容；用於將所述DC總線電壓轉變為高頻AC電壓以驅動燈泡的倒相電路，該倒相電路包括具有初級繞組的主變壓器用於產生高頻AC電壓，電耦合至所述主變壓器的初級繞組用於引導電流在交替的基礎上通過所述初級繞組的第一及第二半導體開關，以及用於分別在逐周期的基礎上控制所述第一及第二半導體開關的第一和第二驅動電路；以及控制電路耦合至所述倒相電路的第一和第二驅動電路用於控制所述第一及第二半導體開關；其中所述第一和第二驅動電路響應來自所述主變壓器的第一控制信號及接收所述控制電路的第二控制信號而控制相應的第一及第二半導體開關。
19.根據權利要求18的鎮流器，其中所述第一和第二驅動電路響應於來自所述主變壓器的第一控制信號打開相應的半導體開關。
20.根據權利要求19的鎮流器，其中所述倒相電路進一步包括第一和第二繞組磁耦合至所述主變壓器的初級繞組，所述第一和第二繞組分別電耦合至所述第一和第二驅動電路，用於分別提供來自所述主變壓器的第一控制信號。
21.根據權利要求18的鎮流器，其中所述第一和第二驅動電路響應於來自所述外部控制電路的第二控制信號關閉相應的半導體開關。
22.一種通過具有倒相電路和控制電路的電子鎮流器驅動氣體放電燈的方法，所述倒相電路包括具有初級繞組的主變壓器跨越所述倒相電路輸出端連接，第一及第二半導體開關電耦合至所述主變壓器的初級繞組，以及分別耦合至所述第一及第二半導體開關的第一及第二驅動電路，所述方法包括以下步驟通過所述主變壓器的初級繞組產生高頻AC電壓；從所述主變壓器得到第一控制信號；從所述控制電路接收第二控制信號；以及在逐周期的基礎上控制所述第一及第二半導體開關以在交替的基礎上響應於所述第一及第二控制信號弓I導電流通過所述初級繞組。
23.根據權利要求22的方法，進一步包括步驟響應於來自所述主變壓器的第一控制信號打開相應的半導體開關。
24.根據權利要求22的方法，進一步包括步驟響應於來自所述控制電路的第二控制信號關閉相應的半導體開關。
25.一種倒相電路，包括跨越DC總線電壓連接的總線電容；變壓器具有初級繞組包括在中心抽頭處連接的第一及第二繞組部分並具有第一及第二端子，所述總線電容連接於所述中心抽頭和交點之間；第一及第二控制開關，所述第一開關偶聯在所述交點及所述初級繞組的第一端子之間，所述第二開關偶聯在所述交點與所述初級繞組的第二端子之間；以及控制電路用於控制所述第一及第二開關的導電狀態，使得來自總線電容的電流交替地通過所述第一及第二繞組部分從而產生具有幅度大約為通過所述初級繞組的DC總線電壓兩倍的大致方形波電壓，所述控制電路包括第一及第二驅動電路，對於每個開關，分別偶聯至所述第一及第二開關的控制輸入端，所述第一及第二驅動電路接收相應的第一及第二控制信號；其中所述變壓器具有第一及第二磁耦合的驅動繞組，對於每個開關，所述第一及第二驅動繞組分別引導電流流入所述第一和第二驅動電路，以交替地打開所述第一及第二開關，在來自所述第一及第二驅動繞組的所述電流分別提供所述第一及第二開關導通之前， 所述第一及第二控制信號額外提供所述第一及第二開關非導通。
26.根據權利要求25的倒相電路，其中所述第一和第二開關在交替時間提供導通但同時時間提供非導通。
27.根據權利要求沈的倒相電路，其中用於所述第一和第二開關的所述第一和第二控制信號大致相同。
28.根據權利要求沈的倒相電路，進一步包括用於在啟動所述倒相電路時從電源提供啟動電流的啟動電路，響應於來自所述控制電路的啟動控制信號提供所述啟動電流以供應啟動驅動控制信號至所述開關中的一個使得電流流過所述一個開關和一個所述繞組部分。
