在多載波傳輸系統中保持幀同步的裝置和方法
2023-04-30 03:05:11
專利名稱：在多載波傳輸系統中保持幀同步的裝置和方法
技術領域：
本發明涉及使用多載波調製的傳輸系統，且特別與該類系統中的幀同步有關，這類系統以下簡稱為多載波系統。
背景技術：
本發明直接參考下文指明的美國專利申請，其中每個申請的完整公開件在此引入以供參考美國專利申請第08/057,301號，P.S.Chow等人1993年5月3日提交，題目為「在數字用戶線路上多載波信號的自適應、可變帶寬高速數據傳輸的方法和設備」，它說明了一種使用DMT調製的多載波系統，並於1995年12月26日授予美國專利號5,479,447。
美國專利申請第08/107,200號，J.M.Cioffi等人1993年8月17日提交，題目為「可變延遲的多載波傳輸系統」，它也敘述了使用DMT調製的多載波系統的細節。
美國專利申請第08/109,489，R.R.Hunt等人1993年8月20是提交，1995年3月21日授予美國專利號5,400,322，題目為「多載波調製傳輸系統中的比特分配的更新」，它敘述了在多載波系統中保持比特分配的方式。
多載波調製的原理說明在例如IEEE通訊雜誌1990年5月第28卷第5冊第5-14頁John A.C.Bingham所著文章「數據傳輸的多載波調製一個其時代已經來臨的概念。」如所周知，在使用多載波調製的傳輸系統中，在傳輸信道的可用頻帶內彼此隔開的、構成一組副載波的FDM(頻分多路復用)副載波，按該系統的塊或符號傳輸速率被調製。在每個塊或符號周期內供傳輸用的輸入數據的各比特被分配給各個副載波，其方式與副載波的信噪比(SNR)有關，通常因此如在接收機監視的那樣，副載波的比特誤差率基本上相同。結果是，不同的副載波攜帶在每個符號周期內不同數目的比特。將適當的比特和傳輸功率分配給副載波，這樣的系統可提供所需性能。
多載波調製的一個特別形式，即其中調製是採用離散傅立葉變換完成的，稱為離散多頻聲(或DMT)調製。上面提及的相關應用披露了使用DMT調製的多載波系統的有關細節。
和在任一通訊系統中一樣，有必要在DMT或其它多載波系統的發送機和接收機之間建立並維持同步。頻率同步是通過使用多個信號音之一作為導頻音來控制接收機處的鎖相環，便利地在DMT系統中提供的，這一點與在J.S.Chow等人1993年3月8日在標準委員會論文集(StandardsCommitte Contribution)T1E1.4/93-022上發表的題為「DMT初始化一個標準規範所需的參數」(DMT InitiationParameters Needed ForSpecification In A Standard)文章中所表示的一樣。該參考文獻也概述了DMT系統的其它初始化過程，包括向該系統的副載波或信號音分配比特在內。
除了該頻率同步以外，需要對數據的傳輸的塊或符號進行同步。這在此處稱為幀同步，每幀與多載波系統的一個塊或符號相對應，以便與單載波傳輸系統中所用的相同術語一致。應理解的是，每幀、塊或符號可以包括一定基本數量的信息，例如大約1700比特(假定傳輸速率為大約6.8Mb/s，符號周期為大約250μs)。
單載波傳輸系統，例如QAM(正交幅度調製)系統，總是完全工作在時域。在這類系統中，可採用一個相對「隨機」的幀同步序列來維持幀同步，該序列直接插入到發送機一側的時域信號樣本流中，並且在接收機一側被提取並和該次序的存儲備份相關。相關結果較大，則表明幀同步已保持，小的相關結果表明幀同步丟失，即已錯過了未知數目的時域樣本。在後一情況下，接收機調用搜索過程使接收機再同步，即使在接收機的幀邊界與發送機的幀邊界重新對準。
本發明要解決的技術問題對於接收機是否同步的問題該時域幀同步提供了一個簡單的是或否的答案。當幀同步丟失時為使接收機能重新同步，系統需要進行相關並對大量的可能的幀調整進行搜索。這是很費時的，因而是不受歡迎的過程。
