信號輸出電路的製作方法
2023-05-14 00:29:11 2
專利名稱：信號輸出電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及用於半導體器件之間的接口等的信號輸出電路。
背景技術：
近年來，為了信號傳輸的高速化、降低功耗而採用LVDS(LowVoltage Differential Signaling低壓差分信號)技術。在採用該技術的現有LVDS接口中，使用由恆流源引起的差動振幅來進行信號傳輸。
上述那樣的LVDS接口，例如適用於記錄型DVD(Digital VersatileDisc數位化視頻光碟)的控制器LSI與雷射二極體驅動器IC之間的接口。即，DVD的寫入波形是用控制器LSI生成，由雷射二極體驅動器IC用相應於寫入波形的信號驅動半導體雷射器。並且，由於上述寫入波形要求嚴格的時序，所以使用上述LVDS作為接口。
然而，例如當傳輸速率增加時，隨之傳輸線路的高頻損失增大，接收端的電壓振幅減少。因此，在傳輸隨機信號等時，因脈衝寬度變化而振幅發生變化、眼圖張開度(eye opening)變窄，容易產生圖案相關抖動。因此，例如當像上述那樣應用於DVD時，即使在記錄速度慢的情況下能夠沒有問題地進行記錄波形的傳輸，但要進行高速記錄時，不能無視由傳輸線路引起的高頻損失，無法傳輸正確的寫入波形。
因此，為了防止上述那樣的接收端的電壓振幅的減少，提出使用預加重電路的技術，在LVDS輸出電路的狀態轉換時使輸出信號的振幅增大，抑制邊緣部分變鈍(dulling)，降低由脈衝寬度引起的振幅變化(例如，參照專利文獻1)。
專利文獻1日本特開2002-368600號公報
發明內容
然而，當使用上述那樣的預加重電路時，由於消耗電流因預加重動作而變動，因此結果容易發生電源噪聲。因此，上述DVD中的控制器LSI等數模混合LSI等中，需要實施對模擬功能塊的電源噪聲對策。
本發明是鑑於上述問題點而做出的，其目的在於通過不使消耗電流產生變動地進行預加重動作，由此使信號傳輸速度高速化，並將電源噪聲抑制到最低。
為了解決上述課題，本發明的實施方式的第一信號輸出電路，具有一對輸出端子，在穩態時，用與輸入信號的電平相應的極性輸出預定大小的輸出電流，該信號輸出電路的特徵在於包括經由上述輸出端子之間而流過電流的輸出電流路徑；在上述輸出端子之間分流而流過電流的旁路路徑，其中，在進行預加重時，使經由上述輸出電流路徑流過的電流增加，而使經由上述旁路路徑流過的電流減少，由此將消耗電流保持成與穩態時相等。
本發明的實施方式的第二信號輸出電路，其特徵在於在第一信號輸出電路中，具有分別流過比上述輸出電流大的電流的高電位側的電流源和低電位側的電流源，在進行預加重時，使流過上述高電位側的電流源和低電位側的電流源的電流經由上述輸出電流路徑而流過，並且，在穩態時，使流過上述高電位側的電流源和低電位側的電流源的電流經由上述旁路路徑而流過。
本發明的實施方式的第三信號輸出電路，其特徵在於在第二信號輸出電路中，上述旁路路徑，在穩態時使預定量的流過上述高電位側的電流源的電流流到上述低電位側的電流源。
本發明的實施方式的第四信號輸出電路，其特徵在於在第二信號輸出電路中，上述旁路路徑包括使預定量的從上述高電位側的電流源流向上述輸出端子間的電流分流的低電位側的旁路路徑、和使預定量的從上述輸出端子間流向上述低電位側的電流源的電流分流的高電位側的旁路路徑，上述高電位側的旁路電路和低電位側的旁路電路分別被切換成使流向上述輸出端子間的電流分流的狀態、和與上述輸出端子斷開而被串聯連接的狀態。
本發明的實施方式的第五信號輸出電路，具有一對輸出端子，在穩態時，用與輸入信號的電平相應的極性輸出預定大小的輸出電流，該信號輸出電路的特徵在於包括第一電流源，流過上述輸出電流的兩倍的電流；開關元件，根據輸入信號的電平選擇性地將上述第一電流源連接到上述一對輸出端子中的任一方；以及第二電流源和第三電流源，分別連接在上述輸出端子的一方或另一方，且共計流過上述輸出電流的兩倍的電流，其中，在根據輸入信號電平的狀態變化而將上述第一電流源連接到一方輸出端子時的預加重的情況下，使經由與上述另一方輸出端子連接的第二電流源而流過的電流減少預定量，並且，使經由與另一方輸出端子連接的第三電流源而流過的電流增加上述預定量。
