用以在開關模式電力供應源中於脈衝寬度調製與脈衝頻率調製之間轉變的系統、方法及設備的製作方法
2023-05-21 13:36:06 2
專利名稱：用以在開關模式電力供應源中於脈衝寬度調製與脈衝頻率調製之間轉變的系統、方法及設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及開關模式電力供應源，且更特定來說涉及通過依據負載而在脈衝寬度調製(PWM)與脈衝頻率調製(PFM)控制之間轉變來改善開關模式電力供應源(SMPS)的效率。
背景技術：
開關模式電力供應源(SMPS)可通過使用對電力切換電晶體的脈衝寬度調製 (PWM)或脈衝頻率調製(PFM)控制而操作。SMPS的PWM操作在較高負載條件期間高效，但在輕負載條件下在有效操作方面下降。PFM控制在輕負載條件期間產生SMPS的較高的效率，但在較高負載條件下產生較低的效率。高效率在SMPS中很重要，尤其當用於電池供電的應用中時。圖12展示當使用PFM或PWM控制時在輸出負載電流範圍上的SMPS的典型效率的曲線圖。
發明內容
因此，期望通過依據負載電流可靠地在PFM與PWM之間轉變以控制SMPS而在從無負載到全負載的其整個操作範圍上優化SMPS效率。PFM與PWM操作模式之間的準確、平滑且無縫轉變可在工廠設定的負載電流下發生。PFM操作改善輕負載條件期間的效率，且PWM 在較高負載電流下具有更好的效率。此為電池供電的應用中的高度期望的特徵，且致使在較長時間之後才有必要進行電池更換或再充電。SMPS可為(舉例來說但不限於)採用電壓模式、峰值電流模式或平均電流模式控制的降壓、升壓、降壓-升壓、回掃轉換器等。根據本發明的特定實例性實施例，一種使用脈衝頻率調製(PFM)控制或脈衝寬度調製(PWM)控制的開關模式電力供應源(SMPS)包含開關模式電力供應源(SMPS)轉換器； 及負載確定電路，其用於檢測負載電流何時達到轉變電流值，其中如果所述負載電流小於所述轉變電流值，那麼脈衝頻率調製(PFM)信號控制所述SMPS轉換器，且如果所述負載電流等於或大於所述轉變電流值，那麼脈衝寬度調製(PWM)信號控制所述SMPS轉換器。根據本發明的另一特定實例性實施例，一種用於使用脈衝頻率調製(PFM)控制或脈衝寬度調製(PWM)控制來控制開關模式電力供應源(SMPS)的方法包含確定開關模式電力供應源(SMPS)轉換器的負載電流；將所述負載電流與轉變電流值進行比較；當所述負載電流小於所述轉變電流值時，用脈衝頻率調製(PFM)信號來控制所述SMPS轉換器；及當所述負載電流等於或大於所述轉變電流值時，用脈衝寬度調製(PWM)信號來控制所述SMPS轉換器。根據本發明的又一特定實例性實施例，一種用於使用脈衝頻率調製(PFM)控制或脈衝寬度調製(PWM)控制來控制開關模式電力供應源(SMPS)的方法包含以下步驟a)停用開關模式電力供應源(SMPS)轉換器的操作；b)確定來自所述SMPS轉換器的輸出電壓是否低於參考電壓，其中bl)如果所述輸出電壓不低於所述參考電壓，那麼返回到步驟a)，且 b2)如果所述輸出電壓低於所述參考電壓，那麼啟用所述SMPS轉換器的操作；c)將能量存儲於電感器中；d)確定是否滿足控制需求，其中dl)如果不滿足所述控制需求，那麼返回到步驟c)，且d2)如果滿足所述控制需求，那麼將所述電感器中所存儲的所述能量傳送到輸出電容器；e)確定來自所述SMPS轉換器的所述輸出電壓是否低於所述參考電壓，其中el) 如果所述輸出電壓不低於所述參考電壓，那麼返回到步驟a)，且e2)如果所述輸出電壓低於所述參考電壓，那麼返回到步驟c
