電力變換系統的製作方法
2023-05-15 05:09:21
專利名稱：電力變換系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種將單相交流電源的交流功率通過電力變換器變成直流的電力變換系統，尤其是涉及一種具有補償控制電路的電力變換系統，可實現在直流側吸收掉單相交流電源的波動功率。
圖19展示的是常規用於電動車等上的電力變換系統的電路圖，這種系統從交流饋線接收交流功率。圖中，SUP是單相交流電源(單相電源)，LS是交流電感線圈，CNV是脈衝寬度調製控制變換器(PWM變換器)，用於將交流變成直流，Cdo是直流濾波電容器，INV是脈衝寬度調製控制變換器(PWM變換器)，用於將直流變為交流，和IM是三相感應電機。
這個控制電路包括直流電壓檢測器ISO，輸入電流檢測器CTS，交流電壓檢測器PTS，電機電流檢測器CTU，CTV和CTW，直流電壓控制電路AVR，輸入電流控制電路ACRS，用於PWM變換器CNV的脈衝寬度調製控制電路PWMC1，速度檢測器PG，速度控制電路SPC，負載電流控制電路ACRL和用於PWM變換器INV的脈衝寬度調製控制電路PWMC2。
PWM變換器CNV控制由單相交流電源SUP饋給的輸入電流Is，使作用到直流濾波電容器Cdo上的電壓Vd基本上不變。在該點上，通過控制輸入電流Is為與電源電壓Vs同相的正弦波，可實現電力變換，並且輸入功率因數為1，幾乎沒有較高次諧波。
採用直流濾波電容器Cdo為直流電壓源，PWM變換器INV將直流電壓變成具有可變電壓和可變頻率的三相交流電源，該三相交流電力用於驅動感應電動機IM。用於Tokaido Shinkansen鐵路上的300等級的電氣機車「Nozomi」是這種系統的一例，它的交流電力由單相交流電源SUP饋給。該交流電力變成直流，再將直流變成交流，用於驅動感應電動機IM。
對於PWM變換器CNV的介紹可參見1987年第107卷中第3期的日本電氣工程師協會的會刊中「採用PWM變換器驅動高質量交流牽引電機的設想」一文，而PWM變換器INV是本領域的公知技術，因此這裡對於PWM變換器CNV和INV不再贅述。
下面描述現有技術的電力變換器存在的缺陷。
當交流電源由單相交流電源SUP供給時，其波動頻率是電源頻率的兩倍。結果施加到直流濾波電容器Cdo上的電壓Vd的波動頻率也是電源頻率的兩倍，這一電壓波動的幅值與PWM變換器INV輸出的有功功率的幅值成正比，並且與直流濾波電容器Cdo的電容量成反比。
如果直流濾波電容器Cdo的電容量變大，由單相PWM變換器CNV變換後的直流電壓Vd的波動情況可減小。但是增大電容量不僅使電力變換系統重量加大，尺寸增加，而且使其費用增加，特別是在電動機車的驅動系統中，電力變換系統的負載和尺寸應設計得儘可能小。這就有必要限制直流電壓波動到一確定的允許程度。
可是這個直流電壓Vd的波動對變換器側產生影響，使PWM變換器INV的輸出電流波動。例如，如果單相交流電源SUP的頻率為50HZ，直流電壓Vs的頻率為100Hz，在這種情況下，PWM變換器INV的輸出頻率接近100HZ，輸出電壓波動加劇，使電機IM電流中的差拍上升，引起電機的IM的轉矩波動，產生振動和噪聲。
而且，作用到構成PWM變換器CNV和INV的半導體裝置上的電壓的最大值是隨著直流電壓Vd波動的量增加的，因此必須採用能承受較高電壓的半導體裝置。這樣導致該裝置尺寸和費用的增加。
本發明的目的是提供一種電力變換系統，它能消除由單相交流電源的波動引起的直流電壓的波動。
本發明的另一個目的是提供一種電力變換系統，它的利用率得以提高。
本發明的又一個目的是提供一種電力變換系統，其中直流濾波電容的電容量可顯著減小，並且該電力變換系統的整個尺寸和重量可降低。
本發明的再一個目的是提供一種電力變換器，它的變換器輸出電流消除了差拍現象，從而顯著減小了電機的振動和噪音。
本發明的這些和其他目的可以如下實現，採用一種電力變換系統，包括一單相交流電源，用於產生交流功率。該電力變換系統進一步包括一與單相交流電源連接的交/直流變換器，用於將交流變成直流，一主濾波電容器，與交/直流變換器的直流端子相連，一直流有源(active)濾波器，與主濾波電容器並聯，用於補償流過該直流有源濾波器的電流，以適量地吸收來自單相交流電源的交流功率波動，以及一負載設備，與作為直流電壓源的主濾波電容相連接，用於接收由主濾波電容饋給的第一直流電壓。
採用本發明，單相交流電源的功率波動通過裝在交/直流變換器的直流邊的直流有源濾波器被吸收，因而提高了該電力變換系統的利用率。這樣可消除直流電壓的波動現象，並能減小電機的振動和噪音，還可減小直流側濾波電容器的電容量。
下面通過結合相關的附圖的詳細說明，將更助於理解本發明和許多附帶的優點。附圖為圖1為本發明電力變換系統的第一實施例的電路圖;
圖2為圖1所示電力變換系統工作時所具有的電壓/電流矢量圖;
圖3為圖1所示電力變換系統工作時所具有的不同單元的電壓、電流和功率波形圖;
圖4為圖1所示電力變換系統工作時所具有的不同單元的電壓、電流和功率波形圖;
圖5為圖1所示電力變換系統的工作原理的等效電路圖;
圖6為本發明電力變換系統的第二個實施例的電路圖;
圖7為本發明第三實施例的電力變換系統中直流有源濾波器的電路圖;
圖8為本發明第四實施例的電力變換系統中直流有源濾波器的電路圖;
圖9為說明圖8的直流有源濾波器工作的等效電路圖和電壓/電流矢量圖;
圖10為本發明第五個實施例的電力變換系統的直流有源濾波器的電路圖;
圖11為本發明第六個實施例的電力變換系統的直流有源濾波器的電路圖;
圖12為說明圖11的直流有源濾波器的PWM控制動作的時間圖;
圖13為本發明第七個實施例的電力變換系統的直流有源濾波器的電路圖;
圖14是本發明第八個實施例的電力變換系統的直流有源濾波器的電路圖;
圖15是說明本發明電力變換系統的工作的電壓/電流矢量圖;
圖16是說明本發明電力變換系統的工作的不同單元的電壓、電流和功率波形圖;
圖17是本發明第九個實施例的電力變換系統的直流濾波器的電路圖;
圖18是說明本發明的電力變換系統工作的特性曲線;以及圖19是說明已有的電力變換系統的電路圖。
下面參照附圖描述本發明的各實施例，在各圖中相同的標號表示同一或相對應的部件。
首先，參照圖1介紹本發明的概貌。在圖1中，SUP是單相交流電源(單相電源)，LS是交流電感線圈，CNV是構成交/直流變換器的脈衝寬度調製控制變換器(以下稱為PWM變換器)，INV是脈衝寬度調製控制變換器(以下稱為PWM變換器)，IM是三相感應電動機，Cd是主濾波電容器，以及DC-AF是直流有源濾波器。
交流/直流變換器的公知實例包括一二極體整流器或一脈寬調製控制變換器(PWM變換器)。下面以PWM變換器CNV為例如以描述，PWM變換器CNV控制來自單相交流電源SUP的電流Is，使施加到主濾波電容器Cd上的直流電壓Vd基本為常數，一般地，將這個輸入電流Is控制為與單相交流電源SUP的電壓Vs同相的正弦波，結果得到具有輸入功率因數為1，並幾乎沒有高次諧波的功率變換。
當負載例如感應電機IM牽引運行時，所述直流電壓下降，但通過控制使該直流電壓Vd為一不變的值，因而與該負載匹配的有功功率由單相交流SUP供給。這個負載裝置包括三相輸出脈衝寬度調製控制變換器(PWM變換器)INV，和由這個變換器INV驅動的交流電動機(感應電動機等)。在穩定條件下，電機的轉速和所產生的轉矩基本上為常值，不考慮諧波分量的話，三相PWM變換器INV的直流電流幾乎不變。這個變換器INV的直流側大部分諧波分量由主濾波電容器Cd所吸收。
