高頻加熱電源的製作方法

2023-05-25 12:05:06

專利名稱：高頻加熱電源的製作方法
技術領域：
本發明涉及用於在高頻加熱裝置的領域中抑制從緊接在磁控管的振蕩之 後的不穩定狀態產生的輸入電流的過衝的控制，所述高頻加熱裝置用於通過 驅動例如微波爐的磁控管來進行感應加熱操作。
背景技術：
作為在普通家庭中採用的例如微波爐的高頻加熱烹飪裝置中使用的電 源，考慮到電源的質量而希望有緊湊且重量輕的電源(以使其便於攜帶並且使 烹飪室較大，希望包含該電源的機械室的空間較小)。因此，電源已經通過引入切換電源而逐漸緊湊、重量輕和廉價，並且主要4吏用逆變電源(inverter power source)。此外，需要高輸出，從而需要控制大電流的技術。尤其是，如何抑 制當輻射微波的磁控管從不振蕩狀態開始振蕩時產生的輸入電流的過沖是個 問題，因此提出了其控制系統(例如，參見專利文檔1)。圖9示出了用於驅動磁控管的高頻加熱的高頻加熱電源的電源(逆變電 源)的一個示例。用於高頻加熱的高頻加熱電源的電源包括dc電源1、 ^茲漏變 壓器(leakage tmnsformer)2、第一半導體開關元件3、第一電容器5(緩沖電容 器)、第二電容器6(諧振電容器)、第三電容器7(平滑電容器)、第二半導體開 關元件4、驅動部分13、 Delon-Greinacher電路11和磁控管12。dc電源1對商業電源進行整流以便將dc電壓VDC施加到第二電容器6 和磁漏變壓器2的初級繞組8的串聯電路。第一半導體開關元件3串聯連接 到第二半導體開關元件4,並且第二電容器6和磁漏變壓器2的初級繞組8 的串聯電路與第二半導體開關元件4並聯連接。第一電容器5與第二半導體開關元件4並聯連接，並且起用於抑制在切 換期間產生的衝擊電流(電壓)的緩衝器的作用。在磁漏變壓器2的次級繞組9 中產生的ac高電壓輸出在Delon-Greinacher電路11中^皮轉換為dc高電壓， 並且被施加到》茲控管12的陽極和陰極之間的部分。；茲漏變壓器2的第三繞組 10將電流提供給磁控管12的陰極。第一半導體開關元件3和第二半導體開關元件4由IGBT和與其並聯連 接的續流二極體(free-wheelingdiode)組成。應當理解，第一和第二半導體開關 元件3和4不限於這一種類，並且可以使用閘流電晶體、GTO開關元件等。驅動部分13在其中具有振蕩部分，該振蕩部分用於形成第一半導體開關 元件3和第二半導體開關元件4的驅動信號。在此振蕩部分中，產生預定頻 率的矩形波，並且DRIVE(驅動)信號被提供給第一半導體開關元件3和第二 半導體開關元件4。緊接在第一半導體開關元件3或第二半導體開關元件4 之一被關斷之後，由於另一個半導體開關元件的兩端處的電壓為高，因此當 此時所述半導體開關元件被關斷時，提供了峰形過電流以產生不必要的損耗 和噪聲。然而，由於提供停滯時間(deadtime)使得關斷操作一直被延遲到兩端 處的電壓減小到大約0V為止，因此可以防止產生不必要的損耗和噪聲。應 當理解，在相反的切換操作期間實現相同的功能。省略由驅動部分13提供的DRIVE信號導致的每個模式的詳細操作。作 為圖9的電路結構的特徵，即使在作為用於普通家庭的電源中的最高電壓的 歐洲的240V時，在第一半導體開關元件3和第二半導體開關元件4中產生 的電壓也與dc源電壓VDC相同，即，240V^ = 339V。因此，即使在假設出現 諸如雷湧(lightning surge)或瞬時電壓下降的異常時，對於第 一半導體開關元件 3和第二半導體開關元件4，也可以使用大約600V的廉價的耐壓產品而不會 出現問題。此外，輸入電流Iin和依賴於每個輸出電平的參考電壓(REF)由輸 入電流恆定控制部分14控制，使得驅動部分13獲得期望的輸出電平。圖10示出了通過逆變電源在輸入電流Iin中的操作，從磁控管不振蕩的 狀態到磁控管振蕩的狀態。