結合附圖參照以下說明可更全面地理解本發明的揭示內容，在附圖中圖1圖解說明基本調節器系統的示意性框圖；圖2圖解說明圖1中所示的一般調功器的更詳細示意性框圖；圖3圖解說明根據本發明的教示的控制電路的示意性框圖；圖4圖解說明根據本發明的教示由圖3中所示的控制電路控制的電力切換調節器電路的示意圖；圖5圖解說明根據本發明的特定實例性實施例的過程控制方法的示意性流程圖；圖6圖解說明根據本發明的教示在脈衝頻率調製(PFM)操作期間圖3中所示的控制電路的示意性操作時序圖；圖7圖解說明根據本發明的教示在增加的負載下的PFM操作期間圖3中所示的控制電路的示意性操作時序圖；圖8圖解說明根據本發明的教示在進一步增加的負載下的PFM操作期間圖3中所示的控制電路的示意性操作時序圖；圖9圖解說明根據本發明的教示在從PFM到脈衝寬度調製(PWM)操作的轉變期間圖3中所示的控制電路的示意性操作時序圖；圖10圖解說明根據本發明的教示在操作中的負載步驟期間圖3中所示的控制電路的示意性操作時序圖；圖11圖解說明根據本發明的教示在PWM連續傳導模式操作期間圖3中所示的控制電路的示意性操作時序圖；圖12圖解說明當使用PFM或PWM控制時在輸出負載電流範圍上的SMPS的典型效率的曲線圖；圖13圖解說明根據本發明的特定實例性實施例的模擬PFM/PWM SMPS控制器的示意圖14圖解說明根據本發明的另一特定實例性實施例的模擬PFM/PWM SMPS控制器的示意圖；圖15圖解說明根據本發明的又一特定實例性實施例的模擬PFM/PWM SMPS控制器的示意圖；及圖16圖解說明根據本發明的再一特定實例性實施例使用混合信號集成電路裝置的數字/經編程PFM/PWM SMPS控制器的示意圖。
雖然本發明易於作出各種修改及替代形式，但在圖式中已顯示並在本文中詳細描述其特定實例性實施例。然而，應了解，本文對特定實例性實施例的說明並非打算將本發明限定於本文所揭示的特定形式，而是相反，本發明打算涵蓋所附權利要求書所界定的所有修改及等效形式。
具體實施例方式現在參照圖式，其示意性圖解說明具體實例性實施例的細節。圖式中，相同的元件將由相同的編號表示，且類似的元件將由帶有不同小寫字母後綴的相同編號表示。在一般意義上，可將電力轉換器界定為在連續基礎上將一種形式的能量轉換成另一種形式的能量的裝置。當此種電力系統正在執行其轉換功能時其內的任何能量存儲或損失通常與能量轉化的過程相同。存在許多種類型的可提供此種功能的裝置，其具有不同程度的成本、可靠性、複雜性及效率。用於電力轉換的機構可採取許多基本形式，例如性質上為機械、電或化學處理的那些形式。本文將聚焦於採用受限制組的組件(包括電感器、電容器、變換器、開關及電阻器)以電方式且以動態方式執行能量轉化的電力轉換器。這些電路組件如何連接由所要的電力轉化來確定。電阻器引入不期望的電力損失。由於高效率在大多數應用中通常為最重要的要求，因此在主電力控制路徑中應避免或最少化電阻性電路元件。僅非常罕見地且由於非常特定的原因才將電力消耗電阻引入到主電力控制路徑中。在輔助電路(例如，總系統的序列、監視及控制電子器件)中，高值電阻器為常見的，因為其損失貢獻通常不顯著。參照圖1，其描繪基本調節器系統的示意性框圖。存在電力系統102(例如，基本開關模式電力轉換器)，其中將不受控制的電壓(或電流，或電力)源的輸入應用到電力系統 102的輸入，而期望將非常好地控制輸出處的電壓(或電流，或電力)。控制輸出的基礎是某種形式的參考，且輸出與參考之間的任何偏差成為誤差。在反饋控制的系統中，負反饋用以將此誤差減小到可接受值，如系統要求儘可能接近零。通常期望快速地減小誤差，但反饋控制所固有的是系統響應與系統穩定性之間的折衷。反饋網絡的響應性越高，不穩定性的風險越大。