不過，如前所述的現有技術的電力變換系統，它的由單相交流電源SUP饋給的電源是波動的，其波動頻率為電源頻率的兩倍，導致直流電壓的波動。
直流有源濾波器DC-AF與主濾波電容Cd並聯，並且控制流過直流有源濾波器DC-AF的補償電流IF，從而適量地吸收單相交流電源SUP的功率波動。這個補償電流IF的命令值IF＊如下產生，首先，計算出PWM變換器CNV交流側瞬時功率的值PC，從該值中減去由交流電源SUP供給的有功功率的平均值Pav，得到波動功率△PC，接著，用直流電壓Vd去除這個波動功率△PC，便得到命令值IF＊，即△PC＝PC-Pav，IF＊＝△PC/Vd由於補償電流IF＝IF＊流過直流有源濾波器DC-AF，從單相交流電源的波動所產生的電流不能流到主濾波電容器Cd，從而避免了直流電壓Vd的波動。主濾波電容器Cd的電容量只要足以吸收PWM變換器CNV和三相PWM變換器INV直流側的諧波分量即可，所以該電容量不必很大。
直流有源濾波器DC-AF的結構例如包括一直流恆壓源EA，一電壓源PWM變換器VSI，用於將直流恆壓源EA的直流電壓變為可變的交流電壓，和一連接到變換器VSI輸出端的直流濾波電容CF，通過調整交換器VSI的輸出電壓，直流有源濾波器DC-AF可控制補償電流IF。用於直流有源濾波器DC-AF的PWM變換器VSI的電容取決於直流濾波電容CF的電容。換言之，如果直流濾波電容CF的電容量取為零，則必須使直流有源濾波器DC-AF的PWM變換器VSI的電容量等於PWM變換器CNV的電容量。並且，如果直流濾波電容器CFR電容量取為無窮大，則直流有源濾波器DC-AF的PWM變換器VSI的電容量可為零。
基於這種觀點，使直流濾波電容CF的電容量大於主濾波電容Cd的電容量，並且是用於傳統的電力變換系統的直流濾波電容Cdo電容量的一半或更小比例，結果，直流有源濾波器DC-AF的PWM變換器VSI的電容量可以是PWM變換器CNV電容量的大約10-20%，從而使整個電力變換系統的電容器的電容量減小，這樣的系統用到電動機車系統中產生顯著的優越性，主要在於減少了系統的重量和尺寸。另外，由於消除了直流電壓Vd的波動，可採用較高的直流電壓，導致PWM變換器CNV和INV輸出容量的增大能夠被預先考慮。
圖1表示一主電路布置圖和說明本發明電力變換系統的第一實施例的控制電路方框圖。
直流有源濾波器DC-AF包括直流恆壓源EA，單相電壓源PWM變換器VSI，單相變壓器TR，電感器LF和直流濾波電容器CF。
控制裝置包括輸入電流檢測器CTS，交流電壓檢測器PTS，直流電壓檢測器PTD，直流電流檢測器CT1，CT2，CTF，負載電流檢測器CTU，CTV和CTW，速度檢測器PG，DC電壓控制電路AVR，輸入電流控制電路ACRS，用於PWM變換器CNV的PWM控制電路PWMC1，速度控制電路SPC，負載電流控制電路ACRL，用於三相PWM變換器INV的PWM控制電路PWMC2，補償電流指令電路FCR，補償電流控制電路ACRF，以及用於單相電壓源PWM變換器VSI的PWM控制電路PWMC3。
PWM變換器INV使用主濾波電容器Cd作為其直流電壓源，並對感應電機IM提供可變壓和變頻的三相交流電源。
更詳細地，電機IM的轉速ωr由速度檢測器PG測出並送入速度控制電路SPC。速度控制電路SPC將速度指令值ωr＊與檢測的速度值ωr比較，並產生一個三相負載電流指令值IL＊，它與這兩個值Wr＊和Wr的差值εr＝ωr＊-ωr相對應。
負載電流控制電路ACRL將三相負載電流指令值IL＊(IU＊，IV＊，IW＊)與由電流檢測器CTU，CTV，CTW測出的三相負載電流IL(IU、IV、IW)相比較，並對應於這些值與PWM控制電路PWMC2的差產生三相電壓指令值eL＊(eU＊，eV＊，eW＊)。
根據三相電壓指令值eL＊，PWM控制電路PWMC2輸出門信號gI到PWM變換器INV中的開關裝置。結果，三相PWM變換器INV產生正比於三相電壓指令值eL＊三相電壓VL(VU，VV，VW)，並且控制三相負載電流IL。
通過向量控制感應電機IM可獲得類似於直流電動機輸出特性的輸出特性是已知的，但由於這不是本發明的主要內容，因此這裡不再予以贅述。
如果從直流電壓源角度(主濾波電容CD)看，當忽略諧波分量時，三相PWM變換器INV和感應電機IM可視為一種恆流源，其中流過直流電流Id2。
PWM變換器CNV控制輸入電流Is，使供給主濾波電容Cd上的電壓Vd幾乎為常數。在這個過程中，由於輸入電流Is受控為一個與電源電壓Vd同相(或反相)的正弦波，因此可具有輸入功率因數為1的工作條件。
主濾波電容Cd的電壓Vd由直流電壓檢測器PTD測出，並輸入到電壓控制電路AVR中，在該電路中對電壓Vd與電壓指令值Vd＊比較，得到差值εV＝Vd＊-Vd，經放大後得到一輸入電流Is的峰值指令Ism＊同樣的，電壓檢測器PTS檢測出單相電源SUP的電壓Vs，並且得與電壓Vs同步的單位正弦波Sinωt。將單位正弦波Sinωt與電流峰值指令Ism＊相乘，得到輸入電流命令值Is＊Is＊＝Ism＊·Sinωt輸入電流控制電路ACRS將由電流檢測器CTS測出的輸入電流Is與電流指令值Is＊比較，得到差值εI＝IS＊-IS，然後放大(-K1倍)，其結果得到一個變換器CNV的PWM控制電路PWMC1的輸入信號ec＊。根據輸入信號ec＊PWM控制電路PWMC1輸出門信號gc到PWM變換器CNV中的開關裝置。
PWM變換器CNV在交流側產生一正比於輸入信號ec＊的電壓Vc和控制輸入電流Is，交流電感線圈Ls上的電壓是電源電壓Vs和變換器電壓Vc之間的差壓VLS＝Vs-Vc。
例如，當Is＊＞Is，差值εI為正值，並且PWM控制電路PWMC1的輸入信號ec＊具有負值。因此，作用到交流電感線圈Ls上的電壓增加，輸入電流也增大。反之，當Is＊＜Is，差值εI為負，輸入信號ec＊假定為正值，因此作用到交流電感線圈Ls上的電壓VLS下降，並且輸入電流Is也下降。從而輸入電流Is受到控制，因而與電流指令值Is＊相一致。在這種情況下，對於指令值Is＊提供與一個電源電壓Vs同相的正弦波，並且輸入電流Is也被控制以便於跟蹤電流指令值Is＊。因此，最終獲得輸入功率因數為1且幾乎沒有諧波的工作條件。
直流電壓Vd的控制機理如下當Vd＊＞Vd，假定差εV為正，電流峰值指令Ism＊增大，具有正值，結果，由單相交流電源SUP提供的功率Ps＝Vs.Is，變為正值，並且該功率Ps供給主濾波電容Cd，增加了直流電壓Vd。在相反的情況下，當Vd＊＜Vd，差值εV假定為負，電流峰值指令Ism＊取負值，結果，存儲在主濾波電容Cd中的能量回送到單相交流電源SUP中，於是直流電壓Vd下降。以這種方式，控制直流電壓Vd以致於它保持與電壓指令值Vd＊一致。
圖2表示圖1的電力變換系統中單相電源SUP側的電壓/電流矢量圖。
圖2(a)表示車輛牽引時的矢量圖。輸入電流Is流過，產生電壓VLs＝jω·Ls·Is，並施加到交流感應線圈Ls上。由PWM變換器CNV產生的電壓Vc示於圖中，在這種情況下，電壓VC的幅值VCm和相角θ(滯後)用下列等式計算VCm＝(Vsm2+VLSm2)1/2θ＝tan-1(VLSm/Vsm)其中Vs＝Vsm·sinωtIs＝Ism·sinωt和VLsm＝ω·Ls·Ism.
