用於數字調製信號的雙向解調的方法和裝置的製作方法
2023-05-02 10:11:06 2
專利名稱：用於數字調製信號的雙向解調的方法和裝置的製作方法
預測的波形與實際收到的波形相比較，並且用於和依據每個數據符號圖形「正確的」的概率(接收到的圖形)的量被累計。每個量是依賴於預測波形和已接收波形之間匹配的精確度。可被包含於信道脈衝時間間隔之內的數據符號圖形響應系統「狀態」的響應。這樣的均衡器有時是指「維特比」均衡器，且在J，G Proahis所著的「數字通信」，2d ed，紐約McGraw-Hill，6.3節和6.7節(1989)中有描述。
提供給延遲線輸出端子的加權值是J係數，C1，C2，C3…Cj，在公式S1＝C1Di+C2DI-1+C3Di-2…CjDi-j+1中，其中S1是用於數據符號圖形Di，Di-1，Di-2，……的序列的預測符號。通常從已知的訓練碼形(training pattern)計算係數。在由二進位數據符號表示信號(如1和0)時，必須計算的預測信號的值是2j。應該理解的是M進位(如四進位)數據符號也能使用。
我們已知從接收信號最佳修改信道模式的各種方法，如在1990年9月10日公開歐洲專利申請號90850301.4文獻中所描述的。最好的方法是對於每個維特比狀態保持單獨的信道模式以及，當選擇一個狀態作為新狀態的最佳先前(precessor)時，對應那個狀態的信道模式被修改並且變為用於新狀態的信道模式。這樣，保證信道模式總是從直到那時接收到的最佳解調數據序列中產生。
在授予Dent的美國專利號5,331,666題目為「自適應最大似然解調器」中描述了自適應維特比均衡器的變量，此均衡器除系統啟動期之外沒有利用信道模式生成預測，因此沒有修改信道模式參數。更確切地說，在Dent的666號專利中描述了不經過最初的修改信道模式的中間步驟，而直接修改用於每個狀態的信號預測。
維特比均衡器包括下述步驟執行其功能(1)確定信道的有限脈衝響應(FIR)模式的端子係數；(2)對於可以假設包含於信道模式脈衝響應長度之內的所有可能數據符號序列，根據確定的端子係數預測應該被接收的信號值；(3)將每個假設值與實際接收信號值相比較並計算失配(通常通過對接收和假設值之間差的平方)；(4)對於每個假設符號序列，將計算出的失配加入到假設符號序列相一致的先前(precessor)序列，也稱作「狀態」的累計失配中(累計失配值稱為「路徑測量值」)；以及(5)選擇能夠轉換為新的假設狀態的「最好」的可能先前(precessor)序列，即選擇具有新狀態的最低路徑測量值的先前(precessor)序列。這樣，路徑測量值可以被認為代表假設符號序列和實際接收信號之間的相關程序的置信係數。
應該意識到維特比均衡器是一種形式的解碼，或解調接收到的數據符號流的順序的最大似然序列估算器(MLSE)。MLSE估算器和其它的均衡方法在上述由J.G Proakis所箸的文獻中有描述。
圖1說明具有16種狀態的MLSE均衡器內的數據結構和流程，假設預測信號值是基於四個前二進位符號(比特)加一個新的比特，這一實例的信道脈衝響應長度(J)是這樣五個符號，即與最短的信號路徑比較，最近的回波可以是四個符號的延遲。
參見圖1，通過假設狀態0000的符號歷史是真來開始一個MLSE處理周期，並且發送一個新的比特「0」。因此，對於信道模型40，可以看到信號值給出了預測的5比特符號歷史(history)00000。這是在比較器50中與實際接收的信號值比較並產生失配值。這是在加法器51中加入一個先前狀態0000路徑測量值以生成新狀態0000候選測量值。
然而，新狀態0000的新路徑測量值的另一個候選量可以通過假定狀態1000包括具有一個新的比特『0』的真歷史而得出來。這是因為當最先的(最左的)比特被左移出了4比特狀態數並進入符號歷史存儲器時，0000-0和1000-0都進入一個新的狀態(0-0000)。此候選值經向信道模型40加入10000，並且由此獲得的預測值與在比較器50中的輸入信號值相比較，並且在加法器中將最終的失配值和與狀態1000相關的先前累計失配值(路徑測量值)相加。然後將來自加法器51和52中的兩候選值在比較器53中相比較，並且選擇兩個值中較低的一個變為新的狀態0000的新的路徑測量值。另外，選擇與所選擇的先前狀態相關的歷史存儲器55的內容作為新狀態0000的符號歷史。再有，所選擇的比特歷史被左移，並且按照狀態0000或1000，進入到最右邊的位置0或1，從而產生所選擇的候選路徑測量值。