在此點上，應提及，存在另一種控制方法_前饋。通過前饋控制，直接響應於輸入變化或微擾而產生控制信號。前饋不如反饋準確，因為不涉及輸出感測，然而，不存在等待產生輸出誤差信號的延遲，且前饋控制不會導致不穩定性。應清楚，前饋控制通常不足以作為電壓調節器的唯一控制方法，而是其常常與反饋一起使用以改善調節器對動態輸入變化的響應。參照圖2，其描繪圖1中所示的一般調功器的更詳細示意性框圖。電力系統102已被分離成兩個塊電力電路206及控制電路208。電力電路206處置電力系統負載電流且通常較大、強健且經受寬廣溫度波動。其切換功能根據定義為在大多數穩定性分析中通常模擬為具有工作循環的恰好雙態開關的大信號現象。輸出濾波器(未展示)也被視為電力電路206的一部分，且可被視為線性塊。控制電路208將通常由增益塊、誤差放大器及脈衝寬度調製器組成，用以界定電力開關的工作循環。根據本發明的教示，下文更全面地描述用於脈衝頻率調製(PFM)與脈衝寬度調製(PWM)之間的平滑、無縫轉變的控制電路208。PFM 減小控制電力電路206的有效速率從而減小切換損失，且增加輕負載下的效率。 PFM也可表示為脈衝密度調製(PDM)，因為電力電路206開關(例如，功率場效應電晶體)的接通及關斷控制每時間周期許多次地發生。PFM/PDM在低需求電平下允許電力電路206的更好效率，因為每時間周期的脈衝數目減小，從而減少每時間周期接通及關斷電力電路206的開關的次數。由於電力電路206的組件(例如，開關、FET等)為無損的， 因此每當電力電路206中的開關(FET)從關斷變為接通或從接通變為關斷時，在轉變期間損失一些電力。在電力電路206開關的PWM控制中，PWM為某一頻率下的連續多個脈衝或每時間周期的脈衝數目。通過變化所述連續多個脈衝中的每一脈衝的工作循環來實現電力電路206的PWM控制。通常，PWM脈衝的工作循環可從0%到小於100%的工作循環變化。 根據本發明的教示，在輕負載條件下使用PWM控制信號是浪費且低效的，因為使用每時間周期具有較少脈衝的PFM/PDM的電力電路控制是更好的選擇。在高端處PWM脈衝工作循環受限制，因為必須接通及關斷電力電感器上的電壓，否則切換電力供應源不能發揮作用。從PFM到PWM的控制轉變基於以下前提切換調節器電力轉換器在轉變點處以不連續傳導模式操作。換句話說，電感器中所存儲的所有能量在每一循環傳送到系統負載。此前提對於恰當設計的切換調節器電力轉換器總是有效。現在參考圖3及圖4，根據本發明的教示，圖3中描繪控制電路的示意性框圖，且圖 4中描繪由圖3中所示的控制電路控制的電力切換調節器電路的示意圖。SMPS可包含電源(例如，電池)440 ；電力電感器442 ；分流開關444，例如功率場效應電晶體；串聯通過開關446，例如功率場效應電晶體；負載電容器456，其用於平滑來自所要直流電(DC)輸出的交流電(AC)波紋；電流感測電阻器448 ；及輸出分壓器電阻器452及454。在圖4中還指示電源共用部或接地450。當節點320處的電壓反饋信號低於節點328處的參考電壓時，操作開始。節點320 處的電壓反饋信號表示經調節輸出電壓的值(圖4)。當此條件為真時，啟用操作。當PWM 工作循環(將能量放到電感器442中的接通時間)需求小於固定或最小工作循環需求時， PFM控制操作發生。在此模式中，比維持輸出電壓調節所需要的能量更多的能量被放到電感器442中。對於輸入與輸出條件，跨越電感器442的伏-時間不平衡。因此，輸出電壓無法處於穩定狀態條件中且處於上升轉變狀態。在PFM操作中，平均輸出由控制PFM閾值產生器314的滯後比較器310維持。用電流感測電阻器448來確定負載電流。