圖2(b)是說明再生操作情況的矢量圖。輸入電流Is被控制與電源電壓Vs反向。由於作用到交流電感線圈Ls上的電壓VLs的相位相反，使由PWM變換器CNV產生的電壓Vc的相角θ是超前的。
圖3是圖1的電力變換系統的PWM變換器CNV運行中的電壓、電流和功率波形圖。輸入電流is被控制與電源電壓Vs同相，由PWM變換器CNV產生的電壓Vc比電源電壓Vs滯後相角θ。由單相交流電壓SUP產生的瞬態功率Ps為PS＝vs·is＝Vsm·sin ωt x Ism·sin ωt＝(Vsm·Ism/2)·(1-cos 2ωt)此瞬態功率Ps的波動頻率為單相交流電源SUP的電壓的兩倍。同樣，PWM變換器CNV的瞬態功率PC是PWM變換器CNV產生的電壓Vc和電流is的乘積，考慮了交流電感線圈Ls上有一定的壓降，所述波動是明顯的。
PC＝vC·is＝VCm·sin(ωt-θ)x Ism·sinωt＝(VCm·Ism/2)·｛cosθ-cos(2ωt-θ)｝由於VCm＝Vsm/cosθ，有功功率的平均值Pac為Pav＝Vsm·Ism/2在穩態條件下，有功功率Pav等於由負載裝置(PWM變換器INV+感應電機IM)消耗的功率PL，並且功率波動△Pc在主濾波電容Cd中流入和流出。即△PC＝PC-PL＝-(VCm·Ism/2)·cos(2ωt-θ)流入主濾波電容器Cd中的電流以idc近似用下列等式求得，取直流電壓Vd的平均值為Vdo。
idc＝△PC/Vdo＝-(VCm·Ism/2 Vdo)·cos(2ωt-θ)＝-｛Pav/(Vdo·cosθ)｝·cos(2ωt-θ)直流電壓Vd的波動量△Vd由下式算出△Vd＝∫(1/Cd)·idc dt＝-{Vcm·Ism/(4·Vdo·ω·cd)｝·sin(2ωt-θ)＝-{Pav/(2·cosθ·Vdo·ω·cd)｝·sin(2ωt-θ)＝-△Vdm·sin(2ωt-θ)直流電壓波動△Vd的幅值正處於負載設備上的有功功率PL，這裡PL＝Pav＝Vsm·Ism/2，並且與主濾波電容Cd的電容量成反比。例如，當PL＝3000[KW]，Vdo＝2000[V]，f＝ω/(2π)＝50[HZ]，Cd＝0.02[F]，以及Cosθ＝0.9，則△Vd的幅值△Vdm＝132.6[V]。
圖4表示再生運行情況下不同單元的電壓和電流波形。PWM變換器CNV產生的電壓Vc超前於電源電壓Vs一個相角θ。因此PC＝vC·is＝VCm·sin(ωt+θ)x Ism·sin(ωt+π)＝-(VCm·Ism/2)·｛cosθ-cos(2ωt+θ)｝
由於Vcm＝Vsm/Cosθ，有功率Pav與從負載裝置(PWM變換器INV+感應電機IM)反饋的功率PL一致，並且在主濾波電容器Cd中存在功率波動△Pc的輸入和輸出。因此△PC＝PC-PL＝(VCm·Ism/2)·cos(2ωt+θ)因此，流入主濾波電容Cd的電流idc可用下式等式近似，其中直流電壓Vd的平均值取為Vdo。
idc＝△PC/Vdo＝(VCm·Ism/2Vdo)·cos(2ωt+θ)＝｛Pav/(Vdo·cosθ)｝·cos(2ωt+θ)所以，直流電壓Vd的波動量△Vd為△Vd＝∫(1/Cd)idc dt＝-{Vcm·Ism/(4·Vdo·ω·Cd)｝·sin(2ωt+θ)＝-{Pav/(2·cosθ·Vdo·ω·Cd)｝·sin(2ωt+θ)＝-△Vdm·sin(2ωt+θ)下面，將介紹圖1的電力變換系統的直流有源濾波器DC-AF的控制作用。
首先，單相PWM變換器CNV的直流輸出電流Id1和三相PWM變換器INV的直流輸入電流Id2分別由電流檢測器CT1，CT2檢測出來，並且輸入到補償電流指令電路FCR，在這裡得出其差值IF＊。該電流差IF＊＝Id1-Id2構成流入直流有源過濾器DC-AF的補償電流IF的指令值。此時，由PWM變換器CNV和/或PWM變換器INV產生的諧波電流分量不必流入直流有源過濾器DC-AF，因此直流電流的檢測值Id1，Id2輸入到補償電流指令電路FCR時，其諧波分量已由過濾器消除。
流入直流有源過濾器DC-AF的補償電流IF由電流檢測器CTF檢出，並輸入到電流控制電路ACRF中。電流控制電路ACRF比較補償電流指令值IF＊和補償電流檢測值IF，得到差值εF＝IF＊-IF。然後將差值εF反向和放大，供給PWM控制電路PWMC3作為電壓指令值eF＊。根據電壓指令值eF＊，PWM控制電路PWMC3輸出門信號gF到電壓源PWM變換器VSI中的開關裝置中。結果，電壓源PWM變換器VSI通過產生一個電壓VF控制補償電流IF，所產生的電壓VF正比於電壓指令值eF＊特別是當IF＊＞IF，差值εF假定為正值，由此得到的電壓指令值eF＊假定為負值，輸出電壓VF取負值。因此補償電流IF增大，在控制的影響下達到IF＝IF＊反之，當IF＊＞IF，差值εF假定為負值，電壓指令值eF＊成為正值的，輸出電壓VF取正值。結果，補償電流IF減小，施行控制使IF＝IF＊圖5表示圖1的電力變換系統的等效電路。PWM變換器CNV和PWM變換器INV可看作為電流源。如果忽略由PWM控制產生的諧波電流，PWM變換器INV的輸入電流Id2僅包括一直流分量IC，PWM變換器CNV的輸出電流Id1包括直流分量IC和交流分量idc，後者的頻率變化為電源頻率的兩倍，接著在主濾波電容Cd中流過的電流Id3變為零，其原因是IF＝idc的補償電流流過直流有源過濾器DC-AF。再有，因為補償電流IF不包含諧波電流，該諧波電流流入主濾波電容器Cd。但是，由於頻率高，主濾波電容器Cd的電容量可以小得多，同時能整個消除電壓的波動。
圖6是本發明電力變換系統的第二個實施例的電路圖。在圖6(a)中，SUP是單相交流電源(單相電源)，CNV是PWM變換器，DC-AF是直流有源濾波器，Cd是主濾波電容器，INV是三相PWM變換器，以及M是交流電動機。
直流有源濾波器DC-AF的結構包括變壓器TR，電感線圈LF，直流濾波電容器CF，單相電壓源PWM逆變器VSI，直流電容器CA，直流電感器LCH，開關裝置CHO，和續流(freewheeling)二極體DCH。開關CHO、續流二極體DCH和直流電感器LCH組成一個直流斬波器。
這裡的直流有源濾波器DC-AF與圖1的實施例的區別點在於由直流斬波器提供給直流電容器CA的電壓VA被控制為一常量，將直流電容器CA作為單相電壓源PWM逆變器VSI的電壓源，這個直流斬波器的工作原理在下面描述。直流斬波器控制電路如圖6(b)所示，包括一比較器C2，電壓控制補償電路GCH(S)，和一個PWM控制電路PWMC4。