假設新的比特設為『1』以產生新狀態0001，還假設在狀態0000或1000作為候選先前狀態下，重複執行上述過程。
利用每對狀態，即8對狀態重複上述過程，以產生如下16對新狀態0001，1000產生新狀態0010和00110010，1010產生新狀態0100和01010011，1011產生新狀態0110和01110100，1100產生新狀態1000和10010101，1101產生新狀態1010和10110110，1110產生新狀態1100和11010111，1111產生新狀態1110和1111在上述處理周期的結束，處理了一個信號抽樣值並解調了一個附加的比特並且將其插入到符號歷史存儲器55中。在歷史存儲器中對於舊的比特有種會聚於同樣的值的傾向，在此點比特能被抽取出來作為最終的明確(unambiguous)決定並且歷史存儲器縮短1比特。已知技術中減少截短歷史存儲器增長的其它方法是已知的，諸如將最舊的比特從具有最低路徑測量值的狀態中提取出來。如果存儲器是滿的，則直到所有接收值已被處理後才需要將比特抽取出來。
將理解到的是MLSE均衡器識別一些數據符號碼形序列，並且這樣預測波形的一些序列是無效的。例如，在一瞬時(如一個比特周期)承載二進位數據符號圖形10010的信道的預測和信道在下一個瞬時(如下一個比特周期)執行二進位數據符號圖形11001的預測是不一致的，因為圖形10010是緊跟著圖形00100或00101(假設通過信道時左移位)。另外在這種情況下，每個00100和00101圖形只能將10010或00010二者之一作為先前狀態。這樣，一組轉換規則約束能夠順序地累計每個預測波形序列測量值的方法的數量。
應體會到的是，這種先前解調器只能對接收信號進行前向操作接收的訓練模式用於改進尚未接收的數據符號的預測波形。如果由於嚴重的信道衰落，符號間幹擾，頻率誤差等使訓練模式損耗或過度失真，這樣在它們能夠被精確地解調前，前向解調器必須等待直到下一個訓練模式能夠成功地接收。結果，在訓練模式之間的插入期發送的數據可能損耗。
在授予Dent等的題目為「用於數字調製信號的雙向解調的方法和裝置」的美國專利號5,335,250中揭示了一項技術，且權利要求為在訓練模式間的插入周期(intervening periods)內將數據發送的損耗減少到最小，這項技術不僅包括從接收的訓練模式前向解調插入的數據，還包括從下一個接收訓練模式後向解調。總之這項技術的實現是通過存儲接收信號抽樣值序列，時間反轉存儲序列，以及分別估算存儲的和時間反轉序列的前向和後向解調的質量因子，來決定多少數據符號應該由前向解調來解碼和多少應該由後向解調來解碼的。
如前面專利5,335,250中所述的技術中，根據典型地與接收數據內噪聲級相關的MLSE均衡器的測量值，確定從哪一個方向對訓練模式中繼續解調的準則。由於解調信號的精確度不僅依賴於噪聲級，還依賴於信號強度，因此一種用於確定從訓練模式的哪一個方向解調的技術，將考慮到產生優良性能的與信號強度和噪聲相關的其它參數。本發明的系統就將這種技術包含在內。
本發明提供了一種通過處理符號塊並且根據能夠從除均衡測量值之外的參數中獲得的，與處理的符號塊相關的質量因子(FOM)決定從哪一個方向是繼續解調來提高數字調製信號的雙向數字調製性能的方法和裝置。本發明系統所利用的參數是信號強度估算，它能夠從預測接收值中獲得；信號強度與噪聲之比；能夠從接收數據中獲得的接收信號強度(信號加噪聲功率)的估算；以及通過將接收信號加噪聲功率再除以噪聲而獲得的參數。
