逆變器裝置製造方法
2023-05-10 00:10:46 1
逆變器裝置製造方法
【專利摘要】具備逆變器裝置的開關電源裝置（1）具備變壓器（T），該變壓器（T）具有磁耦合的初級繞組（n1）以及次級繞組（n2）。在初級側，電容器（C1）以及開關元件（Q11）與初級繞組（n1）串聯連接，開關元件（Q12）與開關元件（Q11）串聯連接且與初級繞組（n1）以及電容器（C1）並聯連接。在次級側，由FET（21、22）構成的雙向開關元件（Q2）與次級繞組（n2）串聯連接。控制電路（10）使開關元件（Q11）以及開關元件（Q12）交替接通，並在開關元件（Q11）或開關元件（Q12）的斷開期間接通雙向開關元件（Q2）。由此，提供能夠使用變壓器的一個次級繞組來輸出交流輸出電壓的逆變器裝置。
【專利說明】逆變器裝置
【技術領域】
[0001 ] 本發明涉及將直流電壓變換為交流電壓的逆變器裝置。
【背景技術】
[0002]在專利文獻I中公開了具備2個電力變換電路的交流電源裝置。專利文獻I記載的交流電源裝置分別交替驅動2個電力變換電路來做出正弦波的半波電壓，將一方作為正電壓輸出，將另一方作為負電壓輸出來輸出交流電壓。換言之，專利文獻I記載的交流電源裝置使用2個電力變換電路來生成所輸出的交流電壓的正的半周期和負的半周期。
[0003]先行技術文獻
[0004]專利文獻
[0005]專利文獻I JP特開昭61 — 251480號公報
[0006]發明的概要
[0007]發明要解決的課題
[0008]但是，在專利文獻I記載的構成中，存在為了輸出交流電壓而需要2個變壓器這樣的增加裝置內的部件個數並使裝置的尺寸變大的問題。另外，在專利文獻I記載的電路(參考專利文獻I的圖1)中，例如在輸出負極份的電壓的情況下，由於電流從輸出側逆流到生成正極份的電力變換電路側，因此不能得到正常的交流輸出電壓。
【發明內容】
[0009]為此，本發明的目的在於，提供能使用變壓器的I個次級繞組來輸出交流輸出電壓的逆變器裝置。
[0010]用於解決課題的手段
[0011]本發明所涉及的逆變器裝置將所輸入的直流電壓變換為交流電壓並輸出，其特徵在於，具備:具有磁耦合的初級繞組以及次級繞組的變壓器；與所述初級繞組串聯連接的電容器；與所述初級繞組串聯連接的第I開關元件；與該第I開關元件串聯連接且與串聯連接的所述初級繞組以及所述電容器並聯連接的第2開關元件；與所述次級繞組串聯連接且對所述次級繞組雙嚮導通的開關電路；和分別使所述第I開關元件、所述第2開關元件以及所述開關電路接通斷開的控制單元，所述控制單元交替接通所述第I開關元件以及所述第2開關元件，並在所述第I開關元件或所述第2開關元件的斷開期間，接通所述開關電路。
[0012]在該構成中，通過雙嚮導通的開關電路來使流過變壓器的次級繞組的電流雙向流動，以I個次級繞組得到交流電壓。例如，能通過在第2開關元件的接通時接通開關電路來生成交流電壓的正電壓。另外，能通過在第I開關元件的接通時接通開關電路來生成交流電壓的負電壓。
[0013]在本發明所涉及的逆變器裝置中，也可以構成為:所述控制單元夾著死區時間以大致50%的佔空比分別接通斷開所述第I開關元件以及所述第2開關元件。[0014]在該構成中，初級側的開關元件的控制變得簡單，能實現電路的簡單化以及低成本化。
[0015]在本發明所涉及的逆變器裝置中，也可以構成為:所述控制單元將由所述電容器以及所述變壓器的漏電感產生的諧振的半周期以上的固定時間作為所述第I開關元件或所述第2開關元件的接通期間，在固定了接通期間的所述第I開關元件或所述第2開關元件的接通時接通所述開關電路。