首先，供給到直流電容器CA上的電壓VA被檢測出並輸入到比較器C2。比較器C2比較該電壓檢測值VA和電壓指令值VA＊，得到差值εA＝VA＊-VA，該值輸入到電壓控制補償電路GCH(S)。電壓控制補償電路GCH(S)將差值εA放大，以便產生電壓指令值eCH＊，繼而輸入到PWM控制電路PWMC4。PWM控制電路PWMC4是一個普通的脈衝寬度調製控制電路，它用於三角波比較，並且根據電壓指令值eCH＊輸出一個控制信號g4到直流斬波器中的開關裝置CHO。
當VA＊＞VA，差值εA為正，使電壓指令值eCH＊增加，並且延長了開關裝置CHO的導通周期。結果，直流電容器CA的充電電流增大，增加了所施電壓VA，有效地控制實現了VA＝VA＊在相反的情況下，當VA＊＜VA，差值εA為負，減少電壓指令值eCH＊，縮短了開關裝置CHO的導通周期。結果，進行類似的控制實現VA＝VA＊，即減小直流電容器CA的充電電流，從而減少所施電壓VA。
如上所述，圖1中帶有直流有源濾波器DC-AF，圖2中的直流有源濾波器DC-AF也通過補償電流IF，使作用到主濾波電容Cd上的電壓Vd變為常數，由於補償電流IF流入直流濾波電容器CF內，使作用到直流濾波電容CF上的電壓VCF波動。從而可認為，在單相電壓源PWM逆變器VSI中對此將產生與這個波動電壓VCF相反的電壓，並且施加到主濾波電容Cd上的電壓維持一恆定值。由單相電壓源PWM逆變器VSI產生的電壓VF和補償電流IF具有幾乎為90°的相角差，因此一般幾乎沒有有功功率在單相電壓源PWM逆變器VSI中輸入或輸出。所以圖6的電力變換系統的直流斬波器可具有恰好補足單相電壓式PWM逆變器VSI等損耗的容量。
採用圖6的第二個實施例的結構，用於DC有源濾波器DC-AF的電源電壓VA可以使用低壓，並能獲得穩定的電壓源。
在本實施例的情況下，單相電壓源PWM逆變器VSI的耐壓是可保證的，相應的措施是將DC有源濾波器DC-AF的DC電容器CA的兩個端子與主濾波電容器Cd並聯，於是可省略圖6中的DC斬波器。
圖7是根據本發明的電力變換系統的DC有源濾波器DC-AF的第三個實施例的電路圖。應注意到，下面實施例中的DC有源濾波器DC-AF用於取代了圖1的電力變換系統中的DC有源濾波器DC-AF。
在圖7(a)中，P和N是主電路的DC正和負端子，EA是DC電壓源，VSI是單相電壓源PWM逆變器，TR是單相變壓器，LF是電感線圈，CF是DC濾波電容器。
單相電壓源PWM逆變器VSI包括開關裝置S1-S4和續流二極體D1-D4，電感線圈LF連接到單相變壓器TR的初級邊。為敘述方便，變壓器TR的初/次級匝數比取為1∶1。
如圖7(b)所示，控制裝置的組成包括電流檢測器CTF，補償電流指令電路FCR，補償電流控制電路ACRF和用於單相電壓源PWM逆變器VSI的PWM控制電路PWMC3。補償電流指令電路FCR由乘法器ML1，ML2，正比計算器OA，加法器AD和除法器DIV構成。補償電流控制電路ACRF由比較器C1和一控制補償電路GF(S)構成。
首先，PWM變換器CNV的AC側電壓VC與PWM變換器CNV的輸入電流Is在乘法器ML2內相乘，得一乘積，此時，由於電壓檢測值VC包含許多諧波分量，因而可以代之採用PWM變換器CNV的PWM控制輸入信號(電壓指令值)eC＊。類似地，電流指令值IS＊可用來代替輸入電流檢測值IS。乘法器ML2的輸出是PWM變換器CNV的瞬時功率PC。
另外，乘法器ML1計算電源電壓峰值Vsm和輸入電流峰值Ism的乘積，比例計算器OA將該乘積二等分，得到交流電源SUP的有功功率的平均值Pav。指令值Ism＊可用來取代輸入電流峰值Ism。
加法器AD計算值(PC-Pav)，求出波動功率△Pc，結果送入到除法器DIV。在除法器中該波動功率△Pc被DC電壓檢測值Vd所除，其結果作為補償電流IF的指令值IF＊補償電流指令值IF＊等於PWM變換器CNV的DC側的電流的波動量idc，該量由單相電源SUP的功率波動△PC而產生。
補償電流指令值IF＊輸入到下一階段的補償電流控制電路ACRF的比較器C1中，在那裡與電流檢測器CTF檢出的補償電流IF比較，求出的差值εF＝IF＊-IF輸入到控制補償電路GF(S)中，經逆變和放大(-KF次)，產生供給單相PWM逆變器VSI的電壓指令值eF＊。對於補償電流使IF＝IF＊的控制機理在上面已描述過，因此有關其控制方面不再贅述。
因此，DC有源濾波器DC-AF流過與IF＊(＝idc)相等的補償電流IF，使單相功率的波動不再流入主濾波電容器Cd，因而可消除波動電壓。
圖8是根據本發明的電力變換系統的DC有源濾波器DC-AF第四個實施例的電路圖。
圖中，DC有源濾波器DC-AF的主電路與圖7的DC有源濾波器DC-AF相同，不同的只是用一平流電容器CA取代DC電壓源EA作為DC有源濾波器DC-AF的DC電源。
這裡控制裝置的結構包括電流檢測器CTF，直流電壓檢測器ISOA，比較器C1和C2，電壓控制補償電路GA(S)，補償電流指令電路FCR，相位同步電路PLL，乘法器ML3，加法器AD2，電流控制補償電路GF(S)和PWM控制電路PWMC3。補償電流指令電路FCR的結構與圖7的相同，可參考圖7的說明。
首先，補償電流指令電路FCR求出補償電流指令值IF＊，計算公式如下IF＊＝idc＝△P/Vd＝-(VCm·Ism/2Vd)·cos(2ωt-θ)相位同步電路PLL求出與補償電流指令值IF＊同步的單位餘弦波Cos(2ωt-θ)，並得到移相90°的單位正弦波Sin(2ωt-θ)輸出量。
電壓檢測器ISOA測出DC電容器CA的電壓VA，將其輸入到比較器C2。比較器C2將電壓指令值VA＊與電壓檢測值VA比較，得到差值εA＝VA＊-VA。該差值ωA經倒相和放大(-KA)，由電壓控制補償電路GA(S)輸出信號IAm＊。乘法器ML3將電壓控制補償電路GA(S)的輸出信號IAm＊與相位同步電路PLL的輸出信號Sin(2ωt-θ)相乘，從而得到一電流指令值IA＊IA＊＝IAm＊·sin(2ωt-θ)加法器AD2將電流指令值IA＊與補償電流指令值IF＊相加，得到一新的補償電流指令值IF＊比較器C1比較新的補償電流指令值IF＊與電流檢測器CTF測出的補償電流IF，得到差值εF＝IF＊-IF，並輸入到電流控制補償電路GF(S)，補償電流IF的控制機理可參考圖7的說明，其目的是使IF＝IF＊圖9是圖8所示的裝置的工作原理示意圖，圖9(a)是其等效電路圖，圖9(b)是電壓/電流矢量圖。圖9隻表示交流量，其變化頻率是電源頻率的兩倍，並且DC分量不予考慮。
在圖9(a)的等效電路中，idc是由圖1中PWM變換器CNV產生的DC側的波動分量。如前所述idc＝-(VCm·Ism/2Vd)·cos(2ωt-θ)與此相應，DC有源濾波器DC-AF中通過一由下列等式表示的補償電流IF′＝IF′＊IF′＊＝IF′+IA＝idc+IAm＊·sin(2ωt-θ)