由此，利用流向旁路路徑的電流，將穩態時的消耗電流保持為與預加重時相等，或者通過高電位側或低電位側的電流源、第一電流源將消耗電流抑制為恆定，因此無論有無預加重動作，消耗電流都不會發生變化，不會出現電源噪聲。
本發明的實施方式的第六信號輸出電路，其特徵在於在第五信號輸出電路中，上述第二電流源和第三電流源分別具有多個恆流電路，通過選擇性地將各恆流電路連接在輸出端子上來控制經由上述第二電流源和第三電流源而流過的電流的大小。
由此，由於能夠通過開關元件進行預加重的控制，所以與模擬地控制電流的情況相比，能夠容易實現高速化、小型化。
本發明的實施方式的第七信號輸出電路，其特徵在於在第五信號輸出電路中，上述第二電流源和第三電流源分別具有電流鏡電路，通過控制成為鏡源的電流源的電流的大小來控制經由上述第二電流源和第三電流源而流過的電流的大小。
由此，能夠容易將由預加重引起的振幅的增加量按各個系統調整為最佳量。
本發明的實施方式的第八信號輸出電路，其特徵在於在第一～第五中的任一信號輸出電路中，還包括第一觸發電路和第二觸發電路，該第一觸發電路與預定的時鐘信號同步地輸出上述輸入信號；該第二觸發電路與上述時鐘信號同步地輸出基於上述觸發電路的輸入信號與輸出信號的電平差異的信號，由此控制上述預加重的時刻。
由此，在輸入信號與時鐘信號同步地進行轉變的情況下，也能用簡單的門電路生成預加重的控制信號，能夠使裝置小型化。
本發明的實施方式的第九信號輸出電路，其特徵在於在第一～第五中的任一信號輸出電路中，還具有使上述輸入信號延遲的延遲元件，基於上述輸入信號和被延遲的信號的電平差異，控制上述預加重的時刻。
由此，在輸入信號與時鐘信號不同步地進行轉變的情況下，也能用簡單的門電路生成預加重的控制信號，能夠使裝置小型化。
本發明的實施方式的第十信號輸出電路，其特徵在於在第一～第五中的任一信號輸出電路中，
基於上述輸入信號的電平和輸出信號的極性來控制上述預加重的時刻。
由此，通過比較輸出信號和輸入信號而生成預加重的控制信號，由此即使在輸出端子的相對於地面的浮置電容等發生了變化時，也能進行最佳的預加重的控制。
本發明的實施方式的第十一信號輸出電路，其特徵在於在第一～第五中的任一信號輸出電路中，根據上述輸入信號的頻率，控制經由上述輸出電流路徑而流過的電流的增加量、或經由上述第二電流源和第三電流源而流過的電流的增減量。
因此，相對於隨著頻率變高而增加的高頻損失，能夠將由預加重引起的振幅的增加量調整為與頻率相應的增加量。
根據本發明，能夠使信號傳輸速度高速化，並能將電源噪聲抑制到最低。
圖1是實施方式1的LVDS輸出電路的電路圖。
圖2是實施方式2的LVDS輸出電路的電路圖。
圖3是表示實施方式2的電源電路具體結構的電路圖。
圖4是實施方式3的LVDS輸出電路的電路圖。
圖5是實施方式3的變形例的LVDS輸出電路的電路圖。
圖6是實施方式4的LVDS輸出電路的電路圖。
圖7是表示實施方式4的控制信號和輸入信號的關係的時序圖。
圖8是表示實施方式4的各開關的狀態和輸出電流的關係的電路圖。
圖9是表示實施方式4的生成控制信號的控制電路的例子的電路圖。
圖10是表示實施方式4的生成控制信號的另一控制電路的例子的電路圖。
圖11是表示實施方式4的生成控制信號的又一控制電路的例子的電路圖。
圖12是表示實施方式4的變形例的結構的電路圖。
具體實施例方式
以下，基於附圖詳細說明本發明的實施方式。
《發明的實施方式1》圖1是本發明的實施方式1的LVDS輸出電路的電路圖。以下，以該輸出電路的穩態輸出電流為±I、極性反轉時的預加重輸出電流為±(I+ΔI)來進行說明。
如圖1所示，輸出電路具有電流源1101、1102、1131和開關1111～1114、1132。
電流源1101、1102是以大小為(I+ΔI)的電流作為輸出(排出或吸入)的電流源，電流源1131是流過大小為(ΔI)的電流的電流源。
開關1111～1114是用於根據未圖示的輸入信號而切換輸出的極性的開關，被控制為如下方式例如在輸入信號為H(高)電平時，開關1111、1114為ON(接通)，開關1112、1113為OFF(斷開)；而當輸入信號為L(低)電平時，開關1111、1114為OFF，開關1112、1113為ON。