[0016]在該構成中，流過次級側的電流成為零電流開關(ZCS)通路以及斷路，能降低開關電路的開關損耗。
[0017]在本發明所涉及的逆變器裝置中，也可以構成為:所述開關電路包含2個具有體二極體的FET，按照使所述體二極體的朝向成為相反方向地串聯連接所述FET。
[0018]在該構成中，若接通一方的FET則能通過另一方的FET的體二極體阻止逆電流。由此，能使用通常的MOS - FET。
[0019]在本發明所涉及的逆變器裝置中，優選構成為:所述控制單元對應於在所述次級繞組感應的電壓而流動的電流的朝向來接通2個所述FET的一方。
[0020]在該構成中，若接通一方的FET則能通過另一方的FET的體二極體來阻止逆電流，因此能阻止從次級側向初級側的能量的再生。
[0021]在本發明所涉及的逆變器裝置中，也可以構成為:所述開關電路具有能在I個方向導通的開關元件，使導通方向成為相反方向地並聯連接所述開關元件。
[0022]在該構成中，例如使用IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor,絕緣柵雙極型電晶體)。
[0023]在本發明所涉及的逆變器裝置中，優選構成為:所述控制單元對所述第I開關元件、所述第2開關元件以及所述開關電路的至少一者進行PWM控制來輸出正弦波電壓。
[0024]在該構成中，能通過進行PWM控制來效率良好地生成正弦波電壓。
[0025]發明效果
[0026]根據本發明，通過設置雙嚮導通的開關電路，即使設置一個變壓器次級繞組也能從直流電壓得到交流電壓。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0027]圖1是表示實施方式I所涉及的開關電源裝置的等效電路的圖。
[0028]圖2是表示開關元件的接通斷開的定時、與從輸出端子輸出的交流電壓Vout的關係的圖。
[0029]圖3是表示交流電壓的正電壓輸出時的各開關元件的電流波形的圖。
[0030]圖4是表示交流電壓的負電壓輸出時的各開關元件的電流波形的圖。
[0031]圖5是表示實施方式2中的開關元件的接通斷開的定時、與從輸出端子輸出的交流電壓Vout的關係的圖。
[0032]圖6是表示交流電壓的正電壓輸出時的各開關元件的電流波形的圖。
[0033]圖7是表示實施方式3中的開關元件的接通斷開的定時、與從輸出端子輸出的交流電壓Vout的關係的圖。
[0034]圖8是表示交流電壓的正電壓輸出時的各開關元件以及雙向開關元件的FET的電流波形的圖。
[0035]圖9A是表示初級側的電路構成的變形例的圖。
[0036]圖9B是表示初級側的電路構成的變形例的圖。
[0037]圖10是表示開關電源裝置中的雙向開關元件的構成為不同的電路的圖。
【具體實施方式】
[0038](實施方式I)
[0039]以下說明具備本發明所涉及的逆變器裝置的開關電源裝置。圖1是表示實施方式I所涉及的開關電源裝置的等效電路的圖。本實施方式所涉及的開關電源裝置I具備:具有I個初級繞組和I個次級繞組的變壓器T，將輸入的直流電壓變換為交流電壓並輸出。
[0040]開關電源裝置I具備初級繞組nl以及次級繞組n2磁耦合的變壓器T。圖中的Lleak是變壓器T的初級側的漏電感，Lm是勵磁電感。在圖1中示出了漏電感Lleak形成在初級側的等效電路，但漏電感Lleak也可以形成在次級側。
[0041]開關電源裝置I在初級側具備從輸入電源Vin輸入直流電壓的一組輸入端子Pi(+)> Pi (一)，在次級側具備輸出交流電壓Vout的一組輸出端子Po ( +)> Po (一)。輸入端子Pi (+)是高電位側，輸入端子Pi (—)是低電位側。另外，輸出端子Po (+)、輸出端子Po (—)輸出交流電壓Vout的正電壓以及負電壓。