本發明的目的是提供在使用多載波調製的傳輸系統中提供幀同步的改進方法，以及利用該方法的改進的傳輸系統。
本發明的一個方面提供了在多載波調製傳輸系統中維持幀同步的方法，在該傳輸系統中周期性發送一個包括同步碼型(pattern)的同步幀，包括步驟存儲同步幀的複數振幅；將同步幀的複數振幅和所存儲的代表同步碼型的信息相關，由此產生一個相關結果；並且確定相關結果是否低於某閾值，表明幀同步丟失，且在此情況下執行在所存儲信息和所存儲複數振幅之間的若干相關，在所有情況下，所存儲複數振幅與代表所存儲複數振幅的相關複數反旋(derctation)的相應複數值相乘，每個複數反旋相應於同步幀的一個相應的時間移位，由此產生若干個相關結果，每一結果對應於一個相應的時間移位；由該若干個相關結果確定一個用於恢復幀同步的時間移位；根據該確定的時間移位調節幀邊界以恢復幀同步。
對於離散多頻音調製傳輸系統，本方法優選包括步驟使用具有預定頻率的一個信號音作該系統的發送機和接收機之間的頻率同步用；在發送機，用N點快速傅立葉逆變換將頻域的複數振幅轉換為時域值；在發送機處採樣時域值，採樣頻率為該預定頻率的j倍，j是2的整數冪；並且在接收機處，用N點快速傅立葉變換將時域值轉換成頻域的複數振幅，每個所說複數反旋對應於在一幀寬度內N/j個時間移位的有關的一個。如果同步幀周期性地每Q幀發送1次，這裡Q是大於N/j的整數，則這是特別有利的，因為它使得幀同步可以在兩個連續的同步幀之間恢復。
每個相關結果優選地如此得到將每個複數振幅與來自代表同步碼型的所存儲的信息的相應的複數振幅相乘，並且對各複數乘積的實部求和。該方法優選地包括對被乘的複數振幅加權的步驟，對被乘的每個複數振幅的加權優選地依賴於與該有關的複數振幅有關的多載波信道的信噪比。
本發明的另一個方面是提供一個多載波調製傳輸系統接收機，包括一個快速傅立葉變換(FFT)單元，用於將時域值變換為頻域的複數振幅；一個緩衝寄存器，用於根據幀邊界向該FFT單元提供所接收的時域值；一個相關器，用於將該系統的一個同步幀的複數振幅與存儲在接收機處的同步碼型相關，以產生相關結果；以及一個控制單元，響應於該相關結果低於某閾值情況以調整幀邊界，調整量為如下確定的一個時間移位執行在所存儲同步碼型和複數振幅之間的若干相關，在所有情形下複數振幅與對應於同步幀的相應的時間移位的代表複數振幅的一個相應複數反旋的相應複數值相乘，並且選擇最佳的相關結果。
說明書
本發明可以從參考附圖的下面說明中得到進一步理解，附圖中圖1是使用多載波調製的傳輸系統的部件的示意圖，其中根據本發明的一個實施方案維持幀同步並將之恢復；以及圖2是示意維持和恢復圖1傳輸系統中的幀同步的各步驟的流程圖。
具體實施例參看附圖，多載波系統包括一個DMT(離散多頻音)發送機10和一個DMT接收機12，它們通過有關的混合電路14和16耦合至一個傳輸路徑18，該路徑18例如是一個雙線電話用戶專用線路，用於按這裡稱為下行方向的從發送機10至接收機12的方向傳輸信號。一個上行發送機(未示出，但可與發送機10相似)與混合電路耦合，一個上行接收機(未示出，但可與接收機12相似)耦合至混合電路14，以便經路徑18沿相反的上行方向傳送信號。例如該系統可以是一個ADSL(非對稱數字用戶專用線路)系統，其中發送比特率在下行方向比上行方向大。
發送機10經路徑20提供待發送數據，包括編碼器22、幀同步序列源24、IFFT(逆FFT，或傅立葉逆變換)單元26，循環詞頭(prefic)加法器28，以及單元30，其中單元26實施例如512點IFFT，單元30則包括一個DAC(數模轉換器)和多個輸出端耦合至混合電路14的濾波器。