結果，DC濾波電容器CF的電壓VCF′為VCF′＝(1/CF)∫IF′dt＝-{VCm·Ism/(4·Vd·ω·CF)｝·sin(2ωt+θ)-{IAm＊/(2·ω·CF)｝·cos(2ωt-θ)如圖9(b)所示，電壓矢量VCF′的相位比電流矢量IF′的相位滯後90°。
在主濾波電容器Cd中，流過電流Id3＝idc-IF′＊＝-IA＊。則主濾波電容器Cd的電壓VCd變成VCd＝(1/Cd)∫Id3dt＝{IAm＊/(2·ω·Cd)｝·cos(2ωt-θ)Vcd電壓矢量如圖9(b)所示。
這裡，如果由DC有源濾波器DC-AF產生的電壓VF′的正向取為圖9(a)中箭頭所示方向，VF′＝VCd-VCF′VF′如圖9(b)中電壓矢量VF′所示，取電壓向量VF′與電流向量IF′之間的相位差為ΦF，流過DC有源濾波器DC-AF的有功功率PA為PA＝IF′·VF′·cosφF如果IAm＊具有正值，ΦF＞90°，PA具有負值，則DC電容器CA的儲存電能減少。反之，如果IAm＊為負，ΦF變得小於90°，於是PA為正，DC電容器CA內的儲存電能增加。
在再生運行中，PWM變換器CNV的DC側的波動電流idc的相位倒相，於是能量的輸入/輸出也與上述情況相反。
供給DC有源濾波器DC-AF的DC電容器CA上的電壓VA的控制運行下面返回圖8進行說明。所描述的情況指圖1的裝置中PWM變換器CNV處於牽引運行中。
當VA＊＞VA，差值εA為正，該差被乘-KA倍，於是電流峰值IAm＊具有負值，所以，圖9(b)的電流矢量IA是在相反的方向，相位角ΦF小於90°，流入DC有源濾波器DC-AF的有功功率PA為正，於是DC電容器CA中存儲的電能增加，結果，DC電容器CA的電壓VA也增加，控制實行的結果是使VA＝VA＊在相反的情況，當VA＊＜VA，差值εA為負，它乘以-KA倍，使電流峰值IAm＊具有正值，所以，電量矢量IA如圖9(b)所示具有ΦF＞90°的相角，流入DC有源濾波器DC-AF的有功功率PA為負，則DC電容器CA的儲能下降。結果，DC電容器CA的電壓VA下降，類似的控制最終使VA＝VA＊在再生運行中，通過倒相圖8中電壓控制補償電路GA(S)的輸出信號的符號，可啟動控制過程，使VA＝VA＊採用圖8的DC有源濾波器DC-AF，可以用DC電容器作為DC電壓源EA，獲得更經濟的系統。而且如果需要，可省去單相變壓器TR，因為主電路的P、N兩個直流端子可以是隔離的和電氣上與DC有源濾波器DC-AF的DC電源相絕緣。
圖10是根據本發明的電力變換系統的DC有源濾波器DC-AF的第五個實施例的電路圖。
圖中，DC有源濾波器DC-AF的主電路與圖8所示的電路一樣。
控制裝置的結構包括電流檢測器CTF，DC電壓檢測器ISOA，比較器C1，C2，電壓控制補償電路GA(S)，符號反向器AS1，AS2，乘法器ML3，ML4，計算電路CAL，計數器CNT，存儲表ROM，加法器AD2，電流控制補償電路GF(S)和PWM控制電路PWMC3。
首先，將檢測出的單相電源SUP的電壓峰值Vsm，輸入的電流峰值指令Ism＊和DC電壓檢測值Vd輸入到計算電路CAL中，於是可如下計算出補償電流峰值指令IFm＊和圖2中所示的相角θ。
VLSm＝ω·LS/Ism＊VCm＝(Vsm2+VLSm2)1/2θ＝tan-1(VLSm/Vsm)IFm＊＝Ism＊·VCm/(2·Vd)因此將計算出的補償電流峰值指令IFm＊經符號轉換器AS2輸入到乘法器ML4中。當PWM變換器CNV牽引運行(Ism＊＞0)時，符號轉換器AS2輸出經反置IFm＊的信號-IFm＊在再生運行(Ism＊＜0)時，從符號轉換器AS2輸出的信號IFm＊不變號。
計算電路CAL將計算出的相角θ輸出到存儲器ROM。計數器CNT以2n倍的電源角頻率ω的時鐘頻率動作，並輸出計算值θS＝2ωt到存儲表ROM中。存儲表ROM計算相角(2ωt-θ)為相位地址。相應於該相位地址PS，存儲器ROM存入正弦波和餘弦波值，並對應所輸入的相角(θS-θ)輸出一單位正弦波Sin(2ωt-θ)和一單位餘弦波Cos(2ωt-θ)。
電壓檢測器ISOA檢測出DC電容器CA的電壓VA，將其輸入到比較器C2中。比較器C2比較電壓指令值VA＊和電壓檢測值VA，得到差值εA＝VA＊-VA。接著由電壓控制補償電路GA(S)將差值εA逆變和放大(-KA倍)，得到電流峰值指令IAm＊。該值IAm＊經符號轉換器AS1輸入到乘法器ML3。當PWM變換器CNV是牽引運行(ISm＞0)時，符號變換器AS1輸出的信號IAm＊不變號;而在再生運行(ISm＊＜0)時，輸入信號IAm＊的符號在輸出前反號。
乘法器ML3將存儲表ROM輸出的信號Sin(2ωt-θ)與電流峰值指令IAm＊相乘，得到電流指令值IA＊IA＊＝IAm＊·sin(2ωt-θ)並且乘法器ML4將存儲表ROM輸出的信號Cos(2ωt-θ)與補償電流峰值指令值-IFm＊相乘，得到補償電流指令值IF＊。即IF＊＝-IFm＊·cos(2ωt-θ)加法器AD2累加補償電流指令值IF＊和電流指令值IA＊，產生一新的補償電流指令值IF′＊電流檢測器CTF檢測出由DC有源濾波器輸出的補償電流IF，比較器C1將補償電流IF與上述新的補償電流IF′＊比較，得到差值εF＝IF′＊-IF。接著這一差值εF由電流控制補償電路GF(S)反相和放大(-KF倍)，得到DC有源濾波器DC-AF的電壓指令值eF＊，將該值輸入到PWM控制電路PWMC3中。
首先，假設DC有源濾波器DC-AF是在VA＊＝VA的條件下工作，即IA＊＝0。下面描述假定控制補償電流IF達到IF＝IF′＊的情況。
當PWM變換器CNV是在牽引狀態(ISm＝ISm＊＞0)下工作，DC有源濾波器DC-AF的補償電流IF受到控制，從而
IF＝IF′＊＝IF＊＝-IFm＊·cos(2ωt-θ)＝-Ism·VCm/(2·Vd)·cos(2ωt-θ)因此補償電流IF與流過PWM變換器CNV的DC側的波動電流idc相同。於是波動電流idc不能流入主濾波電容器Cd內，消除了直流波動的電壓Vd。當輸入電流幅值ISm變化時，補償電流也響應此變化而變化，結果，波動電流idc總是與補償電流IF一致，從而消除了直流電壓Vd的波動現象。
類似地，當PWM變換器CNV處於再生運行(ISm＝ISm＊＜0)時，補償電流指令值IF＊的符號並未被符號變換器AS2反相，並且DC有源濾波器DC-AF的補償電流IF受到控制如下變化IF＝IF′＊＝IF＊＝IFm′·cos(2ωt-θ)＝Ism·VCm/(2·Vd)·cos(2ωt-θ)由於在再生運行期間，在PWM變換器CNV的直流側的波動電流idc相位已反向，實施控制使IF＝idc。結果，相互抵消，並且也消除了主濾波電容器Cd上的電壓Vd的波動現象。