[0042]開關電源裝置I在初級側具有串聯連接的第I開關元件Qll以及第2開關元件Q12，在次級側具有雙向開關元件(開關電路)Q2。開關元件Q11、Q12分別是具有體二極體(寄生二極體)的η型MOS — FET。雙向開關元件Q2由具有體二極體的2個η型MOS — FET21、22構成，使體二極體的正向彼此成為相反方向地連接FET21的源極和FET22的源極來構成。開關元件Q11、Q12以及雙向開關元件Q2 (具體地是FET21、22的柵極)與控制電路10連接。
[0043]控制電路10對各開關元件施加脈衝狀的驅動電壓來進行開關控制。另外，構成為以相同的控制電路10對初級側的開關元件Q11、Q12和次級側的雙向開關元件Q2進行開關控制，但也可以以不同的控制電路來控制各開關元件。
[0044]開關元件Q12使其漏極與輸入端子Pi (+)連接。另外，開關元件Qll使其源極與輸入端子Pi (一)連接，使其漏極與開關元件Q12的源極連接。
[0045]另外，在輸入端子Pi(+)連接電容器Cl的一端。該電容器Cl的另一端與變壓器T的初級繞組nl連接，並進一步介由初級繞組nl與開關元件Qll的源極(或開關元件Q12的漏極)連接。電容器Cl和上述的變壓器T的漏電感Lleak構成串聯諧振電路。
[0046]變壓器T的次級繞組n2的一端介由雙向開關元件Q2而與輸出端子Po(+)連接，另一端與輸出端子Po (—)連接。更詳細地，在次級繞組n2連接構成雙向開關元件Q2的FET21的漏極，FET22的漏極與輸出端子Po (—)連接。
[0047]在輸出端子Po (+)、Po (—)連接電容器C2。在變壓器T的次級繞組n2感應的脈衝電壓介由雙向開關元件Q2傳遞到輸出端子側。電容器C2對該脈衝電壓進行平滑。
[0048]該構成的開關電源裝置I由控制電路10使初級側的開關元件Qll、Q12交替接通斷開，對應於其定時來對雙向開關元件Q2進行開關控制，由此從輸出端子Po (+)、Po (-)輸出交流電壓Vout。
[0049]圖2是表示開關元件Q11、Q12、Q2的接通斷開的定時、與從輸出端子Po (+)、Po(一)輸出的交流電壓Vout的關係的圖。以下將雙向開關元件Q2接通稱作FET21、22兩者接通，將雙向開關元件Q2斷開稱作FET21、22兩者斷開。
[0050]控制電路10以夾著微小的死區時間的大致50%的固定佔空比來使開關元件Q11、Q12分別交替接通。詳細地，在設為固定周期T時，控制電路10在T/2之間使開關元件Qll接通，使開關元件Q12斷開。控制電路10在開關元件Q12的體二極體導通的期間使開關元件Qll通路來進行開關元件Qll的零電壓開關動作。接下來，控制電路10使開關元件Qll斷開T/2的期間，使開關元件Q12接通。控制電路10在開關元件Qll的體二極體導通的期間使開關元件Q12通路來進行開關元件Q12的零電壓開關動作。
[0051 ] 然後，在交流電壓Vout的正電壓的輸出期間，控制電路10在開關元件Q12的接通期間使雙向開關元件Q2接通。另外，在交流電壓Vout的負電壓的輸出期間，控制電路10在開關元件Qll的接通期間使雙向開關元件Q2接通。即，控制電路10能通過選擇在開關元件Qll和開關元件Q12的哪一者的斷開期間使雙向開關元件Q2接通來控制對交流電壓Vout輸出正電壓，還是輸出負電壓。
[0052]在接通雙向開關元件Q2時，控制電路10對雙向開關元件Q2的接通期間(驅動電壓的脈衝寬度)進行PWM控制來生成正弦波狀的電壓。在雙向開關元件Q2的接通期間短的情況下，輸出電壓變低，在雙向開關元件Q2的接通期間長的情況下，輸出電壓變高。由此，從輸出端子Po (+)、Po (—)輸出交流電壓Vout。