開關1132是與電流源1131串聯連接的開關，被控制為如下方式在預加重期間、即上述輸入信號的電平發生轉變時的預定期間為OFF，在其他的穩態時為ON。
在輸出端子1121、11122上連接有未圖示的外部終端電阻，輸入信號為H電平時，從輸出端子1121向輸出端子1122流過電流，當輸入信號為L電平時，流過相反方向的電流。
在如上述那樣構成的輸出電路中，例如輸入信號從L電平轉變到H電平時(預加重時)，開關1111、1114為ON，開關1112、1113為OFF，並且開關1132為OFF。由此，流向電流源1101、1102的電流全部流到輸出端子1121、1122之間，所以輸出振幅成為(I+ΔI)。其後，開關1132成為ON時(穩態時)，流向電流源1101、1102的電流中的(ΔI)經由電流源1131流過，所以輸出振幅成為(I)。
而當輸入信號從H電平轉變到L電平時，開關1111、1114為OFF，開關1112、1113為ON，並且開關1132從OFF變為ON，據此，同樣地，輸出振幅暫時成為(-I-ΔI)後變成(-I)。
如上所述，通過在輸入輸出信號發生轉變的時刻進行預加重，可得到陡峭的邊緣。而且，從電流源1101供給的電流、及由電流源1102而接地的電流，無論在進行預加重的情況下還是穩態狀態的情況下，都成為(I+ΔI)。因此，消耗電流總是保持恆定，因此能防止發生由消耗電流的變動引起的電源噪聲。因此，能夠容易適用於多個LSI之間或裝置間的高速接口，尤其是通過用於數模混合LSI，能夠將電源噪聲抑制到最低、且易於構成高速接口。
《發明的實施方式2》對本發明的實施方式2的輸出電路加以說明。在以下的實施方式中，對具有與上述實施方式1等相同功能的構成要素標註相同的附圖標記，而省略其說明。
如圖2所示，本實施方式2的輸出電路，取代上述實施方式1的電流源1131和開關1132，而具有電流源1141和開關1142、電流源1143和開關1144、以及開關1145。
上述電流源1141、1143分別流過大小為(ΔI)的電流。開關1142、1144在穩態時為ON，開關1145在預加重時為ON。
在此，具體而言，例如如圖3所示，上述電流源1141、1143能夠由使用P溝道電晶體1201～1203、N溝道電晶體1204、1205的電流鏡電路構成。即，電流源1141、1143與實施方式1的電流源1131不同，分別連接於高電位側電源或接地的某一方，所以能夠應用電流鏡電路容易地構成流過與預定的參考電流ref成正比的電流的電流源。
如上述那樣構成的輸出電路中，在穩態時，在電流源1101、1102流過的電流中的(ΔI)分別經由電流源1141或電流源1143而流過，從而輸出振幅成為(±I)。而在預加重時，在電流源1101、1102流過的電流全部流到輸出端子1121、1122之間，所以輸出振幅成為(I+ΔI)。此時，開關1145成為ON，從而電流源1141、1143能維持流過大小為(ΔI)的電流的狀態。因此，整個輸出電路的消耗電流總是保持為(I+2×ΔI)，仍然能防止產生由消耗電流的變動引起的電源噪聲。
《發明的實施方式3》如圖4所示，實施方式3的輸出電路，取代實施方式2的電流源1101、1102而具有分別流過大小為(I)的電流的電流源1301、1302。開關1142、1144分別與上述電流源1301、1302連接。上述開關1142、1144在預加重時為ON，開關1145在穩態時為ON。
該輸出電路中，在預加重時，在電流源1141、1143中流過的電流(ΔI)分別經由開關1142、1144而流到輸出端子1121、1122之間，從而輸出振幅成為(I+ΔI)。而在穩態時，經由電流源1143、開關1145及電流源1141而流過大小為(ΔI)的電流，從而整個輸出電路的消耗電流總是保持為(I+ΔI)。即，在高電位側的電流源1301、1143流過的電流的合計(I+ΔI)中的預定量(ΔI)，流到仍然流過的電流合計為(I+ΔI)的低電位側的電流源1302、1141，能夠不會招致消耗電流的變動地進行預加重。