29.根據權利要求沈的倒相電路，其中所述第一和第二驅動繞組提供用於生成DC電源電壓的電源為所述控制電路供電。
30.根據權利要求25的倒相電路，其中所述開關是FET。
31.一種用於驅動氣體放電燈的電子鎮流器，所述鎮流器包括 跨越DC總線電壓連接的總線電容；用於接收所述DC總線電壓並用於產生基本方波電壓的倒相電路，所述方波電壓具有大約所述DC總線電壓兩倍的幅度；以及用於接收所述方波電壓並生成正弦電壓以驅動所述燈泡的振蕩電路； 其中所述倒相電路包括所述變壓器具有初級繞組，其包括在中心抽頭處連接的第一及第二繞組部分並具有第一及第二端子，所述總線電容在交點和所述中心抽頭之間連接；耦合在所述交點與所述初級繞組的相應第一及第二端子之間的第一及第二開關；以及用於控制所述第一及第二開關的導通狀態的控制電路，使得來自所述總線電容的電流交替通過所述第一和第二繞組部分，從而通過所述初級繞組生成所述基本方波電壓，所述控制電路具有第一和第二驅動電路，每個開關，分別連接至所述第一和第二開關的控制輸入，所述第一和第二驅動電路接收相應的第一和第二控制信號；其中所述變壓器對於每個開關而言具有第一和第二磁耦合驅動繞組，所述第一和第二驅動繞組引導電流流入所述相應的第一和第二驅動電路以交替打開所述第一和第二開關， 在來自所述第一和第二驅動繞組的電流分別提供所述第一和第二開關為導通之前，所述第一和第二控制信號額外提供所述第一和第二開關為非導通。
32.根據權利要求31的鎮流器，其中所述振蕩電路包括振蕩電感耦合串聯振蕩電容。
33.根據權利要求32的鎮流器，其中所述振蕩電感包括相互磁耦合的第一和第二振蕩電感繞組，及所述振蕩電容包括第一和第二電容串聯耦合所述第一和第二振蕩電感繞組並具有在耦合至所述總線電容的電容之間的公共連接，其中所述正弦電壓發展為通過所述串聯第一和第二電容具有大約兩倍於所述DC總線電壓的幅度。
34.根據權利要求33的鎮流器，其中所述振蕩電感進一步包括磁耦合燈絲繞組為所述燈泡的燈絲提供燈絲電壓。
35.根據權利要求34的鎮流器，其中所述控制電路包括為改變用於控制所述開關第一和第二控制信號頻率的電路以在操作所述倒相電路的預熱模式期間操作所述開關在不同頻率下以引起通過所述振蕩電感生成的電壓增加並由此在所述燈絲繞組產生足夠的電壓以提供燈絲熱電壓至所述燈泡。
36.根據權利要求33的鎮流器，進一步包括 DC阻隔電容耦合所述正弦電壓至所述燈泡。
37.根據權利要求31的鎮流器，進一步包括生成整流電壓的整流級用於提供所述DC總線電壓至所述總線電容；以及當所述整流電壓的幅度降至通過所述總線電容的DC總線電壓的水平之下時，在所述方波電壓的半周期期間充電泵電路提供來自通過所述初級繞組的所述方波電壓的充電電流至所述總線電容。
38.根據權利要求37的鎮流器，進一步包括二極體耦合至所述整流級並提供電流至所述倒相電路和所述總線電容。
39.根據權利要求31的鎮流器，其中所述第一和第二開關在交替時間提供導通但在同時時間提供非導通。
40.一種用於驅動氣體放電燈的電子鎮流器，使得燈電流流過燈泡，所述鎮流器包括 總線電容用於產生大體上為DC的總線電壓；倒相電路用於轉換所述DC總線電壓至高頻AC電壓以驅動所述燈泡，所述倒相電路包括主變壓器具有初級繞組用於產生所述高頻AC電壓，第一和第二半導體開關電耦合至所述主變壓器的初級繞組以在交替的基礎上引導電流通過所述初級繞組，以及第一和第二驅動電路在逐周期的基礎上分別控制所述第一和第二半導體開關； 燈電流測量電路可操作以產生燈電流幅度的燈電流控制訊號； 控制電路可操作用於接收所述燈電流控制信號，所述控制電路耦合至所述倒相電路的第一和第二驅動電路以響應於所述燈電流的幅度控制所述第一和第二半導體開關；其中所述第一和第二驅動電路分別控制所述第一和第二半導體開關，以響應於來自所述主變壓器的第一控制信號和從所述控制電路接收的第二控制信號。