[0053]如此，通過開關元件Q11、Q12的ZVS動作降低了開關損耗，能實現基於損耗降低的高效率化、小型化。另外，通過ZVS動作施加給開關元件Q11、Q12的電壓與輸入電源Vin的電壓大致相等。由此能使用低耐壓的FET、即低接通電阻的FET，能實現小型、高效率。
[0054]以下進一步詳述流過如圖2那樣接通斷開的各開關元件Q11、Q12、Q2的電流。
[0055]圖3是表示交流電壓的正電壓輸出時的各開關元件Ql 1、Ql2、Q2的電流波形的圖。在圖3中，Idl是開關Qll的電流波形，Id2是開關Q12的電流波形，In2是流過次級繞組n2以及雙向開關元件Q2的電流波形。
[0056]在開關元件Qll接通、開關元件Q12以及雙向開關元件Q2斷開的情況下，在初級偵牝從輸入電源Vin起在電容器Cl、漏電感Lleak、勵磁電感Lm、以及開關元件Qll的環路流過電流。在次級側，由於雙向開關元件Q2斷開，因此不流過電流。
[0057]另外，此時在初級側，通過由電容器Cl、漏電感Lleak以及勵磁電感Lm構成的串聯諧振電路產生諧振，但由於相對於開關元件Qll、Q12的開關頻率，該串聯諧振電路的諧振頻率充分小，因此開關元件Qll的電流Idl大致直線變化。
[0058]在開關元件Qll斷開、開關元件Q12以及雙向開關元件Q2接通時，由電容器Cl以及漏電感Lleak產生諧振。此時流過的諧振電流介由變壓器T從初級側傳遞到次級側。為此，次級側的電流In2成為與基於電容器Cl以及漏電感Lleak產生的諧振電流相似的曲線波形。另外，在雙向開關元件Q2的斷開時，次級側的電流In2成為0，由電容器Cl以及漏電感Lleak產生的諧振結束。在雙向開關元件Q2的斷開後，成為由電容器Cl、漏電感Lleak以及勵磁電感Lm構成的諧振電路，開關元件Q12的電流大致直線變化。
[0059]另外，在雙向開關元件Q2的斷開期間，通過由電容器Cl、漏電感Lleak以及勵磁電感Lm構成的串聯諧振電路產生諧振，但相對於開關元件Qll、Q12的開關頻率，該串聯諧振電路的諧振頻率充分小。因此，在雙向開關元件Q2的斷開期間，開關元件Q12的電流Id2大致直線變化。
[0060]如此，在雙向開關元件Q2接通、電流流過次級側時，流過雙向開關元件Q2的電流In2成為以電容器Cl和漏電感Lleak為諧振要素的諧振電流的波形。為此，流過雙向開關元件Q2的電流In2成為「O」起開始諧振的波形。通過該動作能得到通路時的開關損耗少這樣的效果。
[0061 ] 圖4是表示交流電壓的負電壓輸出時的各開關元件Ql 1、Ql2、Q2的電流波形的圖。
[0062]在開關元件Qll以及雙向開關元件Q2斷開、開關元件Q12接通的情況下，在電容器Cl、漏電感Lleak、初級繞組nl以及開關元件Q12的環路流過電流。此時，由於雙向開關元件Q2斷開，因此積蓄在電容器Cl的靜電能量所產生的電壓施加在初級繞組nl，流過勵磁電流。因此，流過勵磁電流的開關元件Qll的電流Idl成為大致直線增加的波形。
[0063]在開關元件Qll以及雙向開關元件Q2接通、開關元件Q12斷開的情況下，在初級偵U人輸入電源Vin在電容器Cl、漏電感Lleak、初級繞組nl以及開關元件Qll的路徑流過電流。此時，由於流過由電容器Cl以及漏電感Lleak產生的諧振電流，因此開關元件Qll的電流Idl成為諧振電流的波形。