一方面，通過順序地接收對應預定數據符號的多個第一信號抽樣值，對應未知數據符號的第二個多個信號抽樣值，以及對應一組第二預定數據抽樣值的第三多個數據抽樣值，本發明雙向解調經通信信道傳輸的數據符號。接收到的多個數據抽樣值被存貯，並且第二組參考信號從所存儲的多個第一和第三信號抽樣值中分別確定。利用起始於靠近第一個多個信號抽樣值接收到的信號抽樣值的第一組參考信號，具有預選數符號的未知數據符號塊在那裡被前向解調。利用起始於靠近第三多個信號抽樣值處接收到的第二組參考信號，一個具有預選數符號的未知數據符號塊在那裡也被後向解調。在相應的前向和後向解調數據符號塊中表示解調質量的質量值被確定並且彼此相比較。根據比較質量值中的較高值，選擇前向或後向解調數據符號兩者之一輸出為解調數據。附加的數據符號塊被順序地處理直到整個的多個信號抽樣值被解調。
另一方面，通過利用根據包括從預測接收值獲得的信號估計(Sest)的各種參數的質量因子確定表示解調質量的質量值，本發明的系統解調經通信信道傳輸的數據符號。
通過參考以下優選實施例的詳細描述，結合附圖一起可以對本發明系統和方法有更全面的理解，其中圖1是用圖解表示能夠實現一個解調器的最大似然算法；圖2表示按照本發明的用於處理的部分信號的格式圖。
圖2B表示在數字蜂窩無線電話系統中傳輸的一部分信號的格式圖。
圖3是用於在前向和後向解調傳輸的數據符號的系統框圖。
圖4A是按照本發明系統的用於確定傳輸數據符號的最佳解調方向的系統框圖。
圖4B是按照本發明的圖4A所示系統的用於確定最佳調製方向的控制邏輯圖。
圖5是按照本發明的系統的分步雙向均衡的圖解說明；以及圖6是本發明系統和方法的流程圖。
圖2A表示可由按照本發明的裝置和方法處理的數據調製信號的部分10的格式。部分10包括多個第一預置數據符號11，它在傳給接收機之前是已知的，並且位於第一個多個未知數據符號12之前；多個第二預置數據符號13，它在傳給接收機之前是已知的並且位於第二個多個未知數據符號14之前；以及多個第三預置數據符號15，它在傳給接收機之前是已知的。應該理解，部分10僅是用於說明目的的通信信號的一小部分。在時分復用通信系統中，數據符號12可以由利用數據符號11作為它的均衡器訓練模式的第一接收機來接收，以及數據符號14準備用由利用數據符號13作為它的均衡器訓練模式的第二接收機來接收。第一和第二接收機可以是兩個在相同幀的不同時隙中接收TDMA無線信號的單獨的接收機。
根據雙向解調技術，由一個接收機利用多個第一和第二預定符號11，13來改進中間的多個未知數據符號12的解調。另外，另一個接收機也能夠利用多個第二預定數據符號13和以後的多個第三預定數據符號15一起解調中間的多個未知數據符號14。可以看到多個第一和第二預定符號可以與多個第三預定符號一致，並且預定數據符號碼形也可以散置在未知數據符號12之間，為了更好解調未知符號。
按照本發明的裝置最好使用了諸如以上所述的MLSE均衡器之一。對於維特比解調器，如專利~250所述，路徑測量值作為已解碼符號的累計質量的測量。
下面參見圖3，按照專利~250中的用於雙向解調發送數據符號的裝置100包括在合適的條件之後數位化接收信號的接收信號抽樣值器102。然後，信號抽樣值值被存儲在適當的存儲器104中。響應由控制器106生成的控制信號，從存儲器104恢復信號抽樣值，並送給維特比解調器108。控制器106也可以恰當地生成用於觸發信號抽樣值器102的定時信號。
存儲信號抽樣值值按正常時間順序首先從存儲器104恢復，即，繼預定數據符號11之後是未知數據符號12。如上所述，維特比解調器108運用一些接收信號抽樣值值利用已知符號11初始化維特比解調器。然後，維特比解調器運用一些接收信號抽樣值值解調符號12。
然後，控制器106以反向時序恢復來自存儲器104的接收信號抽樣值值，即，預置符號113(反向的)，其後是未知數據符號12(反向的)，並且後向(backwords)信號抽樣值值被送到維特比解調器109。維特比處理器109以與處理前向信號抽樣值值同樣的方法處理後向信號抽樣值值。這樣，預置符號13的反向時間序列被用於預測未知數據符號12的每個可能的反向時間序列所希望的信號抽樣值值，並且確定提供最佳匹配(最低累計路徑測量值)的預測。