接下來將介紹DC有源濾波器DC-AF的DC電容器CA上電壓VA的控制過程。這些說明也參考圖9進行。
當PWM變換器CNV為牽引運行(ISm＝ISm＊＞0)，符號反相器AS1直接輸出所輸入的信號IAm＊，無需反相。
DC有源濾波器DC-AF的補償電流IF受到控制以便與新的補償電流指令值IF′＊＝IF＊+IA＊保持一致，這一點如上所述。
IF＝IF′＊＝IF＊+IA＊＝-IFm＊·cos(2ωt-θ)+IAm＊·sin(2ωt-θ)這種情況的矢量圖示於圖9(b)中。
當VA＊＞VA，差εA為正，於是該差值被放大-KA倍產生具有負的電流峰值IAm＊。圖9(b)中的電流矢量IA指向相反的方向，並且相角ΦF小於90°，因此流過DC有源濾波器DC-AF的有功功率PA取正值，存在DC電容器CA中的電能增大。結果DC電容器CA的電壓VA上升，實現控制使VA＝VA＊反之，當VA＊＜VA，差值εA為負，該差值放大-KA倍，得到具有正值的電流峰值IAm＊。於是，電流矢量IA變為圖9(b)所示走向，相角ΦF大於90°，流入DC有源濾波器DC-AF的有功功率為負值，以致於使存在DC電容器CA中的電能減少，結果，DC電容器CA的電壓VA下降，實施控制的結果仍使VA＝VA＊當PWM變換器CNV實行再生運行時(ISm＝ISm＊＜0)，符號反相器AS1將輸入信號IAm＊反相後輸出，在這種條件下，IFm＊並沒由符號反相器AS2反相，於是有源濾波器DC-AF的補償電流IF由下式求得IF＝IF′＊＝IF＊+IA＊＝IFm＊·cos(2ωt-θ)-IAm＊·sin(2ωt-θ)此時，可認為圖9(b)中整個矢量圖的所有相位均旋轉了180°，於是施行控制的結果恰與牽引運行的情況一樣，達到VA＝VA＊圖11是根據本發明的電力變換系統的DC濾波器DC-AF的第六個實施例的電路圖。
在圖11(a)中，P和N是主電路的DC正和負端，CHO是斬波器的開關裝置，DCH是斬波器的續流二極體，LA是DC電感器，CSI是單相電流源PWM逆變器，CH是高頻電容器，TR是變壓器，CF是直流濾波電容器。單相電流源PWM逆變器CSI由開關裝置S11-S14構成。
圖11(b)和圖11(c)所示的控制裝置包括電流檢測器CTA，比較器C3，電流控制補償電路HO(S)，補償電流指令電路FCR，除法器DIV和PWM控制電路PWMC5，PWMC6。
首先，將描述直流斬波器的作用。
電流檢測器CTA檢測流過DC電感器LA的DC電流IO，並將其送入比較器C3，在那裡與電流指令值IO＊比較，得到差值εO＝IO＊-IO，該值εO經電流控制補償電路HO(S)放大後產生一電壓指令值eO＊，並送入PWM控制電路PWMC5中。PWM控制電路PWMC5發出一控制信號g5給開關裝置CHO，使供給到DC電感器LA上的電壓平均值正比於電壓指令值eO＊。當電壓指令值eO＊小時，相應於開關CHO的開關周期T的導通時間比tON也小，而如果電壓指令值eO＊變得較大，開關CHO的導通時間比tON也較大。
當IO＊＞IO，差值εO為正值，電壓指令值eO＊上升，使開關裝置CHO的導通時間比也變大，增大了DC電流IO。在相反的情況，當IO＊＜IO，差值為負，電壓指令值eO＊於是下降，使開關裝置CHO的導通時間比減少，減小了DC電流IO。因此控制被實施使DC電流IO等於DC電流指令值IO＊下面描述DC有源濾波器DC-AF的作用。圖11中的補償電流指令電路FCR的構成與圖7中的電路FCR一樣。根據電源電壓峰值VSm，輸入電流峰值指令值ISm＊，電壓指令值eC＊，PWM變換器CNV的輸入電流指令值IS＊和檢測出的DC電壓值Vd計算出流過DC有源濾波器ΦC-AF的補償電流IF的指令值IF＊。將該值IF＊輸入到除法器DIV，在那裡被DC電流檢測值IO(或DC電流指令值IO＊)除，得到用於電流源PWM逆變器CSI的PWM控制的輸入信號KF＊，PWM電路PWMC6根據信號KF＊產生控制信號g1，g2，該控制信號提供給下面將描述的電流源PWM逆變器CSI。
圖12是用於說明圖11的電流源PWM逆變器CSI的PWM控制動作的時間圖。圖中，X和Y是用於PWM控制的載波信號。在+1和-1之間變化的三角波常用作載波信號X和Y，三角波Y(圖中虛線)在相位上與三角波X(圖中連續線)相差180°。
三角波X與調製量KF＊比較後產生一用於裝置S11和S12的控制信號g1。三角波Y與調製量KF＊比較後產生一用於裝置S13和S14的控制信號g2。特別是當KF＊＞X，g1＝1和S11導通(S12截止)當KF＊≤X，g1＝0和S11截止(S12導通)當KF＊＞Y，g2＝1和S14導通(S13截止)當KF＊≤X，g2＝0和S14截止(S12導通)在電流源逆變器CSI中，為了確保為電流Io提供一通路，設置有一滯後時間，其中裝置S11和S12的導通時間重疊一短的周期。類似地，在裝置S13和S14之間也帶有一滯後時間。在圖12中，為簡化起見，沒提供這一滯後時間，即，滯後時間為零。
逆變器CSI的輸出電流(補償電流)IF將如下取值，它與裝置S11-S14的導通/截止動作有關
當S11和S14導通，IF＝+IO;
當S11和S13導通，或S12和S14導通，IF＝+IO;
當S12和S13導通，IF＝-IO輸出電流IF的波形示於圖12的下半部分，它的平均值IF(VA)等於值KF＊·IO，這與前述新的補償電流指令值IF＊一致。在圖11中，裝有高頻電容器CH，以便吸收補償電流IF中的諧波分量。因此，由電流源PWM逆變器CSI輸出的補償電流IF＝IF＊由於補償電流IF＝IF＊與PWM變換器CNV的直流側的波動電流idc相等，這兩個電流相互抵消。結果，波動電流idc不會流入圖1所示的主濾波電容器Cd中，這樣就消除了DC電壓Vd的波動現象。
根據採用圖11的DC有源濾波器DC-AF的本發明的電力變換系統，其有益之處是補償電流可直接加以控制。
圖13是根據本發明的電力變換系統的DC有源濾波器DC-AF的第七個實施例的電路圖。
在本圖中，P和N是主電路的直流正端和負端，LA是DC電感線圈，CSI是單相電流源PWM逆變器，CH是高頻電容器，及CF是DC濾波電容器。單相電流源PWM逆變器CSI由開關裝置S11-S14構成。
該控制裝置的構成包括電流檢測器CTF，CTA，比較器C3，電流控制補償電路HO(S)，符號反相器AS1，AS2，乘法器ML3，ML4，計算電路CAL，計數器CNT，存儲器ROM，加法器AD2，除法器DIN，和PWM控制電路PWMC6。