在上述的例子中，為了便於說明，在與實施方式2的對比中，示出了具有開關1142、1144的例子，但也可以省略其中的任一開關而成為總是連接的狀態。例如，在做成總是連接電流源1301的輸出與電流源1143的輸出的狀態時，相當於如圖5所示那樣地設置流過電流(I+ΔI)的電流源1101、及進行與開關1145相同動作的開關1146，則同樣既能保持消耗電流為(I+ΔI)又能進行預加重。
《發明的實施方式4》對實施方式4的輸出電路加以說明。如圖6所示，本實施方式4的輸出電路，具有電流源101～107、開關108～111、及開關117、118。
電流源101是以(2I)大小的電流作為輸出(排出)的電流源，電流源102、103、106、107是以(ΔI)大小的電流作為輸出(吸入)的電流源，電流源104、105是以(I-ΔI)大小的電流作為輸出(吸入)的電流源。
開關117、118是用於根據輸入信號116而切換輸出的極性的開關，被控制成如下方式例如在輸入信號為H(高)電平時，開關117為ON、開關118為OFF，而當輸入信號為L(低)電平時，開關117為OFF、開關118為ON。
開關108～111分別是與電流源102、103、106、107串聯連接的開關，被控制成如下方式例如在控制信號112～115為H電平時，成為ON。
在輸出端子119、120上連接有未圖示的外部終端電阻，當輸入信號116為H電平時，從輸出端子119向輸出端子120流過電流，當輸入信號116為L電平時，流過相反方向的電流。
上述控制信號112～115，通過後述的控制電路，根據輸入信號116而被控制為圖7及圖8所示的那樣。即，在輸入信號116為L電平期間(a)，控制信號112、114為H電平、控制信號113、115為L電平(開關108、110為ON，開關109、111為OFF)，輸出振幅成為(-I)。
在輸入信號116從L電平變化到H電平的期間(b)，控制信號112、114為L電平、控制信號113、115為H電平(開關108、110為OFF，開關109、111為ON)，輸出振幅成為(I+ΔI)。
在其後的輸入信號為H電平的期間(c)，控制信號112～115及開關108～111返回到與期間(a)相同的狀態，輸出振幅成為(I)。
在輸入信號116從H電平向L電平變化的期間(d)，控制信號112、113為H電平、控制信號114、115為L電平(開關108、109為ON、開關110、111為OFF)，輸出振幅成為(-I-ΔI)，其後，返回到與期間(a)相同的狀態。即，流向電流源102～107的電流的平衡發生變化而進行預加重，但流向電流源102～107的合計電流保持恆定。
如上所述，通過在輸入輸出信號發生轉變的時刻進行預加重，可得到陡峭的邊緣。而且，由電流源102～107而接地的電流、及從電流源101供給的電流，無論在進行預加重的情況下還是穩態狀態的情況下，都成為(2I)。因此，消耗電流總是保持恆定，因此能防止發生由消耗電流的變動引起的電源噪聲。因此，能夠容易適用於多個LSI之間或裝置間的高速接口，尤其是能夠通過用於數模混合LSI將電源噪聲抑制到最低並易於構成高速接口。流過大小為(ΔI)的電流的4個電流源102、103、106、107都接地，所以能夠由反射同一參考電流的電流鏡電路構成，能夠將流過的電流的離差抑制得較小，能夠容易用簡單的電路結構來進行高精度的預加重。
接著，說明生成上述那樣的用於控制開關108～111的控制信號112～115的控制電路的例子。
圖9示出一個控制電路，該控制電路由門電路402、403、觸發器(fliplop)405～407構成，能夠用於LVDS輸出電路的輸出與時鐘信號同步地發生變化那樣的情況、即例如輸入基於數據信號401而同步於時鐘信號404的信號作為輸入信號116的情況等。在該控制電路中，由門電路402、403對原數據信號401、和基於該數據信號401而保存持於觸發器405的輸入信號116(當前要輸出的信號和下一要輸出的信號)進行比較而判別是否有狀態轉變，在時鐘信號404的1個周期的期間從觸發器406、407輸出成為H或L電平的控制信號112～115。因此，例如當把要輸出的信號視作時序數據時，能在狀態發生轉變的1位的期間得到振幅增加的信號。在如上述那樣利用時鐘信號時，能夠用簡單的門電路構成控制電路，因此能夠容易實現小型化。