41.一種用於電子鎮流器的開關電源轉換器，該電源轉換器適應於從通過總線電容產生的大體上為DC的總線電壓來生成高頻AC電壓，所述開關電源轉換器包括第一半導體開關適應於從所述大體上為DC的總線電壓引出轉換器電流；以及控制電路可操作為縮放所述轉換器電流產生縮放電流，積分所述縮放電流以生成代表所述縮放電流的積分控制信號，比較所述積分控制信號與閾值電壓，並提供所述第一半導體開關為非導通以響應所述積分控制信號達到所述閾值電壓。
42.根據權利要求41的電源轉換器，其中所述控制電路包括縮放電路可操作為產生所述縮放電流使得所述縮放電流的幅度與所述轉換器電流成正比；積分電路可操作以對所述縮放電流求積分；比較器電路可操作為比較所述積分控制信號與所述閾值電壓，並具有代表所述積分控制信號達到所述閾值電壓的輸出。
43.根據權利要求42的電源轉換器，其中所述積分電流包括電容耦合傳輸所述縮放電流，使得所述積分控制信號的幅度取決於通過所述電容生成的電壓。
44.根據權利要求43的電源轉換器，其中所述積分電路進一步包括偏置電阻耦合至所述電容以引導除了所述縮放電流外的偏置電流通過所述電容。
45.根據權利要求43的電源轉換器，其中所述積分電路進一步包括第二半導體開關跨接所述電容當所述第一半導體開關提供非導通時用於重設通過所述電容產成的電壓為零電壓。
46.根據權利要求42的電源轉換器，其中所述控制電路改變所述閾值電壓以響應於所述電源轉換器所需的輸出電流。
47.根據權利要求42的電源轉換器，其中響應於所述積分控制信號達到所述閾值電壓，所述控制電路使所述第一半導體開關為非導通，等一段預定時間後所述控制電路使所述第一半導體開關為導通。
48.根據權利要求42的電源轉換器，其中所述縮放電路包括電流鏡電路。
49.根據權利要求42的電源轉換器，進一步包括驅動電路耦合至所述半導體開關的控制輸入，並響應於所述比較電路的輸出使得所述半導體開關為非導通。
50.一種用於電子鎮流器的開關電源轉換器的控制方法，所述電源轉換器具有能量存儲電容和用於引導轉換器電流的至少一個半導體開關，所述方法包括如下步驟縮放所述轉換器電流以產生縮放電流；積分所述縮放電流以生成代表所述縮放電流的積分控制信號；比較所述積分控制信號與閾值電壓；以及響應於所述積分控制信號達到所述閾值電壓而使得所述半導體開關為非導通。
51.根據權利要求50的方法，其中積分步驟包括引導所述縮放電流通過積分電容，使得所述積分控制信號的幅度取決於通過所述積分電容生成的電壓。
52.根據權利要求51的方法，進一步包括引導除了所述縮放電流外的偏置電流通過所述積分電容。
53.根據權利要求51的方法，進一步包括當所述半導體開關為非導通時，重設通過所述積分電容生成的電壓為大約零電壓。
54.根據權利要求50的方法，進一步包括步驟響應於所述電源轉換器所需的輸出電流改變所述閾值電壓。
55.根據權利要求50的方法，進一步包括步驟響應於所述積分控制信號達到所述閾值電壓而使所述半導體開關為非導通等一段預定時間後使所述半導體開關為導通。