相反地，接收機12包括單元32、時域均衡器(TEQ)34、緩衝寄存器36、單元38、頻域均衡器(FEQ)和解碼器單元40，其中單元32具有來自混合電路16的接收信號、且包括多個濾波器和一個ADC(模數轉換器)，單元38實施512點FFT，單元40在輸出路徑42上複製原始數據。緩衝寄存器36用於將待提供給FFT單元38的信號作串至並行轉換，循環詞頭不被提供給FFT「單元38，因而被去掉。圖中所示的接收機12的其它部件與頻率和幀同步有關，將在下文說明。
路徑20上的下行信號分為多幀，並由編碼器22編碼成頻域多載波符號，這些符號被送給IFFT單元26。每幀數據用一個有關的多載波符號表示，該符號包括系統的一些副載波或信號音的每一個的複數振幅(即兩個振幅，實部和虛部信號分量)。例如，該系統可以使用256個離散信號音或副載波，頻率為n×4.3125KHz，這裡n是信號音或載波的數目，從1～256。每個信號音振幅均根據某比特分配方案分配信號的可變數目的比特，比特分配方案可以是例如上面提及的R.R.Hunt等人的相關申請描述的那種。在例如大約為250μs的每個多載波符號周期中分配給每個信號音振幅的比特數可以為零(即該信號音未被用於該信號)或可在最小數，例如2比特，至最大數，例如其範圍從10至16比特之間變化。
對於下文進一步說明的幀同步，包括由源24產生的同步序列在內的同步幀被周期性地插入到從編碼器至IFFT單元26的數據流中(要不可將該同步序列的時域版本插入到單元26和28之間)。例如，同步幀提供作為每個第Q＝69幀或多載波符號，這樣每個同步幀後跟有68個數據幀。同步序列例如是一個下文將作說明的偽隨機序列，同一序列用於每個同步幀。
在IFFT單元26的輸入埠，每個幀的一個特定信號音保留作導頻音，不攜帶信息，由此提供一個發送的導頻音，它用於頻率同步，如下文所說明的。
每個頻域多載波符號由IFFT單元26變換為時域多載波符號。該時域多載波符號因而包括512個實值的時域樣本，它們被送往循環詞頭(cyclic prefic)加法器28。對於每個多載波符號，循環詞頭加法器28將所得到的具有例如544個實值時域樣本的串流提供給DAC和濾波器單元30，該單元30將這些樣本轉換成經濾波的模擬信號，這些模擬信號經混合電路14發送至傳輸路徑18。這544個樣本由IFFT單元26提供的512個樣本組成，詞頭以由循環詞頭加法器28加入的這些樣本的最後32的拷貝構成。如此加入循環詞頭的用法和好處公知於例如「選定通信領域的IEEE期刊」(IEEE Journal on Selected Areas inCommunications)1991年8月第9卷第6期第895至908頁上J.S.Chow等人所著文章「用於HDSL應用的離散多頻音無線電收發信機系統」。
在接收機12中，經傳輸路徑18接收的信號由混合電路16送往濾波器和ADC單元32，以複製每個多載波符號的544個串行樣本，這些樣本送往時域均衡器(TEQ)34。TEQ34是一個有限脈衝響應濾波器，它用於限制脈衝響應的大多數使之小於循環詞頭的時長，以使得後來將循環詞頭移去可以減少相鄰多載波符號之間的幹擾。均衡後的串行時域樣本流送往緩衝寄存器36，它在其並行輸出端產生每個多載波符號的512個時域樣本，循環詞頭的32比特由此移去。這些512時域樣本送往512點FFT單元38，並由該單元變換成一個包括256個復值信號音振幅的頻域多載波符號，該符號被送往單元40中的頻域均衡器(FEQ)。
該FEQ包括一個復值信號單抽頭自適應均衡器，用於256個信號音中的每一個。FEQ和解碼器單元40可以例如具有如前面提及R.R.Hunt等人的相關申請的圖3中所示的形式。單元40在輸出數據路徑42上產生所得到的解碼後的接收信號。
儘管此處不作進一步說明，發送機10和接收機12也可實施可變延遲緩存以及格柵(trellis)編碼調製，如同在例如上述提及的J.M.Cioffi等的相關申請中說明的。除混合電路14和16的功能外，在發送機10和接收機12每一處的大多數或全部功能可由一或多個數位訊號處理器實施。