圖10仍然示出一個能夠用簡單的門電路構成的控制電路，該控制電路由使數據信號401延遲預定時間的延遲電路501、門電路502、503、NOT(非)電路504、505構成，能夠用於這樣的情況，即將LVDS輸出電路的輸出信號作為非同步電路的信號而生成的情況、或即使是同步電路卻不對LVDS輸出電路提供時鐘信號的情況等。在該控制電路中，數據信號401直接被用作輸入信號116，並且由門電路502、503對數據信號401和由延遲電路使該數據信號401延遲了預定的延遲時間後的信號進行比較，在上述延遲時間輸出成為H或L電平的控制信號112～115，進行預加重。
圖11示出通過比較LVDS輸出電路的輸出信號和數據信號401而生成控制信號112～115的控制電路，其由電壓比較器601、門電路602、603、NOT電路604、605構成。即，在該控制電路中，將由電壓比較器601根據輸出端子119、120的差分電壓而得到的比較結果和數據信號401(輸入信號116)進行比較，由此檢測出狀態轉變，生成控制信號112～115。在這樣的控制電路中，能夠容易在最佳的時刻進行預加重，因此在主要是由於LSI內部的原因、例如因電湧保護元件的電容等而產生傳輸線路的高頻損失時、或輸出端子的相對於地面的浮置電容發生變化時等尤其有效。
(變形例)通過預加重而增加的輸出振幅的大小並不一定限於上述那樣，例如也可以在輸出信號的頻率發生變動時使其根據頻率而變化。具體而言，也可以例如圖12所示那樣，設置輸出與輸入信號116的頻率相應的電壓的頻率-電壓轉換器701，根據該電壓控制電流源102～107流過的電流的大小(ΔI)等。能夠例如通過使用電流鏡電路作為電流源102等而使成為鏡源(mirror source)的電流源的電流的大小發生變化，而容易進行上述那樣的電流大小的控制。通過上述那樣構成，能夠進行調整使得在高頻損失隨著頻率變高而增加的情況下，使由預加重引起的振幅的增加量變大，在寬頻率範圍內且對於各個系統都能得到最佳的預加重效果。
在上述圖6的例子中，示出的是電流源101從電源供給電流、電流源102～107將電流接地這樣構成的例子，但也可以做成相反的結構，即電流源101引入電流，電流源102～107供給電流。關於這點，對於圖5的結構也是同樣的。
在圖6的例子中，示出的是設有流過大小為(ΔI)的電流的4個電流源102、103、106、107的例子，但也可以做成這樣的結構在如圖8那樣進行控制的情況下，同時成為動作狀態的僅是2個電流源，所以兼用每2個一組的電流源，選擇性地連接到輸出端子119、120。
雖然示出的是使用上述那樣流過(2I)的電流的電流源101的例子，但不限於此。即，在上述情況下，通過始終將分別流過(I-ΔI)的電流的電流源104、105連接在輸出端子109、120上，能夠抑制開關數量、並能夠減少由開關引起的電壓下降，但是例如做成取代電流源101而使用流過大小為(3I)的電流的電流源，並使流過大小為(I)的電流的電流源選擇性地連接在輸出端子119、120上，則整體的消耗電流變大，但不會招致功耗的變動，同樣能得到預加重的效果。也可以是取代電流源101而使用流過大小為(I+ΔI)的電流的電流源，僅使用2個電源104、105中的一個而將其選擇性地連接在輸出端子119、120上(在該情況下，通過實質上與圖5的結構同樣的電流平衡能得到同樣的效果)。
電流源的電流的控制方法沒有特別限定，但如上述那樣由開關元件進行控制時，與模擬地控制電流的情況相比，容易實現響應速度的高速化和裝置的小型化。
產業上利用的可能性本發明的信號輸出電路具有能夠使信號傳輸速度高速化並將電源噪聲抑制到最小的效果，其作為用於半導體器件之間的接口等的信號輸出電路等是有用的。
權利要求
1.一種信號輸出電路，具有一對輸出端子，在穩態時，用與輸入信號的電平相應的極性來輸出預定大小的輸出電流，該信號輸出電路的特徵在於，包括經由上述輸出端子之間而流過電流的輸出電流路徑；以及在上述輸出端子之間分流而流過電流的旁路路徑，其中，在進行預加重時，使經由上述輸出電流路徑流過的電流增加，而使經由上述旁路路徑流過的電流減少，由此將消耗電流保持成與穩態時相等。