56.一種用於驅動氣體放電燈的電子鎮流器，包括 總線電容用於產生大體上為DC的總線電壓；倒相電路用於轉換所述DC總線電壓至高頻AC電壓以驅動所述燈泡，所述倒相電路包括半導體開關適用於引導轉換器電流；以及控制電路可操作為縮放所述轉換器電流以產生縮放電流，積分所述縮放電流以生成代表所述縮放電流的積分控制信號，比較所述積分控制信號與閾值電壓，並響應於所述積分控制信號達到所述閾值電壓而使得所述半導體開關為非導通。
57.一種用於電子鎮流器的倒相電路，所述倒相電路包括 跨接DC總線電壓的總線電容；變壓器具有初級繞組，其包括在中心抽頭處連接的第一及第二繞組部分並具有第一及第二端子，所述總線電容在交點和所述中心抽頭之間連接；第一和第二控制開關，所述第一開關耦合於所述交點和所述初級繞組的第一端子之間，所述第二開關耦合於所述交點和所述初級繞組的第二端子之間；以及控制電路用於控制所述第一和第二開關的導通，所述控制電路提供第一和第二控制信號以控制所述相應開關的輸入，由此所述第一和第二開關交替導通以生成具有通過所述初級繞組的DC電壓大約兩倍幅度的大致方波電壓；其中所述控制電路縮放通過所述第一和第二開關產生的縮放電流信號而引出的所述電流，積分所述縮放電流信號以產生積分信號，並響應於所述積分信號達到閾值電壓而使得所述開關為非導通。
58.根據權利要求57的倒相電路，其中所述倒相電路提供所述方波電壓至連接於日光燈的振蕩電路，其中所述控制電路進一步包括數字控制電路接收零交點控制信號並為設定目標燈電流提供目標信號； 控制器電路接收來自所述目標電壓控制電路的所述目標信號和代表所述燈電流的信號並提供表示所述目標信號和所述燈電流信號不同的錯誤信號；縮放電路可操作為縮放通過所述第一和第二開關產生的縮放電流信號而引出的電流；積分電路用於積分所述縮放電流信號並產生所述積分信號；以及比較器電路可操作為比較來自所述控制器電路的所述輸出信號和用於生成脈衝信號的所述積分信號；其中所述脈衝信號提供用於產生所述第一和第二控制信號，以驅動所述第一和第二開關使得達到如所述亮度控制信號輸入設定的所述燈泡所需亮度水平。
59.根據權利要求58的倒相電路，其中所述控制電路進一步包括驅動電路接收所述脈衝信號並生成脈衝輸出信號；所述脈衝輸出信號用於生成所述第一和第二控制信號以驅動所述第一和第二開關；其中所述脈衝輸出信號提供至所述積分電路以重置所述積分電路從而重啟積分。
60.根據權利要求59的倒相電路，其中所述積分電路響應於所述縮放電流信號而調整所述積分信號的頻率、所述脈衝輸出信號的頻率及所述第一和第二開關的操作頻率。
61.根據權利要求60的倒相電路，其中所述積分電路包括電容，其充電或放電的速度由所述縮放電流信號控制，所述比較器電路將所述積分信號和所述控制器電路的輸出信號比較並從而確定所述比較器電路的開關時間來決定所述開關的操作頻率。
62.根據權利要求59的倒相電路，其中所述驅動電路執行提供預設的脈衝時間給所述脈衝輸出信號。
63.根據權利要求58的倒相電路，其中所述控制器電路包括PI控制器，其產生所述輸出信號，所述輸出信號正比於所述錯誤信號的信號總和的正比和所述錯誤信號的積分。
64.根據權利要求63的倒相電路，其中所述控制器電路可執行當所述倒相電流下降時增加所述錯誤信號以增加所述燈泡電壓，且反之依然。
65.根據權利要求58的倒相電路，進一步包括用於調節所述控制器電路的輸出信號的電路用於改變所述DC總線電壓從而補償改變的所述DC總線電壓以保持所述燈泡亮度水平基本不變。