[0064]由初級側的電容器Cl以及漏電感Lleak產生的諧振電流介由變壓器T從初級側傳遞到次級側。為此，電流In2成為與由電容器Cl以及漏電感Lleak產生的諧振電流相似的曲線波形。另外，在雙向開關元件Q2的斷開時，次級側的電流Ιη2成為0，基於電容器Cl以及漏電感Lleak的諧振結束。在雙向開關元件Q2的斷開後，成為由電容器Cl、漏電感Lleak以及勵磁電感Lm構成的諧振電路，開關元件Q12的電流大致直線變化。
[0065]另外，在雙向開關元件Q2斷開的情況下，通過由電容器Cl、漏電感Lleak以及勵磁電感Lm構成的串聯諧振電路產生諧振，但由於相對於開關元件Qll、Q12的開關頻率，該串聯諧振電路的諧振頻率充分小，因此開關元件Q12的電流Id2大致直線變化。
[0066]如此，在雙向開關元件Q2接通、電流流過次級側時，流過雙向開關元件Q2的電流In2成為以電容器Cl和漏電感Lleak為諧振要素的諧振電流的波形。為此，流過雙向開關要素Ql的電流In2成為從「O」起開始諧振的波形。
[0067]如以上那樣，本實施方式所涉及的開關電源裝置I由於在次級側使用雙向開關元件Q2，因此在與現有電路的對比中能減少次級繞組的數量。另外，通過同時接通雙向開關元件Q2的FET21、22，與使FET21、22的一方接通而在另一方的體二極體流過電流的情況相t匕，二極體的正向電壓引起的導通損耗消失，能實現高效率。
[0068]另外，在從交流電壓Vout輸出正弦波電壓的情況下，在從電容器C2取出到負載側的能量小的輕負載時，由於在交流電壓的零交叉近傍，電壓未降低到零而有可能在波形中產生失真。但是本實施方式所涉及的開關電源裝置I根據雙向開關元件Q2的接通的定時不同，不管是正負哪一者的電壓都能輸出給電容器C2。由此，能將交流電壓Vout控制在設為目標的電壓值，能抑制波形的失真。
[0069](實施方式2)
[0070]以下說明本發明的實施方式2。由於本實施方式所涉及的開關電源裝置的電路構成與實施方式I相同，因此省略說明。在本實施方式中，各開關元件Q11、Q12、Q2的開關控制與實施方式I相異。以下說明該相異點。
[0071]圖5是表示實施方式2所涉及的開關元件Qll、Q12、Q2的接通斷開的定時、與從輸出端子Po (+)、Po (—)輸出的交流電壓Vout的關係的圖。作為基本動作，與實施方式I相同，都是開關元件Q11、Q12夾著微小的死區時間來交替接通斷開。並且，通過在開關元件Q12接通時接通雙向開關元件Q2來輸出交流電壓的正電壓，通過在開關元件Qll接通時接通雙向開關元件Q2來輸出交流電壓的負電壓。
[0072]另外，在本實施方式中，在輸出交流電壓的正電壓的情況下，開關元件Q12將接通期間固定在Ton。然後，調整開關元件Qll的接通期間來調整所輸出的交流電壓的正電壓。在此，開關元件Q12的接通期間，設定為雙向開關元件Q2接通時流過初級側的諧振電流的諧振周期T的1/2以上、即半周期以上。諧振周期T用Τ = 2π V (ClXLleak)導出。雙向開關元件Q2與固定了接通期間的開關元件Q12同步接通斷開。
[0073]另一方面，在輸出交流電壓的負電壓的情況下，開關元件Qll將接通期間固定在Ton。然後，調整開關元件Q12的接通期間來調整所輸出的交流電壓的正電壓。在此，開關元件Qll的接通期間與正電壓的情況相同地，都是設定為雙向開關元件Q2接通時流過初級側的諧振電流的諧振周期T的1/2以上。雙向開關元件Q2與固定了接通期間的開關元件Qll同步接通斷開。
[0074]圖6是表示交流電壓的正電壓輸出時的各開關元件Ql 1、Ql2、Q2的電流波形的圖。在圖6中，一併示出了開關元件Q11、Q12的漏極一源極間的電壓波形。