2.根據權利要求1所述的信號輸出電路，其特徵在於，具有分別流過比上述輸出電流大的電流的高電位側的電流源和低電位側的電流源，在進行預加重時，使流過上述高電位側的電流源和低電位側的電流源的電流經由上述輸出電流路徑而流過，並且，在穩態時，使流過上述高電位側的電流源和低電位側的電流源的電流的一部分經由上述旁路路徑而流過。
3.根據權利要求2所述的信號輸出電路，其特徵在於，上述旁路路徑在穩態時使預定量的流過上述高電位側的電流源的電流流到上述低電位側的電流源。
4.根據權利要求2所述的信號輸出電路，其特徵在於，上述旁路路徑包括使預定量的從上述高電位側的電流源流向上述輸出端子間的電流分流的低電位側的旁路電路；和使預定量的從上述輸出端子間流向上述低電位側的電流源的電流分流的高電位側的旁路電路，上述高電位側的旁路電路和上述低電位側的旁路電路分別被切換成使流向上述輸出端子間的電流分流的狀態、和與上述輸出端子斷開而被串聯連接的狀態。
5.一種信號輸出電路，具有一對輸出端子，在穩態時，用與輸入信號的電平相應的極性來輸出預定大小的輸出電流，該信號輸出電路的特徵在於，包括第一電流源，流過上述輸出電流的兩倍的電流；開關元件，根據輸入信號的電平來選擇性地將上述第一電流源連接到上述一對輸出端子中的任一方；以及第二電流源和第三電流源，分別連接著上述輸出端子的一方或另一方，且共計流過上述輸出電流的兩倍的電流，其中，在根據輸入信號電平的狀態變化而將上述第一電流源連接到一方輸出端子時的預加重情況下，使流經與上述一方輸出端子連接的第二電流源的電流減少預定量，並且使流經與另一方輸出端子連接的第三電流源的電流增加上述預定量。
6.根據權利要求5所述的信號輸出電路，其特徵在於上述第二電流源和第三電流源分別具有多個恆流電路，並通過選擇性地將各恆流電路連接在輸出端子上來控制流經上述第二電流源和第三電流源的電流的大小。
7.根據權利要求5所述的信號輸出電路，其特徵在於上述第二電流源和第三電流源分別具有電流鏡電路，並通過控制成為鏡源的電流源的電流大小來控制流經上述第二電流源和第三電流源的電流的大小。
8.根據權利要求1～5中任一項所述的信號輸出電路，其特徵在於還包括第一觸發電路和第二觸發電路，該第一觸發電路與預定的時鐘信號同步地輸出上述輸入信號；該第二觸發電路通過與上述時鐘信號同步地輸出基於上述觸發電路的輸入信號與輸出信號的電平差異的信號來控制上述預加重的時刻。
9.根據權利要求1～5中任一項所述的信號輸出電路，其特徵在於還具有使上述輸入信號延遲的延遲元件，基於上述輸入信號與已延遲信號的電平差異來控制上述預加重的時刻。
10.根據權利要求1～5中任一項所述的信號輸出電路，其特徵在於基於上述輸入信號的電平和輸出信號的極性來控制上述預加重的時刻。
11.根據權利要求1～5中任一項所述的信號輸出電路，其特徵在於根據上述輸入信號的頻率來控制流經上述輸出電流路徑的電流的增加量或者流經上述第二電流源和第三電流源的電流的增減量。
全文摘要
穩態下流過大小為I的輸出電流的LVDS輸出電路，具有輸出2I大小的電流的電流源(101)、流過ΔI電流的電流源(102)、(103)、(106)、(107)和流過大小為I－ΔI的電流的電流源(104)、(105)。開關(117)、(118)根據輸入信號(116)而切換輸出的極性。在極性發生轉變時，開關(108)、(109)為OFF，開關(110)、(111)為ON，輸出振幅成為(I+ΔI)。或者，開關(108)、(109)為ON，開關(110)、(111)為OFF，輸出振幅成為(－I－ΔI)。即，流過電流源(102)～(107)的電流的平衡發生變化而進行預加重，但流過電流源(102)～(107)的合計電流、消耗電流保持恆定。通過這種方案，能夠使信號傳輸速度高速化並能將電源噪聲抑制到最低。
文檔編號H03K19/0175GK101036296SQ20058003352
公開日2007年9月12日 申請日期2005年6月3日 優先權日2004年10月1日
發明者青池昌洋 申請人:松下電器產業株式會社