比較器110比較前向和後向解調的最佳匹配(best-matched)路徑測量值，並且選擇對應於較低最佳匹配路徑測量值的預測數據符號序列作為未知數據符號碼形12的解調。應該體會到，這裡描述的操作，可以很方便地通過由用於保存信號抽樣值和中間計算結果的隨機存儲器，一個能夠執行加，減和乘法操作的運算和邏輯單元(ALU)；以及ALU指令表的程序存儲器；和根據算術運算結果，如可執行大小比較的減法運算結果將指令的執行從表內的一個地方移動到另一個地方的控制器組成的信號處理器來執行。一個合適的信號處理器，例如是由德克薩斯儀器公司(Texas Instrments)製造的TMS320C50型數位訊號處理器。
如上所述，通過利用第二預定符號序列，或訓練模式，雙向解調增強了預定符號序列的抗損耗能力(如，由於信道衰落導致的損耗)。例如，發生在預定信號序列之一附近的深度衰落可導致在普通解調器中的誤差，在解調器中是基於接收信號去更新信道模型的(如，均衡器是適配的)。相反，本解調器將是不受影響的如果衰落髮生在更接近在訓練模式11而不是在訓練模式13的地方，那麼，反向解調將比前向解調處理較長的數據符號序列(產生較低的反向解調累計路徑測量值)，並且反向解調由處理器110選擇。這樣，所說明的雙向解調器會選擇具有較長測量值的遊程長度的連續解調符號的解調方向。
在與圖3電路結合使用的另一種技術中，這種需求傾向得到進一步增強，其中通過前向解調一半接收的未知數據信號12和後向解調另一半來確定兩部分路徑測量值。然後，由前向和後向解調所有符號12來確定的每個最佳匹配路徑測量值與兩部分路徑測量值之和相比較，選擇對應三個路徑測量值中最佳的一個測量值的預測數據符號序列，並作為未知數據符號圖形的解調輸出。上文需要一個附加處理的略去量，但提供了阻止在未知數據符號序列中心附近的深度衰落的附加能力。
如上面所指出的，本發明的系統和方法認識到信號質量信息不僅能包括測量值增長(
)，還包括信號強度(
)或信號加噪聲(
)，以及那些參數與噪聲的某些比值。另外，本發明的系統根據信號周期組而不是如前述專利~250的技術中所述的單個信號來控制前向或後向解調的方向。
下面，參見圖4A，示出了按照本發明的系統原則構造的系統框圖。存儲器151接收要解調的數據抽樣值152並將其作為信號抽樣值值存儲。響應由控制器153生成的控制信號，從存儲器151中恢復信號抽樣值並且送到前向解調器154和後向解調器155中。將解調質量信息從前向解調器154經過線156耦合到控制器153，同時，質量信息經過線157從後向解調器155連接到控制器153。從前向解調器154和後向解調器155輸出的符號信息被連接到多路復用器158，其輸出包括全部符號信息159。
圖4A中的處理電路處理符號塊如12，那時符號塊12被從存儲器151中抽取出來，並且然後根據塊質量因子(FOM)決定哪一個方向是繼續解調的方向。質量因子包括一些不同的可能判斷準則，包括(1)Nest(噪聲值)，可以從前述專利~250中所使用的測量值增長而獲得；(2)Sest(信號值)，可由預測接收值而獲得；(3)Sest/Nest(信噪比)；(4)(S+N)est(可從接收數據中獲得)；以及(5)(S+N)est/Nest。利用各種判斷準則來選擇使用哪個質量因子來確定方向；例如，如果利用(S+N)est，那麼兩個解調方向會合之處可以預選計算(precomputed)。另外的質量因子也可能被利用，例如Sest的比較方案將是信道增益，取自解調器的信道抽頭估計。
另外，本發明也可以利用大概包括以下各項的近似價值函數來實現(1)信號與/或噪聲功能估計，如上所述；(2)同步質量信息；(3)距同步碼字的距離，說明跟蹤的不定性；與/或(4)衰落深度信息或相關信號與/或噪聲信息。價值函數可以用代數的方法或通過一組規則來表示。