發送機單元30的DAC經線44提供有一個時鐘信號，該時鐘信號的頻率為DAC工作用所需的抽樣頻率。在接收機單元32中的ADC需要同步至一個相關頻率(這兩個頻率可以完全相同，或者一個是另一個的整數倍，或者它們可以一定方式相關以適應在進行樣本填充、插入、或抽取時的速率變換)。這裡為簡便起見假設，單元32中的ADC按單元30中的DAC的抽樣頻率進行工作。為了進行頻率同步，如前所示256個信號音之一專門用作導頻音。這樣對於每個多載波符號被分配給該信號音的在路徑20上的信號比特數為零。
為便利和簡單起見，抽樣頻率和導頻音頻率如此選擇，使得抽樣頻率是導頻音頻率的2倍數的整數冪。例如，第64信號音(n＝64)具有頻率64×4.3125＝276KHz，用作導頻音，抽樣頻率是該導頻音頻率的8倍，或2.208MHz。該關係為幀同步提供了特定優勢，如下進一步說明的。
導頻音可以有恆定相位，或者它可以在相繼的多載波符號上攜帶一個特定的相位碼型或者長的偽隨機序列，它對於發送機和接收機來說均是已知的。IFFT單元26裝備有用於導頻音的複數振幅，它代表了導頻音的所需容量。出於簡便的考慮，這裡假定導頻音具有恆定相位，並且相應地IFFT單元26裝備有一個用於導頻音的恆定複數振幅，它代表該恆定相位。
接收機12包括一個壓控晶體振蕩器(VCXO)46，它在線48上產生用於單元32中的ADC的抽樣時鐘信號，它由一個控制迴路同步於發送機10的2.208MHz抽樣頻率，該控制迴路包括相位比較器50和由單元52表示的數字和模擬控制迴路濾波器。FEQ和解碼器單元36經線路54將所接收的導頻音的相位信息提供給相位比較器50，一個存儲的參考相位也被從存儲器56提供給相位比較器50。相位比較器50在其輸出端產生一個數字相位誤差控制信號，它由單元52中的數字和模擬濾波器進行濾波，以產生模擬控制電壓，這用於控制VCXO46，以維持頻率同步。
如在發明背景中所解釋的那樣，在發送機和接收機之間也必須保持數據的發送多載波符號的幀同步。換句話說，與在發送機10中的IFFT單元26的輸入端處的多載波符號所用的幀邊界相同的幀邊界必須被用於接收機12中的FFT單元38。在接收機12中，緩衝寄存器36用幀邊界來確定每個具有512個時域樣本的哪一些序列被送往FFT單元38，以被變換為相應的頻域多載波符號。
如上所述，在發送機10中，每68個數據幀均被補充以一個同步幀，由此形成一個具有Q＝69個連續幀或多載波符號的超幀(superframe)選擇該數目Q是為了提供該系統的數據攜帶容量(對於它Q最好有較高值)和幀再同步時間(對於它Q最好有較低值)之間的平衡。該同步幀包括一個偽隨機數據，它可以多個不同方法的任一個被提供給該同步幀多載波符號的各信號音。作為例子，下面對這些方法之一作了說明。
在發送機10內，一個長度為512的二進位偽隨機序列由源24根據下列方程給出X〔P〕＝1 對於P＝1到9X〔P〕＝X〔P-4〕X〔P-9〕 對於P＝10到512這裡X〔P〕是序列的第P位的二進位值，代表模2加法。該序列的各個比特被組成256個比特對，其中第一個比特對用於直流和Nyqnist副載波(對於它所分配的能量為零，這樣該比特對實際上被忽略)，剩餘255個比特對按頻率遞增順序被指定給同步幀的多載波符號的相應的信號音，每個比特對的4個可能的組合(0，0)，(0，1)，(1，0)和(1，1)直接映射到同步幀的相應信號音的4-QAM點。換句話說，每個比特對給出一個複數振幅，它被送往IFFT單元26用於同步幀的相應信號音。然後導頻音如上所述被其自身的適當的複數振幅改寫。