[0075]在交流電壓的正電壓輸出時，在僅開關元件Qll接通時，開關元件Qll的電流Idl與流過初級繞組nl的電流相同，成為隨時間的經過而大致直線增加的波形。另一方面，在開關元件Q12接通時，雙向開關元件Q2也接通，開關元件Q12的電流Id2成為諧振電流的波形。另外，由於雙向開關元件Q2與開關元件Q12同步接通斷開，因此該電流In2與開關元件Q12的電流Id2相同地，都成為諧振電流波形。通過匹配諧振周期T來控制雙向開關元件Q2的接通時間，在該電流In2為O附近通路。由此能得到降低開關損耗的效果。
[0076]另外，由於在輸出交流電壓的負電壓的情況下與使圖6中的開關元件Qll、Q12相反的圖相同，因此省略圖示以及其說明。
[0077](實施方式3)
[0078]以下說明本發明的實施方式3。由於本實施方式所涉及的開關電源裝置的電路構成、以及開關元件Q11、Q12的開關控制與實施方式1、2相同，因此省略說明。在本實施方式中，雙向開關元件Q2的開關控制與實施方式1、2相異。以下說明其相異點。
[0079]圖7是表示實施方式3所涉及的開關元件Q11、Q12、Q2的接通斷開的定時、與從輸出端子Po (+), Po (一)輸出的交流電壓Vout的關係的圖。圖8是表示交流電壓的正電壓輸出時的各開關元件Q11、Q12以及雙向開關元件Q2的FET21的電流波形的圖。
[0080]在實施方式1、2中，同時接通斷開雙向開關元件Q2的FET21、22，與此相對在本實施方式中，在交流電壓的正電壓的輸出時接通FET21，在負電壓的輸出時接通FET22。在接通FET21的情況下，通過FET22的體二極體來防止從輸出端子Po (+)流向次級繞組n2的逆流電流。其結果，如圖8的虛線圓圈所示那樣，在與圖6所示的波形的對比中，能防止流過雙向開關元件Q2的FET21的電流In2成為「負」。在此所說的「負」是指在將從FET21的漏極向源極的方向設為正時的相反朝向的方向。
[0081]另外，在接通FET22的情況下，通過FET21的體二極體來防止從次級繞組n2流向輸出端子Po (+)的逆流電流。其結果，雖未圖示，但能防止在將從FET22的漏極朝向源極的方向設為正時流過雙向開關元件Q2的FET22的電流In2成為其相反朝向的方向的「負」。
[0082]如以上那樣，由於在流過次級側的電流在因初級側的諧振動作而成為O後也因二極體的動作而不產生電流的逆流，因此控制穩定。另外，在實施方式I中同時接通FET21、22，但在本實施方式中，由於交替接通FET21、22，因此能通過體二極體防止逆電流。其結果，能防止從次級側向初級側的能量的再生。
[0083]另外，開關電源裝置I的具體的構成等能進行適宜設計變更，記載於上述實施方式中的作用以及效果只是列舉從本發明產生的最適當的作用以及效果，本發明的作用以及效果並不限定於記載於上述的實施方式中的作用以及效果。
[0084]例如在上述實施方式中說明了使用變壓器T的初級側漏電感Lleak和電容器Cl作為諧振元件的情況，但使用變壓器T的次級側漏電感和電容器Cl作為諧振元件的情況也相同。該情況下需要考慮變壓器T的初級繞組nl以及次級繞組n2的繞組比。
[0085]在上述實施方式中使用變壓器T的漏電感Lleak作為諧振元件，新將另外的電感元件與變壓器T的初級繞組或次級繞組串聯連接，使用該漏電感Lleak與追加的電感元件的合成值作為諧振元件的情況也能得到相同的效果。該情況下，雖然部件個數增加，但能容易地設計所期望的諧振元件常數。
[0086]另外，電容器Cl串聯連接在初級繞組nl與輸入端子Pi (+)之間，但也可以是串聯連接在初級繞組nl與開關元件Q1、Q2間之間的電路構成。