再參見圖4A，兩個抽樣值塊從存儲器151中抽取出來，一個在解調器154中前向解調，另一個是在解調器155中後向解調，然後，基於預選的質量因子(FOM)的質量信息經過線56和57發送到控制器電路153。兩組質量信息彼此相比較，並且就哪一個方向是提供高質量結果的解調方向在控制塊153中得到確定。此後，在產生較好的結果的方向系統解調數據的第二個塊並且將其解調質量與其它方向的先前的結果相比較，且決定是否繼續按同樣的方向或改變下一個要解調的符號塊的方向。當符號信息由每個前向解調器154和後向解調器155產生時，它被輸出到將完整的符號信息159發送到接收機的保持電路中的多路復用器158。控制單元153將前向塊FOM與後向塊FOM比較。如果前向塊FOM更好，那麼解調下一個前向塊，否則，解調下一個後向塊。
參見圖4B，示出了圖4A中控制電路153的原理操作的功能圖。4B的邏輯電路執行下面的邏輯運算
後向控制＝與前向控制相反其中如果輸入為正，則該det產生「l」或「on」。
如圖4B中可看到的，在線161中的信號加前向噪音與在線162的後向的噪音相乘，同時線163中的前向噪音與在線164中的信號加後向噪音相乘。各自產生結果之差輸入到減法運算165中，並且通過在線167上提供前向控制信號和在線168上提供後向控制信號的解調器166。
也可以看到的是，如下列的另一種算法也能夠由邏輯控制電路來實現S+NFNF>S+NBNB]]>YES＝＞FwdNO＝＞Back簡單地，參見圖5，是用圖解法說明，在本發明的一個方面中所執行的分步雙向均衡。未知符號171序列位於兩個已知符號塊172和173之間。通過解調在174前向的第一符號塊和在175後向的第二符號塊來雙向地解調未知符號。根據在這兩方向上的解調結果r分析，選擇出較好的方向(此例中為前向)並且繼續在176和177進行前向調製。178響應提供較好的結果的方向，代表後向的解調。在179中再開始的前向解調，之後的是在181的另外的後向解調。整個未知符號塊171的解調由三個連續的前向解調182，183和184來完成。這樣，可以了解怎樣改變連續的符號函數塊的解調方向，其中從解調一個方向到另一個方向而獲得較好的結果，並且產生靠近原始的發送數據的高質量輸出信號。
應該注意到當塊的長度與未知符號的長度相同時，可以利用本發明。在這種情況下，單個塊被前向和後向解調。這對於要成為已知符號11中的符號塊的第一前向塊是有利的。在這種情況下，符號值是已知的，此值可用於約束解調器來校正已檢測的符號值。此塊的FOM如已描述的那樣也可以被計算和利用。類似方案可用於後向的已知符號13。
下面，參見圖6，示出了本發明的方法和系統的某一方面的流程圖。在201，系統接收並存儲數據抽樣值，以及在202，使兩個接收到的要解調數據的兩端同步。在203，系統前向解調一個塊並且後向解調一個塊。以兩個相反的方向解調的結果在204相比較而確定哪一個產生高質量結果。在205，系統詢問向哪一個方向產生優質的輸出，並且如果是前向，那麼在206繼續沿前向用於一個另外塊的解調。在那個塊被解調之後，系統在207估算數據抽樣值是否已經被完全解調，並且如果不是，系統轉到204來比較最近的前向和後向解調塊的質量。然而，如果在205確定在後向的解調產生較好的質量，則在208系統繼續沿後向的解調並在209估計系統是否已完全解調了整個信號抽樣值。如果不是，系統返回204比較最近的前向和後向已解調塊的質量。當整個信號抽樣值單元已解調，系統在210結束。
應該體會到，上述方法可以用於比多態維特比均衡器更簡單的解調器中。例如，也生成路徑測量值的逐個符號(symbol-by-symbol)解調器可以由簡化為單一狀態的維特比解調器構成。這樣簡化的維特比解調器將每個接收到的信號抽樣值與對應於數據符號所具有的所有的值的參考信號值相比較，決定哪一個參考值(並且因此是哪一個數據符號)是接收信號最緊密地匹配的，並累計剩餘失配作為累計質量測量或路徑測量值。
也應注意，解調器甚至不需要是維特比均衡器。它可以是除維特比之外的另一種均衡器類型或任何解調器類型。關於解調的質量信息依賴於探測器的類型。例如，如果探測器是線性或判定反饋均衡器，那麼質量可包括均方誤差或濾波係數值。