根據系統所建立的比特分配方法每個符號可能被分配少於2比特的信號音可以在接收機處丟棄，或可以在發送機處將其振幅抑制使得它們不被發送，由此在發送機處節約能源並且避免由於不理想的均衡或濾波而導致在各信號音之中的可能的幹擾。在後一情況，在發送機和接收機兩處均有的比特分配表可被用於為每個信號音提供能量比例矢量，通過它提供給同步幀中的信號音的複數振幅在被送往IFFT單元26之前被倍乘，可以在接收機12處實現互補的比例換算。
作為替代方案，來自源24的一個存儲的偽隨機序列可以簡單地分配給那些比特分配表表明有足夠SNR(信噪比)的信號音，當正被用於同步幀中的所有信號音已被分配了偽隨機數據時該序列被截短。再一次，接收機存儲與發送機相同的比特分配表，使得所期望的相關可以正確地實施。作為另一個替代方案，可以觀察到為了幀同步並非所有的可用信號音均必須用於同步幀中。
對於幀同步，如圖1所示接收機包括一個同步序列源58，它對應於並且產生與發送機中的源24相同的同步序列。接收機還包括相關器60和存儲器62，每個接收的同步幀(或者被接收機理解成每個接收的同步幀的東西，即每個第Q幀或多載波符號)均從單元40的FEQ的輸出端送往存儲器62。用於同步幀的FEQ係數可以與那些用於數據幀的係數不同。接收機還包括一個加權乘法器64，通過它來自源58的同步序列被送往相關器60；複數反旋乘法器66，它用於向相關器60提供乘以如下所述的複數反旋(derotation)值的接收的同步幀內容；以及一個幀同步判定單元68。該單元68對相關器60產生的相關結果作出響應，確定幀同步存在與否，並且在需要時通過路徑70對緩衝寄存器36所用的幀邊界進行修正，如下所述。
當對包括發送機10和接收機12在內的傳輸系統初始化時，幀同步按例如如下所述的方式建立。在後來的正常操作中，保持幀邊界而不必改變幀邊界。如下所述，在該正常操作情況下，相關器60和判定單元68監視幀同步。在發生幀同步丟失的情況下(在頻率同步存在時，表明接收機12正通過路徑18接收信號)，必須恢復幀同步。雖然這可通過重新初始化系統來進行(如在現有技術中)，但這是非常不可取的，因為初始化過程相當慢，例如需要約20秒，導致系統操作基本中斷。
實際上幀同步的丟失可能是例如由於包括發送機10的印刷電路卡被從設備架拔開(導致在接收機12處信號和頻率同步的丟失)，然後被重新插入(由此在接收機處恢復信號和頻率同步)而引起的。幀同步的丟失也可能是指監視到過量噪音從而產生較差的相關結果的發生，雖然實際上並非發生幀同步的丟失。在該情況下，無須重新作幀同步。本發明允許對這些場合進行區分，並且在實際發生幀同步丟失時通常使幀同步在非常短周期例如小於約100ms的時間內得以恢復，並且由此得以保持而不必對系統重新初始化。
元件58至68的操作另參照圖2中的流程圖在下文進一步說明。
在幀同步的狀態，如圖2框80所示每個同步幀即每個第69幀或多載波符號的接收內容，是從單元40中的FEQ的輸出端提供的且存儲在存儲器62內。可以看到這些內容是頻域的複數振幅，表示同步幀的信號音的複數振幅。如圖2中的框82所示，這些同步幀內容也直接或從存儲器62送往相關器60，在相關器60處它們與從存儲器58經加權乘法器64提供的同步序列相關。該相關包括將每個從單元40中的FEQ的輸出端提供的複數振幅與來自存儲器58的同步序列的根據如下所說的各自的加權因子由乘法器64加權的相應的複數振幅的乘積，和對複數振幅積的實部相加，以在相關器60的輸出端處產生單個實相關結果。
在最簡單的情況下，對於每個信號音或複數振幅加權乘法器64所用的加權係數包括二進位1或0，表明該信號音分別地用於或未用於參與相關。這樣例如導頻音的加權係數總是為零，因為它是頻率同步的標誌，對於它控制迴路從導頻音除去了任一個相位誤差。類似地，任何其它當前未被使用的信號音(即比特分配為零)的加權係數可以為零，和傳輸所用各信號音的加權係數可以為1。可以看到加權係數可以易於從在接收機12處提供的比特分配表推導出。