66.一種用於驅動氣體放電燈的電子鎮流器，所述鎮流器包括 跨接DC總線電壓的總線電容；倒相電路用於接收所述DC總線電壓並用於生成具有所述DC總線電壓大約兩倍幅度的基本方波電壓；以及振蕩電路用於接收所述方波電壓並生成用於驅動所述燈的正弦電壓； 其中所述倒相電路包括變壓器具有初級繞組，其包括在中心抽頭處連接的第一及第二繞組部分並具有第一及第二端子，所述總線電容在交點和所述中心抽頭之間連接；第一和第二控制開關耦合於所述交點和所述初級繞組的相應第一和第二端子之間；以及控制電路用於控制所述第一和第二開關的導通狀態，所述控制電路提供第一和第二控制信號以控制所述相應開關的輸入，以此所述第一和第二開關交替導通以生成具有通過所述初級繞組的所述DC電壓近似兩倍幅度的基本方波電壓；其中所述控制電路縮放通過所述第一和第二開關產生的縮放電流信號引出的電流，積分所述縮放電流信號以產生積分信號，並響應於所述積分信號達到閾值電壓而使得所述開關為非導通。
67.根據權利要求66的鎮流器，其中所述控制電路包括數字控制電路接收零交點控制信號並為設定目標燈電流提供目標信號； 控制器電路接收來自所述目標電壓控制電路的所述目標信號和代表所述燈電流的信號並用於提供表示所述目標信號和所述燈電流信號不同的錯誤信號；縮放電路可操作為縮放通過所述第一和第二開關產生的縮放電流信號而引出的電流；積分電路用於積分所述縮放電流信號並產生所述積分信號；以及比較器電路可操作為比較來自所述控制器電路的錯誤信號和用於生成脈衝信號的所述積分信號；其中所述脈衝信號提供用於產生所述第一和第二控制信號，以驅動所述第一和第二開關使得達到如所述亮度控制信號輸入設定的所述燈泡所需亮度水平。
68.根據權利要求67的鎮流器，其中所述調光控制信號的輸入包括由調光器生成的相位控制電壓，所述鎮流器進一步包括零交點探測電路用於接收所述相位控制電壓，所述零交點探測電路檢測所述相位控制電壓的零交點；其中所述控制電路確定導通時間在所述相位控制電壓的每個半周期並且使用所述導通時間設定所述燈的亮度水平。
69.根據權利要求68的鎮流器，進一步包括整流電路接收所述相位控制電壓和AC電源電勢的中心線，所述整流電路生成整流信號。
70.根據權利要求69的鎮流器，其中所述相位控制電壓提供所述調光控制信號的輸入和所述倒相電路的電源。
71.根據權利要求67的鎮流器，進一步包括感應元件用於感應通過所述第一和第二開關引出的電流，所述感應元件設置於所述總線電容和初級繞組之間。
72.根據權利要求71的鎮流器，其中所述感應元件設置於所述總線電容和所述交點之間。
73.根據權利要求72的鎮流器，其中所述感應元件包括電阻。
74.根據權利要求67的鎮流器，其中所述開關是FET。
全文摘要
本發明提供一種用於驅動氣體放電燈的電子鎮流器，其包括具有部分自激振蕩方式的倒相電路。該倒相電路包括具有初級繞組的主變壓器的推/拉式轉換器用於產生高頻AC電壓；半導體開關電耦合至所述主變壓器的初級繞組用於引導電流在交替的基礎上通過所述初級繞組，以及柵極驅動電路用於在逐周期的基礎上控制所述半導體開關。該驅動電路控制(例如打開)所述半導體開關以響應於來自所述主變壓器的第一控制信號，並控制(例如關閉)所述半導體開關以響應來自所述控制電路的第二控制信號。該控制電路控制所述半導體開關以響應流過所述倒相電路的倒相電流的積分峰值。
文檔編號H05B41/295GK102217427SQ200980144336
公開日2011年10月12日 申請日期2009年5月15日 優先權日2008年9月5日
發明者M·S·泰帕萊, R·C·小紐曼 申請人:路創電子公司