首先，圖13中DC有源濾波器DC-AF的補償電流IF的指令值IF＊的確定方法和控制裝置可參閱前面對圖10同樣裝置的介紹。因此這裡不再贅述。
電流檢測器CTA測出DC電感線圈LA的電流IO，並將其送入比較器C3。比較器C3比較電流指令值IO＊和電流檢測值IO，找出差值εO＝IO＊-IO，然後該值由電流控制補償電路HO(S)反相和放大(-KO倍)後得到電流峰值指令值IAm＊，該值IAm＊經符號反相器AS1送入乘法器ML3。
下面確定電流指令值IA＊的控制裝置和方法可參閱圖10的相同部分的說明，這裡則省略。
加法器AD2將補償電流指令值IF＊與電流指令值IA＊累加，產生新的補償電流指令值IF′＊。該值IF′＊在除法器DIV中除以DC電流檢測值IO，得到調製量KF＊＝IF＊′/IO，將該值輸入到PWM控制電路PWMC6中。
電流源PWM逆變器CSI的PWM控制操作可參閱圖11有關的描述，這裡不再贅述。電流源PWM逆變器CSI的輸出電流平均值IF(av)等於KF＊·IO，該值與新補償電流指令值IF′＊相一致。在圖13中，裝有高頻電容器CH，以便吸收補償電流IF的諧波分量。以此方式，電流源PWM逆變器CSI輸出補償電流IF＝IF′＊首先，將描述DC有源濾波器DC-AF的工作，取IO＝IO＊，IA＊＝0。
當PWM變換器CNV處於牽引運行中(ISm＝ISm＊＞0)，DC有源濾波器DC-AF的補償量IF是這樣被控制的IF＝IF′＊＝IF＊＝-IFm＊·cos(2ωt-θ)＝-Ism·VCm/(2·Vd)·cos(2ωt-θ)因此，在PWM變換器CNV的DC側上流過與波動電流idc相同的電流，作為補償電流IF，結果，波動電流idc不可能進入圖1中的主濾波電容器Cd，並且DC電壓Vd的波動得以消除。當PWM變換器CNV的輸入電流ISm的幅值變化時，補償電流IF也相應變化，所以補償電流IF和波動電流idc總是相同的，從而能消除DC電壓的Vd的波動。
同樣地，當PWM變換器CNV處於再生運行(ISm＝ISm＊＜0)時，符號反相器AS2並不改變補償電流指令值IF＊的符號，於是DC有源濾波器DC-AF的補償電流IF是如下控制的IF＝IF′＊＝IF＊＝IFm＊·cos(2ωt-θ)＝Ism·VCm/(2·Vd)·cos(2ωt-θ)在再生運行期間，PWM變換器CNV的DC側的波動電流idc相位反向，因此仍可獲得IF＝idc的相互抵消。作用到主濾波電容器Cd上的電壓Vd的波動也得予消除。
流過DC有源濾波器DC-AF的DC電感線圈LA的電流控制過程將參考圖9進行介紹。
當PWM變換器CNV處於牽引運行(ISm＝ISm＊＞0)時，符號反相器AS1直接輸出所輸入的信號IAm＊，並未反相。
DC有源濾波器DC-AF的補償電流IF的控制如前所述，是與新補償電流指令值IF＊相一致的，即IF＝IF′＊＝IF＊+IA＊＝-IFm＊·cos(2ωt-θ)+IAm＊·sin(2ωt-θ)其矢量圖示於圖9(b)中。
當IO＊＞IO時，差值εO為正，將該值乘以-KO，得到具有負值的電流峰值IAm＊，因此，圖9(b)的電流矢量IA走向相反的方向，相角ΦF小於90°，流入DC有源濾波器DC-AF的有功功率PA為正值，使存入DC電感線圈LA中的能量增加，結果，DC電感線圈LA的電流IO增大，以致於控制被進行使IO＝IO＊。
在相反情況，當IO＊＜IO，差值為負，經放大-KO倍後得到具有正值的電流峰值IAm＊。因此，電流矢量IA如圖9(b)所示，相角ΦF大於90°，因此流入DC有源濾波器DC-AF的有功功率PA為負值，使DC電感線圈LA中儲存的能量下降。結果，DC電感線圈LA的電流IO減小，施行控制的結果使IO＝IO＊。
當PWM變換器CNV處於再生運行(ISm＝ISm＊＜0)中，符號反相器AS1將輸入信號IAm＊反相後輸出，在這種情況下，IFm＊並未由符號反相器AS2變相，因此DC有源濾波器DC-AF的補償電流IF變成IF＝IF′＊＝IF＊+IA＊＝IFm＊·cos(2ωt-θ)-IAm＊·sin(2ωt-θ)在這種情況下，可認為圖9(b)中整個向量圖中所有相位均旋轉180°，於是正象牽引運行的情況，施加控制最終使IO＝IO＊圖13的DC有源濾波器的優點是可省略圖11的實施例中的斬波器裝置。
圖14是根據本發明電力變換系統的DC有源濾波器DC-AF的第八實施例的電路圖。
圖中，CAP是高頻電容器，HF-T是高頻變壓器，C/C表示單相環流式循環換流器，LF代表電感器，CF表示DC濾波電容器。
控制裝置的構成包括高頻電壓檢測器PTH，整流電路REC，電流檢測器CTF，比較器C1，C2，電壓控制補償電路GH(S)，符號反相器AS1，AS2，乘法器ML3，ML4，計算電路CAL，計數器CNT，存儲表ROM，加法器AD2，電流控制補償電路GF(S)，和相位控制電路PHC。
單相環流式循環換流器C/C的構成包括正向組變換器SSP，負向組變換器SSN，和DC電感器L01，L02，正向組和負向組變換器SSP和SSN是外換向的變換器，各具有六個橋形接線的晶閘管。輸出電壓VP和VN的控制是通過調整這些晶閘管的觸發相角(firing)實現的。
高頻電容器CAP是相位超前的電容器，它被連接在三相呈△形成或Y形連接中，並構成了循環換流器C/C的無功功率源。
DC電感線圈L01，L02具有抑制循環換流器C/C的流環波動的作用，並且在環流式循環換流器C/C中是不可缺少的，其中正向組和負向組變換器SSP，SSN同時被激勵。高頻變壓器HF-T起到將正向組變換器SSP和負向變換器SSN電氣絕緣的作用，以降低環流波動，並且它的存在可減小DC感應裝置L01，L02的容量。
如果正向組和負向組變換器SSP，SSN的觸發相角(滯後)分別為aP、aN，環流式循環換流器C/C控制相角aP，aN，使aN＝180-aP，結果，如果正向組和負向組變換器SSP，SSN的輸出電壓VP，VN取為正值，如圖14的箭頭所示方向，VP＝k·VCAP·cos aPVN＝-k·VCAP·cos aN＝VP正向組變換器SSP和負向組變換器SSN的差壓(VP-VN)施加到DC電感線圈L01，L02上。隨著循環換流器C/C的輸出電壓VF。產生正向組變換器和負向組變換器SSP，SSN的輸出電壓VP和VN的平均值(VP+VN)/2，該輸出電壓VF＝(VP+VN)/2是正比於圖14的相位控制電路PHC的輸入電壓即電壓指令值eF＊循環換流器C/C直接把施加到高頻電容器CAP上的三相高頻電壓變換成單相可變電壓。循環換流器C/C總是取一滯後電流，它利用高頻電壓實現自然的換流。所以從高頻電源角度看，可認為循環換流器C/C是一種帶滯後無功功率QCC的電感器LC。當循環換流器C/C的環流增加時，滯後的無功功率QCC也增加，感應裝置LC的等效電感LCC減小，反之，當環流減小時，電感器LS的等效電感LCC增大。