更為可取的是，加權乘法器64所用的每個係數提供了對有關信號音的複數振幅的加權，它依賴於有關信號音的SNR(信噪比)。該加權可以基於在系統的初始化期間確定的每個信號音的SNR(這用於確定各信號音的比特分配)，或者它可以基於信號音的自適應均方誤差(它可以對於每個多載波符號均有所更新)這使得可以對每個信號音的當前SNR進行測量，由此加權係數也自適應地更新。均方誤差的使用和它們與比特分配及SNR的關係在前面提及的R.R.Hunt等人及P.S.Chow等人的相關申請中有所說明。
如圖2中的框84所示，判定單元68確定相關器60產生的相關結果是否超過閾值TL。在通常的幀同步場合中情況就是這樣，無需進一步的行動。圖2給出了返回框80處理下一個同步幀的返迴路徑86，且同時數據從其它幀或多載波符號經圖1的單元38和40送往輸出路徑42。閾值TL設置為相當低的數值，以便相關結果一般地、甚至在有顯著的噪音存在時會超過該值，從而得以基本上避免對幀同步損失的誤確定。此外，儘管圖2中未示出，但可以給出一個計數器，以獲取在幀同步的丟失被確定之前的相繼同步幀中相關結果超過閾值TL的重複故障數。
在相關結果並未超過閾值TL(在所必需數目的例如2個相繼同步幀中)的情況下，進入圖2中的框88。
如框88所表示的且下文進一步說明的，在已被確定失去幀同步的同步幀之後的接下來的64個數據幀的每幀中，相關器60對來自存儲器62的、在複數反旋乘法器66乘以了相關的一組複數反旋的所接收同步幀內容和按上述加權的來自源58的同步序列進行相關。相應地，相關器60產生64個相關結果，這64個數據幀的每一個有一個相關結果，如圖2中的框90所示，判斷單元68確定這些相關結果中最佳的一個，並且如圖2的框92所示確定它是否超過再同步閾值TH。閾值TH設置的比閾值TL高，例如對於一個幀同步狀態大約為最大可能的相關結果的一半，這樣基本上避免了錯誤的再同步結果。在本情況再一次，但並未示於圖2中，可以提供一個計數器，以獲得在再同步完成之前在相繼的超幀中從框88-92過程所重複的相似結果的次數。
為響應框92所確定的相關結果超過閾值TH這一情況，進入圖2的框94，其中單元68通過經路徑70對緩衝寄存器36中的指針的控制，用單個步驟改變幀邊界，下文將進一步說明，該改變可以在剩餘的68-64＝4個數據幀期間完成，這樣再同步可以在如圖2所示從框94經路徑96回到框80後的下一個同步幀之前完成，並可以之證實。這樣如果上述提及的計數器也被提供的話，則響應於所檢測的幀同步丟失的再同步可以在單個超幀或一些超幀內完成，由此基本上持續地保持了幀同步。例如，對於採樣頻率2.208MHz，每幀544個時域樣本，每個超幀內69幀，如上所述，每個超幀周期為17ms。如果上述提及的計數器二者都有所需的計數2，那麼檢測到幀同步丟失，且上述的重新同步在4個超幀或68ms內完成。
如果在框92確定沒有相關結果超過閾值TH，那麼進入圖2的框98。在該框中可以採取各種可能的行動。例如，可以減少閾值TH，以增加框92中肯定性結果的可能性，或者可以通過改變緩衝寄存器36中的指針以對同步序列的不同幀進行檢查，或者可以重新對系統進行初始化。在實施時，已發現框88和90的過程總是導致在框92中的肯定性結果，這樣重新同步過程是非常有效的。
如果有限長離散序列的離散傅立葉變換定義為 這裡WN＝ej2π/N是1的基次N階根，然後周期地重複有限長序列以形成一個N周期的序列，那麼可以滿足時間移位特性，即 WN是一個複數旋轉(rotation)，並且這樣由周期序列f(k)的時間移位得到頻率樣本F(n)的複數旋轉，旋轉量依頻率n和時間移位m而定。
在如上所述的傳輸系統中，同步序列並不是周期性重複為N周期序列，而是代以前、後均有如上所述的來自路徑20的數據。但是，該數據相對同步序列而言有隨機的特點，且上面的特性可用於同步幀，結果相當準確。