在橫坐標軸中示出時間，並且在導通佔空比(on duty)的縱坐標軸中示出輸入電流Iin(A)和用於輸入電流的控制信號(來自微計 算機的PWM信號)。當對從磁控管的不振蕩到振蕩的過程進行精細的分類時， 獲得l)不振蕩(起動模式)，2)振蕩(起動模式)，和3)振蕩(穩定模式)。最初， 在l)不振蕩(起動模式)中，在磁控管不振蕩的阻抗無窮大的狀態下，輸入電 流Iin僅輕微地流動。因此，應當理解沒有獲得PWM所示的期望的輸入。 2)振蕩(起動模式)是此時需要改善的部分。也就是說，這一部分是在緊接在振 蕩之後的磁控管的不穩定狀態下難以精確地控制輸入電流的區域，並且如圖 9所示，發現過衝。在3)振蕩(穩定)模式中，可以說這一區域是能夠實現穩定 的輸入電流控制的區域。現在，圖11示出了這種逆變電源電路中的諧振特性(利用電感L和電容 C形成諧振電路)。圖11是示出當施加恆定電壓時的工作頻率的電流特性的 圖，並且頻率fO指示諧振頻率。在逆變器的實際操作中，使用位於比頻率f0高的頻率fl至f3的範圍內的電流-頻率特性Il(實線部分)。即，在諧振頻率f0時，電流I1最大。當頻率範圍朝著fl至f3變得更高 時，電流I1被減小得更多，這是因為當在fl至f3的範圍內頻率變得更低時， 該頻率更接近諧振頻率，提供給^t漏變壓器的次級側的電流增大。反之，當 頻率變得更高時，該頻率更遠離諧振頻率，磁漏變壓器的次級側的電流被減 小得更多。在用於驅動作為非線性負載的磁控管的逆變電源中，通過改變頻 率來獲得期望的輸出。例如，可以以這樣的方式來獲得在LC電源中不能得 到的連續線性輸出，所述方式即當使用200W輸出時，在f3附近獲得輸出， 當使用600W輸出時，在f2附近獲得輸出，當使用1200W輸出時，在fl附 近獲得輸出。用於每個輸出電平的操作頻率由圖9所示的驅動部分13提供， 然而，其內容(content)是由輸入控制恆定電路部分14實現的，所述輸入控制 恆定電路部分14控制被轉換為將與每個輸出電平的參考電壓相同的電壓的 輸入電流。此外，由於使用ac商業電源，因此為了滿足當在0。和180。的電源 相位附近不施加高電壓時不振蕩高頻的磁控管的特性，在這一部分中，將逆 變器的操作頻率設置為接近fl的頻率，在所述頻率中，諧振電流增大。因此， 可以提高磁控管施加的電壓與商業電源電壓的增壓比，並且可以加寬發射無 線電波的傳導角度。專利文檔1: JP-A-2000-21559發明內容然而，上述結構具有如下問題。也就是說，由於設置了當控制輸入電流時充當參考的信號(REF)(使用來 自外部控制板的微計算機的用於輸入電流的控制信號)，實際上提供給逆變電 源的電流被轉換為電壓並且被控制以便與上述參考信號REF相同，出現以下 問題在最大輸出時，緊接在從磁控管的不振蕩起的振蕩之後的不穩定狀態 下產生的輸入電流的過衝增大。明提供了一種結構，該結構能夠通過改變用於 磁控管的不振蕩(起動模式)和振蕩(穩定模式)中的輸入電流的控制信號的 PWM設置值，來抑制緊接在振蕩之後的過沖。在上述結構中，本發明可以抑制緊接在磁控管從其不振蕩的狀態開始振 蕩之後的不穩定狀態下的輸入電流的過沖，避免將過載分別施加到多個部分， 並且實現磁控管的平穩振蕩(從起動狀態向穩定狀態的轉變)。此外，本發明還題。<本發明的優點〉根據用於高頻加熱的高頻加熱電源的電源，即使將穩定模式期間的PWM 設置值設置為最大輸出值，輸入電流也不需要被控制為包括緊接在振蕩之後 的過衝的大電流。在磁控管轉變為穩定狀態之後，PWM設置值轉變為實際的 穩定模式的PWM設置值，使得可以儘可能多地抑制輸入電流的過衝。