參照圖6、圖7及圖8，其描繪圖3及圖4中所示的控制電路在負載電流增加時的各種示意性PFM操作時序圖。當負載電流達到轉變點時，PFM操作不能夠將輸出升高到滯後比較器310的低電平以上。PWM誤差產生器電路312比PFM閾值產生器電路314需要更高的工作循環，從而將誤差驅動到零(等於參考的反饋)。PWM誤差產生器電路312現在處於電力電路206輸出調節的控制下且無縫轉變已發生。圖9描繪到PWM操作模式的無縫轉變。如果輸出電壓在負載電流高於轉變閾值的情況下達到滯後比較器310的低電平，那麼PFM操作不能夠維持輸出電壓。輸出電壓將繼續減小，直到PWM誤差產生器電路312供應較高工作循環，從而將誤差驅動到零(等於參考的反饋)。圖10描繪從輕負載條件到高於轉變點的負載的負載步驟。經由滯後比較器310停用轉換器，那麼高於轉變點的負載電流將輸出減小到低於滯後比較器310的低電平。從PFM 閾值產生器電路314供應最小工作循環。然而，PFM控制不能夠維持所需的輸出電壓(不足夠高的工作循環)。在此情況下對於輸入與輸出條件，跨越電感器442的伏-時間不平衡。 因此，輸出無法處於穩定狀態條件中且處於下降轉變狀態。輸出將繼續減小，直到PWM誤差產生器供應較高工作循環，從而將誤差驅動到零(等於參考的反饋)。
圖11描繪連續傳導模式期間的操作。在理想的轉換器中，工作循環獨立於輸出電流。PWM控制僅在連續傳導模式期間有效。可通過由PFM閾值產生器314產生的PFM閾值來確定轉變點。可基於切換調節器電力系統的輸入及輸出條件來調整所述閾值。此在所有操作條件上提供一致的轉變點。此轉變方法獨立於負載電流轉變點提供最佳切換電力供應轉換器效率。然而，轉變點的確影響在PFM操作期間存在的最小輸出波紋量。負載電流轉變點越高，輸出的波紋將越大。參照圖5，其描繪根據本發明的特定實例性實施例的過程控制方法的示意性流程圖。在步驟520處，SMPS的操作開始。在步驟522中，停用SMPS的操作。在步驟524中，作出經調節輸出電壓是否低於參考電壓(所要的操作輸出電壓)的確定。可使用包含電阻器 452及454的分壓器將經調節輸出電壓劃分為較低電壓反饋信號320 (見圖3及圖4)。如果輸出電壓不低於參考電壓，那麼不需要將額外能量放置到電感器442中。然而，如果輸出電壓低於參考電壓，那麼在步驟526中，經由開關444將額外能量放置到電感器442中。其中開關444在步驟528中將額外能量添加到電感器442。然後在步驟530中，作出是否滿足PFM及PWM控制需求的確定。如果否，那麼將更多的能量添加到電感器442。如果滿足這些需求，那麼在步驟532中經由開關446將電感器 442中所存儲的能量傳送到輸出電容器456。接下來在步驟534中，檢查輸出電壓以查看其是否高於參考電壓。如果是，那麼在步驟522中停用SMPS的操作且控制循環再次開始。如果輸出電壓不高於參考電壓，那麼在步驟528中將額外能量存儲於電感器442中。PFM與PWM控制之間的平滑轉變的關鍵是基於可在SMPS的設計、測試及/或應用期間界定的負載電流值。當負載電流低於PFM電流閾值時，PFM控制更高效(見圖6、圖7 及圖8)且可在循環時間的至少一部分期間維持輸出電壓高於參考電壓。然而，一旦不能維持輸出電壓高於參考電壓(見圖9)，那麼PWM控制必須接手。這是易於理解的，在於PFM啟用更高效(較低損失)的SMPS，因為電力開關不像在筆直PWM控制下的情形那樣在一時間周期中轉變許多次(較少控制脈衝)。然而，一旦反饋誤差需求要求在一時間周期中需要最大數目個PFM脈衝，那麼PFM控制的效率啟用屬性結束。一旦PFM脈衝不再能夠將必需能量供應到電感器442，那麼PWM控制必須接手。