在頻率同步具有上述的形式的同時，系統中頻同步的丟失對應於提供給緩衝寄存器36的數據樣本相對於緩衝寄存器指針的時間移位。在本說明書敘述的系統中，其中採樣頻率8倍於頻率同步用的導頻音，該時間移位只可為±8個樣本的整數倍。對於符號大小為N＝512(512點IFFT單元26和FFT單元36)的情況，每幀或每個多載波符號即有512/8＝64個可能的時間移位。這些可能的時間移位的每一個由乘法器66所用的64組複數反旋中相應的一個根據上述方程進行補償。為了調節每個方向上的時間移位，該64個可能的時間移位用於表示在正和負每個方向上多達半幀的時間移位。換句話說，乘法器的每組複數反旋對應於在緩衝寄存器36中數據樣本的各自的±8、±16…±256樣本時間移位。由於旋轉是遞歸的，只需將一組複數反旋存於接收機12處。
這樣對於圖2的框88，上述64個數據幀的每一個用於計算64個可能的時間移位m的相應一個的相關結果。在乘法器66中，由存儲器62提供的每個信號音n的複數振幅乘以各自的複數反旋WN-m，且得到的乘積在相關器60中與從存儲器58經加權乘法器64提供的同步序列的經加權的複數振幅相關，相關結果的實部相加以得出該相應時間移位m的相關結果。相關過程相當準確，使得在幀同步的丟失是由於被估算的可能時間移位m之一造成的情況下，該時間移位的相關結果超過閾值TH，而所有其它可能時間移位的相關結果比閾值TH小很多。由此，判定單元68可靠地確定已造成幀同步丟失的時間移位，並且通過如上所述的路徑70以單個步驟調節緩衝寄存器36的指針，以修正該時間移位，由此恢復幀同步。該重新同步過程完成，而沒有任何對同步序列的搜索過程。
在框88處產生的相關結果沒有超過閾值TH的情況下，如上所示該閾值可以降低，或者可以認定較大的時間移位導致了幀同步丟失。在後一情形下，可以通過改變幀計數來調節大於一幀的時間移位，以檢查同步序列的不同幀，然後對不同的幀計數重複上述步驟，並且對69個幀的不同幀繼續該搜索，直到該閾值TH被超過。或者，可以將系統重新初始化。在每一情況下，恢復幀同步伴有明顯的時間延遲，但是如上所示該情況實際上不大可能。
幀同步必須在初始化系統時建立，如上所示。初始化過程包括用於接收機12中的TEQ34的訓練方法，它在J.S.Chow等發表在1993年國際通信會議(International Conference on Communications)，1993年5月第761-765頁上的題為「多載波調製系統均衡器訓練算法」中有所敘述。在TEQ34訓練的最後，通過IFFT變換在時域獲得均衡的信道響應b和均衡器響應(即均衡器係數)W。b和W在時域的起始位置之間的相對偏差確定了接收信號的所需延遲；這又確定了在接收機處用於提供初始幀同步的多載波符號或幀邊界。
或者，上述修正過程也可用於初始建立幀同步，每幀可用於(在初始化期間)攜帶同步序列且可按上述執行時間移位，以建立幀同步。由於該過程使用FEQ係數(即相關是關於從單元40中FEQ的輸出所獲得的信息的，由此假定各FEQ係數的適當設置)，由此在該情況下必需首先計算適當的一組FEQ係數。這可以從在初始化過程中確定的信道響應得到，FEQ係數如此確定，使得對於解碼來說將解調的信號群集換算並旋轉成具有固定距離的格子。
作為又一個替換方案，幀同步可以初始地由同步序列和在初始化期間確定的信道響應通過測量對於512個可能的幀邊界調節來說每個信號音的SNR，並將導致最佳SNR性能的調節選擇為幀邊界而建立的。
顯然上面給出的特定數目、相互關係和細節都可以有所變化，以符合特定要求。例如，儘管如上所述採樣頻率8倍於導頻音頻率，但是情況不一定如此，但該數值是優選的，因為該2的整數冪關係明顯地簡化了在接收機12中必須執行的數位訊號處理。類似地，每個超幀大小為Q＝69幀有利地調節了在超幀內所得到的64個可能的時間移位，可達±256個樣本，以每幀一個的速率的相關，這樣便可利用額外時間如上所述在下一個同步幀之前實施幀邊界移動。