[0087]進而，初級繞組nl以及開關元件Q1、Q2的連接構成並不限定於圖1。圖9A以及圖9B是表示初級側的電路構成的變形例的圖。如圖9A所示那樣，電容器Cl以及漏電感Lleak也可以在開關元件Qll側。另外，也可以如圖9B所示那樣，開關元件Ql1、Q12的連接位置與圖1的情況相反。
[0088]另外，例如雙向開關元件Q2的構成並不限定於上述的實施方式。圖10是表示與開關電源裝置I中的雙向開關元件Q2的構成不同的電路的圖。漏電感LleakB成在次級側。在圖10中，雙向開關元件Q2使集電極一發射極方向彼此相反地並聯連接IGBT23、24而構成。這種情況下，與實施方式3相同，都能防止從次級側向初級側的能量的再生。另外，在實施方式I中，FET2U22串聯連接，與此相對，在圖10中，由於IGBT23、24並聯連接，因此能降低雙向開關元件Q2中的電壓的損耗。
[0089]標號的說明
[0090]1開關電源裝置
[0091]10開關IC (控制單元)
[0092]Cl電容器
[0093]Pi輸入端子
[0094]Po (+)輸出端子(第I輸出端子)
[0095]Po (—)輸出端子(第2輸出端子)
[0096]η I初級繞組
[0097]η2次級繞組
[0098]Lleak 漏電感
[0099]T變壓器
[0100]Qll開關元件(第I開關元件)[0101]Q12開關元件(第2開關元件)
[0102]Q2雙向開關元件(開關電路)
[0103]21、22FET
[0104]Vin輸入電源`
【權利要求】
1.一種逆變器裝置，將所輸入的直流電壓變換為交流電壓並輸出，具備: 具有磁耦合的初級繞組以及次級繞組的變壓器； 與所述初級繞組串聯連接的電容器； 與所述初級繞組串聯連接的第I開關元件； 與該第I開關元件串聯連接且與串聯連接的所述初級繞組以及所述電容器並聯連接的第2開關元件； 與所述次級繞組串聯連接且相對於所述次級繞組雙向進行導通的開關電路；和 分別使所述第I開關元件、所述第2開關元件以及所述開關電路接通斷開的控制單元， 所述控制單元使所述第I開關元件以及所述第2開關元件交替接通，並且在所述第I開關元件或所述第2開關元件的斷開期間，使所述開關電路接通。
2.根據權利要求1所述的逆變器裝置，其中， 所述控制單元夾著死區時間以大致50%的佔空比分別使所述第I開關元件以及所述第2開關元件接通斷開。
3.根據權利要求1所述的逆變器裝置，其中， 所述控制單元將由所述電容器以及所述變壓器的漏電感產生的諧振的半周期以上的固定時間作為所述第I開關元件或所述第2開關元件的接通期間，在固定了接通期間的所述第I開關元件或所述第2開關元件的接通期間，使所述開關電路接通。
4.根據權利要求1?3中任一項所述的逆變器裝置，其中， 所述開關電路包含2個具有體二極體的FET，按照使所述體二極體的朝向成為相反方向地串聯連接所述FET。
5.根據權利要求4所述的逆變器裝置，其中， 所述控制單元與因在所述次級繞組感應的電壓而進行流動的電流的朝向對應地使2個所述FET的一方接通。
6.根據權利要求1?3中任一項所述的逆變器裝置，其中， 所述開關電路具有2個能在I個方向導通的開關元件，按照使導通方向成為相反方向地並聯連接所述開關元件。
7.根據權利要求1?6中任一項所述的逆變器裝置，其中， 所述控制單元對所述第I開關元件、所述第2開關元件以及所述開關電路的至少一者進行PWM控制來輸出正弦波電壓。
【文檔編號】H02M7/48GK103891123SQ201280051648
【公開日】2014年6月25日 申請日期:2012年10月12日 優先權日:2011年10月25日
【發明者】志治肇 申請人:株式會社村田製作所