上述方法也可以用於差分編碼調製，最小位移鍵控(「MSK」)4-MSK，或其中在符號抽樣值的變化之間編碼數據的DQPSK，或者是用於相干調製(coherent modulations)，諸如其中以信號抽樣值的絕對值編碼數據的PSK或QPSK。對於差分調製，前向和後向解調信號序列代表通過比較相鄰值來差分解碼以確定其變化的絕對信號值，並且這樣發送的數據差分地編碼。
本發明的一個重要的應用是在接收由遵守CTIA標準IS-136的蜂窩無線電話基地站發送的n/4-DQPSX信號中。所發送的數據的格式如圖2B所示。用於同步或訓練的十四個預定符號的組16，位於組16之前的未知四進位數據符號的組17，每一個組都承載2比特數據。組17包括6和65個符號的兩個子組，它們在通常稱為CDVCC的6個預置符號的另一個組18之前。繼組16-18之後的是每個都承載2比特數據的未知四進位數據符號的另一個組19和14個預定符號的另一組20。組19包括65個和6個符號的兩個子組。應注意，當按照朝前和朝後的時間方向看時，此格式是對稱的。本發明的系統利用預定符號組16執行符號組17的前向解調，以及利用已知6個符號的CDVCC18執行組17的後向解調。對於數據符號組17和19分別執行部分路徑測量值值比較和符號選擇處理。
另一方面，數據符號組17，18和19可以看作為未知，這樣，前向解調處理從數據符號組16開始，後向解調處理從數據符號組20開始。
解調器154和155的詳細的運算由以下所處理的n/4-DQPSK的差分解碼來完成。當判定四個狀態之一作為可能的前趨成為新狀態時，計算由假設的狀態轉換所表示的差分符號。例如，從前趨狀態00轉換到後繼狀態00意味著差分符號00(因為00+00＝00模2)，從11轉換到10意味著差分符號01(因為11+01＝10模2)，等等。所生成的用於差分符號的兩個組成比特的軟信息作為殘存路徑測量值和用於與每個依次倒轉的隱含的差分符號的比特轉換的路徑測量值之間的差分，並且與差分符號比特對的符號一致的差分被輸入到符號歷史中。此軟值可以順序地用於誤差校正解碼處理中，如軟判定，維特比卷積解碼器。
本發明不僅局限於TDMA系統，也可以用於FDMA，CDMA和混合系統。例如，本發明可以適用於直接序列的CDMA系統，此系統利用了其中有導頻符號的擴展頻譜調製。導頻符號對應已知符號。調製可由相關接收機執行。如果需要，繼之以多重相關之後的瑞克組合可以執行。質量信息可以由瑞克組合器輸出的振幅來表示。信道抽頭係數估算也可以利用。
雖然本發明的裝置和方法的優選實施例已在附圖中說明和在前面詳細的敘述中描述，但是應該理解，本發明不僅僅局限於已公布的實施例，而且還能夠在不脫離本發明前面所述的和由下面的權利要求所定義的精神的情況下進行大量的重排，修改和替代。
權利要求
1.一種雙向解調經通信信道發送的數據符號的方法，包括的以下步驟(a)順序地接收對應預定數據符號的多個第一信號抽樣值，對應於未知數據符號的第二多個信號抽樣值，以及對應一組第二預定數據符號的第三多個信號抽樣值；(b)存儲接收到的多個數據抽樣值；(c)前向解調對應於預選符號數的所述信號抽樣值塊，此處解調起始於接近第一個多個信號處接收到的或包括所述第一個多個信號抽樣值的信號抽樣值；(d)後向解調對應於所述預選符號數量的所述信號抽樣值塊，此處解調起始於接近第三多個信號處接收到的或包括所述第三多個信號抽樣值的信號抽樣值；(e)確定分別在前向和後向解調數據符號塊中表示解調質量的質量值；(f)比較質量值，以產生最佳方向指示；以及(g)針對另外的數據符號塊依據在步驟(f)中確定的最佳方向指示，重複執行步驟(c)或(d)。
2.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的方法，其中所述步驟中確定的表示解調質量的質量值的步驟包括質量因子，此因數是基於根據測量值增長獲得的噪聲功率。
3.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的方法，其中所述確定表示解調質量的質量值的步驟包括質量因子，此因數是基於根據預測接收值獲得的信號功率。