此外，儘管本發明僅對傳輸的下行方向進行了說明，但是它也可以同等地應用於傳輸的上行方向，並可採用相同的或(特別是對於兩個傳輸方向具有不同的傳輸速率和不同的IFFT和FFT大小的ADSL系統)不同的參數。再次，儘管本發明從DMT調製的特定角度進行了說明，但是它也可應用於使用其它形式多載波調製的傳輸系統。
這樣儘管本發明的特定實施方案已在這裡詳細地加以說明，應當理解可以在不偏離如權利要求書中所定義的本發明的範圍的情況下作出這些和一些其它的修正、變化和修改。
權利要求
1.用於在多載波調製傳輸系統中發送預定時域信號的方法，所說方法包括獲取待發送的預定時域信號，該預定時域信號的定義使得如果在將正能級逆映射到一個二進位值並將負能級逆映射成另一個二進位值之後對預定時域信號進行逆變換的話，所得到的頻域版本將是一組j個值，這j個值對應於由多載波調製傳輸系統用於攜帶信息的頻率信號音的至少一個子集，該組j個值從由下列方程確定的N個值的序列中選出X〔P〕＝1 P＝1到9X〔P〕＝X〔P-4〕X〔P-9〕 P＝10到N這裡j和N是大於1的整數，j小於或等於N，且N大於10，X〔P〕代表序列的第P個值的一個二進位值，代表模2加法；以及發送預定的時域信號。
2.根據權利要求1所述的方法，其中所說發送用於周期性地發送預定時域信號。
3.根據權利要求1或2的方法，其中如果N大於130，那麼在偽隨機序列中N個值的第129和130個值將置為零，而不論方程結果如何。
4.根據權利要求1、2或3的方法，其中N為512。
5.用於多載波調製傳輸系統的發送機，所說發送機包括一個編碼器，所說編碼器接收分成幀的一個數據流並將這些幀編碼成頻域多載波符號；一個存儲區域，所說存儲區域存儲和數據流一起發送的一個預定時域信號，該預定時域信號如此定義，使得如果在將正能級逆映射成一個二進位值並將負能級逆映射成另一個二進位值之後對預定的時域信號進行逆變換的話，則所得到的頻域版本將是一組j個值，該j個值對應於被多載波調製傳輸系統用來攜帶信息的頻率信號音的至少一個子集，該組j個值從由下列方程確定的一個N個值的序列中選出的X〔P〕＝1 P＝1到9X〔P〕＝X〔P-4〕X〔P-9〕 P＝10到N這裡j和N是大於1的整數，j小於或等於N，N大於10，X〔P〕代表序列的第P個值的二進位值，代表模2加法；以及一個輸出電路，將數據流和預定的時域信號耦合至一個傳輸路徑。
6.根據權利要求5中所述的發送機，其中傳輸路徑是一個雙線電話用戶線路。
7.根據權利要求5或6所述的發送機，其中所說發送機包括一個調製器，所說調製器將編碼的各幀調製成為數據幀的多載波符號，和其中所說存儲區將預定的時域信號在所說調製器之後送入數據流中。
8.根據權利要求7中所述的發送器，其中所說調製器是一個離散的多頻音調製器，且N為512。
9.根據權利要求6、7或8所述的發送器，其中如果N大於130，那麼在預定時域信號的逆變換中第129和130個值為零，無論方程結果如何。
全文摘要
描述了一個離散多頻音調製傳輸系統,其中在接收機上,幀同步的監視是通過將同步幀的頻域複數振幅和所存儲的同步碼型相關而完成的。如果相關結果低於閾值,表明幀同步丟失,則執行多個相關,所有情況下都使用乘以代表相應的複數反旋的相應複數值的同步幀的所存儲複數振幅,複數反旋相應於同步幀的相應的可能時間移位。如果最佳相關結果超過另一個閾值,則它表示用於恢復幀同步的時間移位,這在下一個同步幀接收到之前是可能的。
文檔編號H04L5/06GK1352504SQ01137429
公開日2002年6月5日 申請日期1995年7月11日 優先權日1994年7月15日
發明者J·T·阿斯拉尼斯, J·S·周 申請人:阿瑪提通訊公司