PWM控制每時間周期具有相同數目個脈衝，但這些PWM脈衝中的每一者可使其工作循環(接通時間對關斷時間)在最小值0%與最大值約90%之間變化。為進一步圖解說明，處於其最大每時間間隔脈衝數目的PFM會將與處於相同工作循環且處於相同的每時間間隔脈衝數目的PWM信號將提供的能量相同的能量提供到電感器442。到電感器442的能量的進一步增加將使接通脈衝寬度大於PFM脈衝寬度成為必然。此可僅通過PWM控制實現。通過主要地監視負載電流且次要地監視輸出電壓， 可針對PFM/PDM與PWM之間的切換控制斷定最佳轉變點。每時間間隔的脈衝數目(操作的頻率)取決於電力切換調節器(例如，電感器及電容器值)的電路設計。 參照圖13，其描繪根據本發明的特定實例性實施例的模擬PFM/PWM SMPS控制器的示意圖。大體由編號1300表示的模擬PFM/PWM SMPS控制器包含電壓比較器1510、1516、 1526及1530 ；運算放大器1512，其具有補償網絡；加法電路1532 ；AND門1528 ；OR門1518 及1522 ；RS觸發器1520 ；及驅動器1524。振蕩器(未展示)在節點1509處供應時鐘信號。比較器1510用以每當節點320處的電壓反饋信號大於節點328處的參考電壓 Vref時在節點1506處產生啟用信號。可從非常低的電力電壓參考(未展示)供應參考電壓Vref。運算放大器1512為控制迴路的部分，其中來自運算放大器1512的輸出的誤差信號用以控制PFM及PWM產生器。此誤差信號基於電壓反饋信號與參考電壓之間的差。此特定實施例採用峰值電流模式控制。加法電路1532在節點1534處將傾斜補償斜坡加到電流感測信號，從而產生應用到PWM比較器1526的正輸入的受控制數量。運算放大器1512產生應用到PWM比較器1526的負輸入的誤差信號。所述誤差信號建立作用於受控制數量的PWM需求且有效地控制PWM工作循環需求。應用到PFM比較器1530的負輸入的PFM閾值建立PFM工作循環需求。兩個需求中的較大者控制電感器442中所存儲的逐循環能量。當PFM工作循環需求較大時，對於輸入與輸出條件跨越電感器442的伏-時間不平衡。因此，輸出電壓無法處於穩定狀態條件中且處於上升轉變狀態。在PFM操作中，平均輸出由啟用及停用PFM及PWM工作循環產生器的滯後比較器1510維持，從而有效地減小每時間周期的開關轉變數目。當PWM工作循環需求較大時，跨越電感器442的伏-時間平衡。 因此，輸出電壓處於穩定狀態條件中。在PWM操作中，輸出電壓由經由誤差信號建立的PWM 工作循環需求維持。滯後比較器1510連續地啟用控制。比較器1516用於不正常操作條件下的過電流保護。參照圖14，其描繪根據本發明的另一特定實例性實施例的模擬PFM/PWM SMPS控制器的示意圖。大體由編號1400表示的模擬PFM/PWM SMPS控制器包含電壓比較器1510、 1516、1526及1530 ；運算放大器1512，其具有補償網絡；AND Π 1528 ；OR門1518及1522 ；RS 觸發器1520 ；及驅動器1524。振蕩器(未展示)在節點1509處供應時鐘信號。比較器1510用以每當節點320處的電壓反饋信號大於節點328處的參考電壓 Vref時在節點1506處產生啟用信號。可從非常低的電力電壓參考(未展示)供應參考電壓Vref。運算放大器1512為控制迴路的部分，其中來自運算放大器1512的輸出的誤差信號用以控制PFM及PWM產生器。此誤差信號基於電壓反饋信號與參考電壓之間的差。圖14中所示的實施例採用電壓(或直接工作循環)模式控制。節點1536處的固定電壓斜坡為應用到PWM比較器1526的正輸入的受控制數量。