4.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的方法，其中所述確定表示解調質量的質量值的步驟包括質量因子，此因數是基於估計信號功率與估計噪聲功率之比。
5.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的方法，其中所述確定表示解調質量的質量值的步驟包括質量因子，此因數是基於根據接收數據獲得的信號加噪聲功率。
6.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的方法，其中所述確定表示解調質量的質量值的步驟包括質量因子，此因數是基於信號加噪聲功率與噪聲功率之比。
7.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的方法，其中所述確定表示解調質量的質量值的步驟包括質量因子，此因數是基於信道增益(channel gain)。
8.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的方法，其中依據解調結果中的質量等級選擇來自每一個所述多個連續的符號塊的前向和後向解調的輸出。
9.一個用於雙向解調經通信信道發送的數據符號的系統包括(a)用於順序地接收對應於預定數據符號的第一個多個信號抽樣值，對應於未知數據符號的第二個多個信號抽樣值，以及對應於一組第二預定數據符號的第三個多個信號抽樣值的裝置；(b)用於存儲接收到的多個數據抽樣值的裝置；(c)用於前向解調連續的具有預選數量的符號的所述未知數據符號塊的裝置，此處解調是起始於接近第一個多個信號抽樣值處接收到的或包括所述第一個多個信號抽樣值的信號抽樣值；(d)用於後向解調連續的具有預選數量的符號的所述未知數據符號塊的裝置，其中解調起始於接近第三個多個信號抽樣值處接收到的或包括所述第三個多個信號抽樣值的信號抽樣值；(e)用於確定在每一個被分別並連續解調的前向和後向解調數據符號塊中，表示解調質量的質量值的裝置；(f)用於比較質量值，以產生最佳結果顯示的裝置。
10.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的系統，其中所述裝置中確定的表示解調質量的質量值包括質量因子，此因數是基於從測量值增長獲得的噪聲功率。
11.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的系統，其中所述裝置中確定表示解調質量的質量值包括質量因子，此因數是基於從預測接收值獲得的信號功率。
12.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的系統，其中所述裝置中確定的表示解調質量的質量值包括質量因子，此因數是基於估計信號功率與估計噪聲功率之比。
13.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的系統，其中所述裝置中確定的表示解調質量的質量值的裝置包括質量因子，此因數是基於從接收數據獲得的信號加噪聲功率。
14.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的系統，其中所述裝置中確定的表示解調質量的質量值包括質量因子，此因數是基於信號加噪聲功率與噪聲功率之比。
15.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的系統，其中所述步驟中確定的表示解調質量的質量值包括質量因子，此因數是基於信道增益(channel gain)。
16.如權利要求1所述的用於解調經通信信道發送的數據符號的系統，其中依據解調結果中的質量等級選擇來自每一個所述多個連續符號塊的前向和後向解調的輸出。