圖1是本發明第一實施例的用於驅動磁控管的逆變電源的示意框圖。 圖2是本發明第 一 實施例中的磁控管從不振蕩到振蕩的轉變中的輸入電 流特性圖。圖3是本發明第二實施例的用於驅動磁控管的逆變電源的示意框圖。 圖4是本發明第二實施例中的磁控管從不振蕩到振蕩的轉變中的輸入電 流特性圖。圖5是本發明第三實施例的用於驅動磁控管的逆變電源的示意框圖。 圖6是本發明第三實施例中的磁控管從不振蕩到振蕩的轉變中的輸入電 流特性圖。圖7是本發明第四實施例的用於驅動磁控管的逆變電源的示意框圖。 圖8是本發明第四實施例中的磁控管從不振蕩到振蕩的轉變中的輸入電 流特性圖。圖9是用於高頻加熱的高頻加熱電源的電源的電路框圖。 圖10是通常的磁控管從不振蕩到振蕩的轉變中的輸入電流特性圖。 圖11示出了當將恆定電壓施加到逆變器諧振電路時的電流-工作頻率特 性曲線圖。l...dc電源2.."磁漏變壓器3...第一半導體開關元件4...第二半導體開關元件5...第一電容器6...第二電容器7...第三電容器11…Delon-Greinacher電路12...磁控管13...驅動部分14...輸入恆定控制電路101、 201、 301、 401…PWM設置部分102...不振蕩/振蕩判定部分103...起動/穩定判定部分104...脈沖寬度/電壓轉換部分104...光電耦合器具體實施方式
第 一發明提供了 一種用於高頻加熱的電源，其通過利用使用商業電源的 半導體開關元件執行高頻切換操作來驅動磁控管，其特徵在於，使用用於輸 入電流的控制信號來抑制緊接在磁控管開始振蕩之後的輸入電流的過衝。第二發明提供了根據在權利要求1中限定的發明的用於高頻加熱的電 源，其特徵在於，用於輸入電流的控制信號在磁控管的不振蕩(起動模式)和振蕩(穩定模式)中設置不同的值。第三發明提供了根據在權利要求2中限定的發明的用於高頻加熱的電 源，其特徵在於，在磁控管開始振蕩之後，用於輸入電流的控制信號的起動 模式的設置值逐漸改變為穩定模式的設置值。第四發明提供了根據在權利要求2或3中限定的發明的用於高頻加熱的 電源，其特徵在於，用於輸入電流的控制信號的起動模式的設置值是恆定的， 而與穩定模式的每個輸出電平無關。第五發明提供了根據在權利要求3中限定的發明的用於高頻加熱的電 源，其特徵在於，用於輸入電流的控制信號的起動模式的設置值被設置為與用於確定是不振蕩還是振蕩(均在起動模式中)的IINTH閾值相同，然後當起 動模式的設置值轉變為穩定模式中的設置值時被改變相同的傾度 (inclination),而與每個輸出電平無關。根據上述結構，可以抑制緊接在磁控管從其不振蕩的狀態開始振蕩之後 的不穩定狀態下產生的輸入電流的過沖，可以避免將過載分別施加到多個部 分，並且可以實現磁控管的平穩振蕩(從起動狀態向穩定狀態的轉變)。此外， 本發明還可以解決例如將在過沖時產生的過電壓檢測為異常電壓所引起的停 止的問題。現在，將在下面通過參照附圖來描述本發明的實施例。如上所述，本發 明具有一種結構，該結構可以通過改變用於磁控管的不振蕩(起動模式)和振蕩 (穩定模式)中的輸入電流的控制信號的PWM設置值來抑制緊接在振蕩之後 的過沖。圖1、 3、 5和7中的REF輸出信號之後示出的結構與圖9的結構相 同。本發明不受這些實施例限制。(第一實施例)圖1示出了本發明第一實施例的用於驅動磁控管的逆變電源的示意框 圖。如上所述，由於在REF信號之後的結構與圖9所示的通常結構相同，因 此在這裡省略其解釋。圖1所示的PWM設置部分101在起動模式和穩定模式中設置不同的 PWM。不振蕩/振蕩判定部分102將IINTH信號與Iin信號相比較，以便將起 動模式切換為穩定模式。也就是說，IINTHMin被判定為不振蕩，IINTH<Iin 被判定為振蕩。在提供時間延遲之後，經由起動/穩定判定部分103將信號輸 入到PWM設置部分101,以便確定將所輸出的PWM信號設置為起動模式值 還是穩定模式值。在脈衝寬度/電壓轉換部分104中，以與PWM的導通佔空比比率成比例 的形式將PWM信號轉換為電壓。