運算放大器1512產生應用到PWM比較器1526的負輸入的誤差信號。所述誤差信號建立作用於受控制數量的PWM需求且有效地控制PWM工作循環需求。應用到PFM比較器1530的負輸入的PFM閾值建立PFM 工作循環需求。兩個需求中的較大者控制電感器442中所存儲的逐循環能量。當PFM工作循環需求較大時，對於輸入與輸出條件跨越電感器442的伏-時間不平衡。因此，輸出電壓無法處於穩定狀態條件中且處於上升轉變狀態。在PFM操作中，平均輸出由啟用及停用PFM 及PWM工作循環產生器的滯後比較器1510維持，從而有效地減小每時間周期的開關轉變數目。當PWM工作循環需求較大時，跨越電感器442的伏-時間平衡。因此，輸出電壓處於穩定狀態條件中。在PWM操作中，輸出電壓由經由誤差信號建立的PWM工作循環需求維持。滯後比較器1510連續地啟用控制。比較器1516用於不正常操作條件下的過電流保護。參照圖15，其描繪根據本發明的又一特定實例性實施例的模擬PFM/PWM SMPS控制器的示意圖。大體由編號1500表示的模擬PFM/PWM SMPS控制器包含電壓比較器1510、 1514及1516 ；運算放大器1512及1526，其具有補償網絡；OR門1518及1522 ；RS觸發器 1520 ；及驅動器1524。振蕩器(未展示)在節點1509處供應時鐘信號。
比較器1510用以每當節點320處的電壓反饋信號大於節點328處的參考電壓 Vref時在節點1506處產生啟用信號。可從非常低的電力電壓參考(未展示)供應參考電壓Vref。運算放大器1512為控制迴路的部分，其中來自運算放大器1512的輸出的誤差信號用以控制PFM及PWM產生器。此誤差信號基於電壓反饋信號與參考電壓之間的差。圖15中所示的實施例採用平均電流模式控制。節點1508處的固定電壓斜坡為應用到比較器1514的正輸入的受控制數量。運算放大器1512產生應用到第二運算放大器 1526的正輸入的誤差信號。所述誤差信號建立平均電流需求。運算放大器1526產生應用到比較器1514的負輸入的誤差信號(其作用於受控制數量)，且有效地控制工作循環需求。 PFM閾值為應用到運算放大器1512的輸出的箝位。此建立最小平均電流需求。每當箝位作用時，PFM操作將被調用。對於輸入與輸出條件，跨越電感器442的伏-時間不平衡。因此，輸出電壓無法處於穩定狀態條件中且處於上升轉變狀態。在PFM操作中，平均輸出由啟用及停用PFM及PWM工作循環產生器的滯後比較器1510維持，從而有效地減小每時間周期的開關轉變數目。每當運算放大器1512產生大於PFM閾值的誤差信號時，PWM操作將被調用。跨越電感器442的伏-時間平衡。因此，輸出電壓處於穩定狀態條件中。在PWM操作中，輸出電壓由經由誤差信號建立的PWM工作循環需求維持。滯後比較器1510連續地啟用控制。比較器1516用於不正常操作條件下的過電流保護。參照圖16，其描繪根據本發明的再一特定實例性實施例使用混合信號集成電路裝置的數字/經編程PFM/PWM SMPS控制器的示意圖。混合信號集成電路裝置1650包含模擬多路復用器1652 ；模/數轉換器(ADC) 1654、存儲器1656、處理器1658、脈衝產生器1660，其用於產生脈衝頻率調製(PFM)或脈衝寬度調製(PWM)；電壓參考1666 ；及時鐘振蕩器1668。多路復用器1652用以選擇用於耦合到ADC 1654的各種模擬信號。ADC 1654將這些模擬信號轉換成數字表示且將數字表示發送到處理器1658。處理器由存儲器1656中所存儲的軟體程序控制。存儲器1656可為易失性及/或非易失性存儲器。