17.一個用於雙向解調經通信信道發送的數據符號的方式包括的步驟有(a)順序地接收對應於預定數據符號的第一個多個信號抽樣值，對應於未知數據符號的第二多個信號抽樣值，以及對應於一組第二預定數據符號的第三個多個信號抽樣值的裝置；(b)存儲接收到的多個數據抽樣值；(c)前向解調對應於預選數量的符號的所述信號抽樣值塊，其中解調是起始於接近第一個多個信號抽樣值處接收到的或包括所述第一個多個信號抽樣值的信號抽樣值；(d)前向解調對應於預選數量的符號的所述信號抽樣值塊，其中解調是起始於接近第一個多個信號抽樣值處接收到的或包括所述第一個多個信號抽樣值的信號抽樣值；(e)分別在前向和後向解調數據符號塊中確定表示解調質量的質量值；(f)比較質量值以產生最佳方向；(g)依據最佳方向指示，選擇和輸出作為用於所述塊內的前向或後向解調數據符號的一些符號的解調數據；(h)利用所述最佳方向指示來解調所述未知數據符號塊；(I)確定在所述未知數據符號的所述最佳方向解調塊中的表示解調質量的質量值；(j)比較以所述最佳方向表示解調質量的質量值以及來自所述其它方向的質量值；(k)選擇和輸出作為用於在最佳方向解調數據符號或其它方向解調的數據符號的所述未知數據符號的所述塊內的一些符號的解調數據；以及(l)對於另外的數據符號塊，重複步驟(h)到(k)，直到整個多個信號抽樣值已經解調。
18.在擴展頻譜數字通信系統中，一種用於雙向解調數據的方法包括接收多個信號抽樣值並存儲所述抽樣值；前向解調所述信號抽樣值以生成前向解調符號值和至少一個前向質量因子；後向解調所述信號抽樣值以生成後向解調符號值和至少一個後向質量因子；以及根據所述前向或後向質量因子的相關值，選擇前向或後向解調符號值。
19.如權利要求18所述的用於解調數據的方法，其中所述至少一個所述前向和後向質量因子包括從任何擴展值(despread)，信道抽頭估計，以及接收信號強度中獲得的噪聲功率。
20.如權利要求18所述的用於解調數據的方法，其中所述至少一個所述前向和後向質量因子包括從信道抽頭估算中獲得的信號功率。
21.如權利要求18所述的用於解調數據的方法，其中所述至少一個所述前向和後向質量因子包括估計信號功率與估計噪聲功率之比。
22.如權利要求18所述的用於解調數據的方法，其中所述至少一個所述前向和後向質量因子包括從接收數據中獲得的信號加噪聲功率。
23.如權利要求18所述的用於解調數據的方法，其中所述至少一個所述前向和後向質量因子包括信號加噪聲功率與噪聲功率之比。
24.如權利要求18所述的用於解調數據的方法，其中所述至少一個所述前向和後向質量因子包括信道增益。
25.用於雙向解調數據的擴展頻譜數字通信系統包括用於接收多個信號抽樣值和存儲所述抽樣值的裝置；用於前向解調所述信號抽樣值以生成前向解調符號值和至少一個前向的質量因子的裝置；以及用於後向解調所述信號抽樣值以生成後向解調符號值和至少一個後向的質量因子的裝置；用於根據所述前向或後向質量因子的相關值，選擇前向或後向解調符號值的裝置。
全文摘要
一種用於解調經衰落通信信道發送的數據符號的方法和裝置。順序接收(201)第一個多個預定數據符號(11),多個未知數據符號(12),以及第二個多個第二預定數據符號(13)。所接收的多個數據符號被存儲(104,201),並且分別確定來自所存儲的多個第一和第二預定數字符號的第一和第二組參考符號(108)。從第一預定數據符號附近接收到的未知符號開始,前向解調由預選數量的根據第一組參考信號的所存儲的未知數據符號組成的第一塊(154,203)。根據第二組參考信號,從第二預定數據符號附近接收到的未知符號開始,後向解調由預選數量的所存儲的未知數據符號組成的第二塊(155,203)。確定兩個塊的表示前向或後向解調的數據符號的解調質量的質量因子(FOM)值(56,57)並且彼此相比較(153,204)。根據FOM值的比較,選擇前向或後向解調數據二者之一用於作為解調數據輸出並選擇兩個新塊,並且處理重複進行直到所有符號被解調。FOM取決於可以包括信號強度信息的參數。
文檔編號H03M13/37GK1245606SQ97181679
公開日2000年2月23日 申請日期1997年12月3日 優先權日1996年12月5日
發明者G·E·波託姆萊, P·W·登特, R·D·科伊爾皮萊, S·岑納克舒 申請人:艾利森公司