例如，當PWM-85。/。時，可以將所述信號 設置為REF-6V和1000W輸出的參考信號。當PWM-60。/。時，可以將所述 信號設置為REF-4.2V和700W輸出的參考信號。圖l中的光電耦合器105 被用作到具有不同的GND電勢的逆變器側和外部控制板(控制板)側的隔離接 c 。圖2示出了根據本發明的、通過用於驅動磁控管的逆變電源的操作而從磁控管不振蕩的狀態到磁控管振蕩的狀態的輸入電流Iin中的輸入電流特性 圖。如圖所示，在起動模式和穩定模式中PWM設置值的導通佔空比改變， 從而抑制輸入電流的過衝(權利要求1)。即，在緊接在磁控管的振蕩之後的不 穩定狀態期間，將PWM設置值的導通佔空比設置為低水平，使得將輸入電 流控制為低。在識別出磁控管轉變為緊接在振蕩之後的穩定振蕩狀態之後， 將PWM設置值設置為穩定模式中的正常的和期望的PWM設置值。這樣， 即使當穩定模式中的PWM設置值是最大輸出時，也抑制過衝以實現穩定起 動(權利要求2)。實際上，來自外部控制板的PWM信號被轉換為與逆變電源中的導通佔 空比成比例的參考信號REF,並且被傳送給驅動部分，所述驅動部分用於通 過將該參考信號與藉助於在輸入恆定控制部分中將輸入電流轉換為等同的電 壓而獲得的信號進行比較來控制操作頻率。此時，在REF端中使用電容器， 以便吸收如圖2所示的導通佔空比的突然改變。此外，在將PWM信號切換為振蕩(起動模式)和振蕩(穩定模式)時，提供 圖2所示的IINTH閾值，以便根據輸入電流是否超過該闞值來判定切換操作。 此外，緊接在輸入電流超過IINTH閾值之後，由於不能確保磁控管的振蕩的 穩定性，因此在逆變電源和外部控制板的通信中提供大約為PWM周期的幾 倍長的時間延遲之後，將PWM信號切換為穩定模式的PWM設置值。作為要注意的起動模式中的PWM設置值的點，將通過所述設置值獲得 的Iin值設置為大於IINTH閾值。否則，PWM信號不能被轉變為穩定模式中 的PWM設置值。(第二實施例)圖3示出了本發明第二實施例的用於驅動磁控管的逆變電源的示意框 圖。如上所述，由於在REF輸出信號之後的結構與圖9所示的通常結構相同， 因此在這裡省略其解釋。在第二實施例的用於驅動^f茲控管的逆變電源中，如 圖3所示，在PWM設置部分201中增加了起動到穩定控制。其它處理與第 一實施例的處理相同，並且利用相同的參考標號來指示與上述組件相同的組 件，並省略其解釋。圖4示出了第二實施例的輸入電流特性圖，其中，除了圖l所示的系統 之外，還將PWM信號的設置值從起動模式逐漸改變為穩定模式。例如，當在起動模式中PWM設置值為30%時，在穩定模式中，PWM設置值為MAX 處的85%，並且以1%/ms而在55ms之後達到穩定模式的最終設置值。以這 樣的方式，可以更多地抑制在第 一 實施例中示出的輸入電流的過衝(權利要求 3)。(第三實施例)圖5示出了本發明第三實施例的用於驅動磁控管的逆變電源的示意框 圖。如上所述，由於在REF輸出信號之後的結構與圖9所示的通常結構相同， 因此在這裡省略其解釋。在第三實施例的用於驅動;茲控管的逆變電源中，如 圖5所示，在PWM設置部分301中，起動模式的設置值被固定為30%的佔 空比比率。其它處理與第一實施例的處理相同，並且利用相同的參考標號來 指示與上述組件相同的組件，並省略其解釋。圖6示出了第三實施例的輸入電流特性圖，其中，起動模式的PWM設 置值被固定，而不考慮與在第 一和第二實施例中示出的系統內的每個輸出電 平相對應的穩定模式的PWM設置值。在此情況下，即使當穩定模式中的最 小輸出值低於IINTH閾值時，也不需要專門地計算和設置起動模式中的PWM 設置值。可以觀察到在第一實施例中描述的、要注意的起動模式中的PWM 設置值的點，並且，即使在穩定模式中的最大輸出值的情況下，也可以僅一 次將起動模式中的PWM設置值設置為充分地抑制過衝的值。