模擬信號可為 (舉例來說但不限於)節點320處的電壓反饋信號、節點324處的電流感測信號、節點326 處的前饋信號及節點328處的參考電壓。根據本發明的教示，脈衝產生器1660可包含由處理器選擇並控制的單獨PFM及 PWM產生器，或脈衝產生器1660可包含PWM產生器及脈衝吞除電路，使得PWM產生的脈衝可被轉換為PFM或脈衝密度調製(PDM)控制信號。來自脈衝產生器1660的輸出在節點322 處應用其脈衝序列輸出，其可經由驅動器1524耦合到電力開關444及446。可根據本發明的教示編程混合信號集成電路裝置1650的操作。雖然已參照本發明的實例性實施例來描繪、說明及界定發明的實施例，但此類參考並不意味著限制本發明，且不應推斷出存在此限制。所揭示的標的物能夠在形式及功能上具有大量修改、替代及等效形式，所屬領域的技術人員根據本發明將會聯想到所述修改、 替代及等效形式並受益於本發明。所描繪及所描述的本發明實施例僅作為實例，而並非是對本發 明的範圍的窮盡性說明。
權利要求
1.一種使用脈衝頻率調製PFM控制或脈衝寬度調製PWM控制的開關模式電力供應源 SMPS，所述SMPS包含開關模式電力供應源SMPS轉換器；及負載確定電路，其用於檢測負載電流何時達到轉變電流值，其中如果所述負載電流小於所述轉變電流值，那麼脈衝頻率調製PFM信號控制所述SMPS轉換器，且如果所述負載電流等於或大於所述轉變電流值，那麼脈衝寬度調製PWM信號控制所述 SMPS轉換器。
2.根據權利要求1所述的SMPS，其中所述SMPS轉換器選自由降壓、升壓、降壓_升壓及回掃轉換器組成的群組。
3.根據權利要求1所述的SMPS，其中所述SMPS轉換器使用功率場效應電晶體作為電力開關。
4.根據權利要求1所述的SMPS，其中所述負載確定電路包含負載電流感測元件，其用於將所述負載電流轉換成表示所述負載電流的電壓；及電流感測電壓比較器，其將表示所述負載電流的所述電壓與參考電流限制電壓進行比較，其中如果表示所述負載電流的所述電壓小於所述參考電流限制電壓，那麼所述電流感測電壓比較器的輸出處於第一邏輯電平，且如果表示所述負載電流的所述電壓等於或大於所述參考電流限制電壓，那麼所述電流感測電壓比較器的所述輸出處於第二邏輯電平。
5.根據權利要求4所述的SMPS，其中當所述電流感測電壓比較器的所述輸出處於所述第一邏輯電平時，所述PFM信號控制所述SMPS轉換器，且當所述電流感測電壓比較器的所述輸出處於所述第二邏輯電平時，所述PWM信號控制所述SMPS轉換器。
6.根據權利要求1所述的SMPS，其中所述PFM信號由PFM產生器產生且所述PWM信號由PWM產生器產生，藉此所述SMPS轉換器在所述負載電流小於所述轉變電流值時耦合到所述PFM產生器且在所述負載電流等於或大於所述轉變電流值時耦合到所述PWM產生器。
7.根據權利要求1所述的SMPS，其中所述PFM信號由PWM產生器及脈衝吞除電路產生且所述PWM信號由所述PWM產生器產生，藉此由所述脈衝吞除電路在一時間周期期間移除來自所述PWM產生器的脈衝流的至少一個脈衝。
8.根據權利要求1所述的SMPS，其中負載電壓耦合到運算放大器的第一輸入且參考電壓耦合到所述運算放大器的第二輸入，其中所述運算放大器的輸出控制所述PFM產生器或所述PWM產生器以便維持所述負載電壓的值為大致所述參考電壓。
9.根據權利要求1所述的SMPS，其中將PFM工作循環需求與PWM工作循環需求進行比較；藉此當所述PFM工作循環需求大於所述PWM工作循環需求時，所述PFM信號控制所述SMPS 轉換器，且當所述PWM工作循環需求大於所述PFM工作循環需求時，所述PWM信號控制所述SMPS 轉換器。