(第四實施例)圖7示出了本發明第四實施例的用於驅動磁控管的逆變電源的示意框 圖。如上所述，由於在REF輸出信號之後的結構與圖9所示的通常結構相同， 因此在這裡省略其解釋。在第四實施例的用於驅動磁控管的逆變電源中，如 圖7所示，在PWM設置部分401中將起動模式的設置值設置為與IINTH閾 值相同的值。此外，將從起動到穩定的轉變設置為A(MAC-IINTH)/20ms的固 定值。其它處理與第一實施例的處理相同，並且利用相同的參考標號來指示 與上述組件相同的組件，並省略其解釋。圖8示出了第四實施例的輸入電流特性圖，其中，將起動模式的PWM 設置值設置為與在上述第三實施例中示出的系統中的IINTH闞值相同的值。 此外，用於將PWM設置值改變為穩定模式中的PWM設置值的傾度是恆定 的，而與每個輸出電平無關，以便消除複雜控制。通過適當設置傾度，不需 要在逆變電源和外部控制板的通信中提供如在第一實施例中描述的大約為PWM周期的幾倍長的時間延遲，並且可以將PWM設置值立即轉變為穩定模式中的PWM設置值。以這樣的方式，在第四實施例中，可以實現更平滑地 抑制過沖的起始控制(權利要求4)。通過參考特定實施例詳細描述了本發明，然而，本領域普通技術人員應 當理解在不背離本發明的精神和範圍的情況下，可以進行各種改變或修改。 本申請基於2005年8月26日提交的日本專利申請第2005-245619號，並且 其內容作為參考而被合併於此。<工業應用性〉如上所述，根據用於高頻加熱的電源，即使將穩定模式期間的PWM設 置值設置為最大輸出值，也不需要將輸入電流控制為包括緊接在振蕩之後的 過沖的大電流。在磁控管轉變為穩定狀態之後，PWM設置值轉變為實際穩定 模式的PWM設置值，使得可以儘可能多地抑制輸入電流的過沖。因此，可 以將用於高頻加熱的電源應用於各種逆變器電路。
權利要求
1.一種用於高頻加熱的電源，其通過利用使用商業電源的半導體開關元件執行高頻切換操作來驅動磁控管，其中，使用用於輸入電流的控制信號來抑制緊接在磁控管開始振蕩之後的輸入電流的過衝。
2. 根據權利要求1的用於高頻加熱的電源，其中，用於輸入電流的控制 信號在磁控管的不振蕩(起動模式)和振蕩(穩定模式)中設置不同的值。
3. 根據權利要求2的用於高頻加熱的電源，其中，在磁控管開始振蕩之 後，用於輸入電流的控制信號的起動模式的設置值逐漸改變為穩定模式的設 置值。
4. 根據權利要求2或3的用於高頻加熱的電源，其中，用於輸入電流的 控制信號的起動模式的設置值是恆定的，而與穩定模式的每個輸出電平無關。
5. 根據權利要求3的用於高頻加熱的電源，其中，用於輸入電流的控制 信號的起動模式的設置值被設置為與用於斷定不振蕩和振蕩(均在起動模式 中)的IINTH閾值相同，然後當起動模式的設置值轉變為穩定模式中的設置值 時被改變相同的傾度，而與每個輸出電平無關。
全文摘要
可以提供一種用於高頻加熱的電源，其能夠抑制在緊接在磁控管開始振蕩之後的不穩定階段中產生的輸入電流過衝。可以將從磁控管(12)的不振蕩到振蕩的過程劃分為不振蕩(起動模式)、振蕩(起動模式)和振蕩(穩定模式)。問題在於緊接在振蕩之後的不穩定狀態。通過將此時的PWM設置值設置為低於穩定模式中的PWM設置值，可以抑制輸入電流過衝，這是因為即使已經將穩定模式下的PWM設置值設置在最大輸出值，也不可能控制為包含緊接在振蕩之後的過衝的大電流，並且在磁控管進入穩定狀態之後設置實際穩定模式的PWM設置值。
文檔編號H05B6/66GK101258778SQ20068003128
公開日2008年9月3日 申請日期2006年8月25日 優先權日2005年8月26日
發明者城川信夫, 守屋英明, 木下學, 末永治雄, 酒井伸一 申請人:松下電器產業株式會社