10.一種用於使用脈衝頻率調製PFM控制或脈衝寬度調製PWM控制來控制開關模式電力供應源SMPS的方法，所述方法包含以下步驟確定開關模式電力供應源SMPS轉換器的負載電流； 將所述負載電流與轉變電流值進行比較；當所述負載電流小於所述轉變電流值時，用脈衝頻率調製PFM信號來控制所述SMPS轉換器；及當所述負載電流等於或大於所述轉變電流值時，用脈衝寬度調製PWM信號來控制所述 SMPS轉換器。
11.根據權利要求10所述的方法，其中從由降壓、升壓、降壓-升壓及回掃轉換器組成的群組中選擇所述SMPS轉換器。
12.根據權利要求10所述的方法，其中所述確定所述負載電流的步驟包含以下步驟 將所述負載電流轉換成表示所述負載電流的電壓；及用電壓比較器將表示所述負載電流的所述電壓與參考電流限制電壓進行比較，其中如果表示所述負載電流的所述電壓小於所述參考電流限制電壓，那麼從所述電壓比較器輸出第一邏輯電平，且如果表示所述負載電流的所述電壓等於或大於所述參考電流限制電壓，那麼從所述電壓比較器輸出第二邏輯電平。
13.根據權利要求12所述的方法，其中當所述電壓比較器的所述輸出處於所述第一邏輯電平時，所述PFM信號控制所述SMPS 轉換器，且當所述電壓比較器的所述輸出處於所述第二邏輯電平時，所述PWM信號控制所述SMPS 轉換器。
14.根據權利要求10所述的方法，其進一步包含以下步驟 將PFM工作循環需求與PWM工作循環需求進行比較；當所述PFM工作循環需求大於所述PWM工作循環需求時，用所述PFM信號控制所述 SMPS轉換器，及當所述PWM工作循環需求大於所述PFM工作循環需求時，用所述PWM信號控制所述 SMPS轉換器。
15.一種用於使用脈衝頻率調製PFM控制或脈衝寬度調製PWM控制來控制開關模式電力供應源SMPS的方法，所述方法包含以下步驟a)停用開關模式電力供應源SMPS轉換器的操作；b)確定來自所述SMPS轉換器的輸出電壓是否低於參考電壓，其中 bl)如果所述輸出電壓不低於所述參考電壓，那麼返回到步驟a)，且b2)如果所述輸出電壓低於所述參考電壓，那麼啟用所述SMPS轉換器的操作；c)將能量存儲於電感器中；d)確定是否滿足控制需求，其中dl)如果不滿足所述控制需求，那麼返回到步驟c)，且d2)如果滿足所述控制需求，那麼將所述電感器中所存儲的所述能量傳送到輸出電容器；e)確定來自所述SMPS轉換器的所述輸出電壓是否低於所述參考電壓，其中el)如果所述輸出電壓不低於所述參考電壓，那麼返回到步驟a)，且 e2)如果所述輸出電壓低於所述參考電壓，那麼返回到步驟c。
16.根據權利要求15所述的方法，其中所述控制需求為脈衝頻率調製PFM需求。
17.根據權利要求15所述的方法，其中所述控制需求為脈衝寬度調製PWM需求。
18.根據權利要求15所述的方法，其中所述控制需求依據正由所述SMPS供應的電流而在脈衝頻率調製PFM需求與脈衝寬度調製PWM需求之間改變。
全文摘要
一種開關模式電力供應源SMPS已通過依據負載電流在脈衝頻率調製PFM與脈衝寬度調製PWM之間轉變以控制所述SMPS而在從無負載到全負載的整個操作範圍上優化效率。PFM與PWM操作模式之間的準確、平滑且無縫轉變在預設的負載電流下發生。PFM操作改善輕負載條件期間的效率，且PWM在較高負載電流下具有更好的效率。此在電池供電的應用中是有利的，且從而致使在較長時間之後才有必要進行電池更換或再充電。
文檔編號H02M3/158GK102449894SQ201080016834
公開日2012年5月9日 申請日期2010年7月7日 優先權日2009年7月8日
發明者斯科特·C·迪爾伯恩 申請人:密克羅奇普技術公司