高頻電源由高頻電容器CAP建立，它具有領先的無功功率，而循環換流器C/C取滯後的無功功率。如果高頻電容器CAP的電容量取為CCAP，循環換流器C/C的等效電感取為LCC，所構成的諧振電路具有的諧振頻率為fCAP＝1/{2·π(LCC·CCAP)1/2由於高頻電容器CAP的電容量CCAP是恆定的，這個高頻電源的諧振頻率可通過調節循環換流器C/C的環流加以調整。
實際上，環流的存在，使諧振頻率fCAP與循環換流器C/C的相位控制電路PHC中使用的三相基準電壓的頻率一致，從而高頻電源是自動建立的。它的工作原理已詳細介紹在日本特許公開第sho.63-23591號(昭和年)中，這裡不再描述。
圖14中的DC有源濾波器DC-AF的補償電流IF的指令值IF＊的確定方法和控制裝置可參閱圖10的相同說明，因此這裡不再贅述。
下面將描述對作用到圖14的高頻電容器CAP上的三相電壓的峰值VCAP的控制方法。
首先，由高頻電壓檢測器PTH測出施加到高頻電容器CAP上的電壓，然後經整流電路REC整流後得到峰值VCAP。
接著，由比較器C2對電壓檢測值VCAP和電壓指令值VCAP＊進行比較，得到差值εCAP＝VCAP＊-VCAP，差值εCAP由電壓控制補償電路GH(S)反相和放大(-KH倍)。電壓控制補償電路GH(S)的輸出信號IAm＊經符號反相器AS1輸入到乘法器ML3，在那裡與一單位正弦波Sin(2ωt-θ)相乘，從而得到圖9所示的電流向量IA的指令值IA＊。當主電路的PWM變換器CNV進行再生運行中，符號反相器AS1將此電流峰值IAm＊的符號反向。
加法器AD2將補償電流指令值IF＊與電流指令值IA＊相加，得到新的補償電流指令值IF′＊＝IF＊+IA＊，電流檢測器CTF測出由DC有源濾波器DC-AF輸出的補償電流IF。比較器C1比較測出的補償電流IF與新的補充電流指令值IF′＊，從而得到差值εF＝IF′＊-IF。
電流控制補償電路GF(S)將差值εF＝IF′＊-IF倒相和放大(-KF倍)，其結果輸入到相位控制電路PHC，作為循環換流器C/C的電壓指令值eF＊。循環換流器C/C產生正比於如上所述的電流指令值eF＊的電壓VF。特別產生VF＝(VP+VN)/2當IF′＊＞IF，差值作為正值，電壓指令值eF＊為負值，所以，循環換流器C/C的輸出電壓VF也取負值，減小了補償電流值IF。
反之，當IF＊＜IF，差值εF為負值，電壓指令值eF＊取正值，所以，循環換流器C/C的輸出電壓也取正值，補償電流增加，以此方式，控制補償電流IF直到與指令值IF＊相等。
下面繼續說明怎樣取IF＝IF′＊當VCAP＊＞VCAP，差值εCAP為正值，電流峰值IAm＊為負值，結果，圖9(b)中的電流向量IA反轉180°，由DC有源濾波器DC-AF產生的補償電流IF′和電壓VF′之間的相位角ΦF變得小於90°，結果，有功功率經循環換流器C/C饋入高頻電容器CAP，高頻電容器CAP內所存的電能增加，於是所加電壓的峰值VCAP也增加。
在相反的情況下，當VCAP＊＜VCAP，差值εCAP為負值，電流峰值IAm＊為正值，結果，電流矢量IA沿圖9(b)所示方向增加，由DC有源濾波器DC-AF產生的補償電流IF′和電壓VF′間的相角差ΦF變得大於90°。結果，有功功率經循環換流器C/C從高頻電容器CAP放電，高頻電容器CAP貯存的能量減小並且所加電壓的峰值VCAP下降。
以此方式，實施控制過程使高頻電容器CAP的電壓VCAP與其指令值VCAP＊相等。
採用圖14的第八個實施例，DC有源濾波器DC-AF可以採用具有自然換向的晶閘管構成，因而能夠設置既高效又經濟的電力變換系統。
上面對本發明的各實施例進行了基本介紹，其中電源電壓Vs和輸入電流Is是同相位(在牽引條件運行)或反相的(在再生運行條件)。
圖15是本發明電力變換系統的PWM變換器CNV的交流側的電壓/電流向量圖。這是在牽引運行條件工作的向量的一例，輸入電流Is比電源電壓Vs滯後一個相位角θ。
在這張圖中，Vs是電源電壓，Is是輸入電流，Vc是PWM變換器的交流電壓側的電壓，IP是輸入電流Is的有功電流分量，IQ是輸入電流Is的無功電流分量，ω是單相AC電源SUP的角頻率，LS是AC電感線圈的電感量。
有功電流IP和無功電流IQ可用下式表示，相角用Φ表示。
IP＝Is·cosφIQ＝Is·sinφ在AC電感線圈LS的兩端上流過的輸入電流Is產生jω·Ls·Is，因而由變換器CNV產生的電壓Vc示於圖15中。圖16表示在這些條件下不同單元的電壓、電流和功率波形。
如果我們取vS＝Vsm·sin(ωt)is＝Ism·sin(ωt-φ)及vc＝VCm·sin(ωt-φ)，而Ism＝(IPm2+IQm2)1/2φ＝tan-1(IQ/IP)VCm＝(VCP2+VCQ2)1/2θ＝tan-1(VCQ/VCP)其中VCP＝Vsm-ω·LS·IQm和VCQ＝-ω·LS·IPm
PWM變換器CNV的AC側的瞬態功率PC為PC＝vc·is＝VCm·sin(ωt-θ)·Ism·sin(ωt-φ)＝(VCm·Ism/2)·｛cos(θ-φ)-cos(2ωt-θ-φ)｝.
上述公式的首項是有功功率的平均值，並且等於由負載設備消耗的功率PL。所以，功率波動量△PC為△PC＝(-VCm·Ism/2)·cos(2ωt-θ-φ)用DC電壓Vd除這個功率波動量△PC，得到DC電流的波動量idc。這可如下表示idc＝(-VCm·Ism/2Vd)·cos(2ωt-θ-φ)....(A)如果不存在DC有源濾波器DC-AF，DC電壓Vd的波動量∧Vd為△Vd＝(1/Cd)∫idc dt＝｛-VCm·Ism/(2ω·Cd·Vd)}·sin(2ωt-θ-φ)換句話說，DC電壓Vd的波動量△Vd可以在DC有源濾波器取IF＝idc時變為零。
PWM變換器CNV以輸入功率因數為1的情況運行時，DC有源濾波器DC-AF受控按下列表達式(B)使補償電流IF等於DC電流的波動量idc。
在上面的公式(A)中，idc＝(-VCm·Ism/2Vd)·cos(2ωt-θ-φ)......(A)引入相角Φ＝0，得到公式(B)
idc＝(-VCm·Ism/2Vd)·cos(2ωt-φ)........(B)在這種情況下，如果DC有源濾波器DC-AF取補償電流IF＝公式(B)的idc，DC電壓Vd的波動量△Vd可達到零值。
圖17是本發明電力變換系統的DC有源濾波器DC-AF的第九個實施例的電路圖，該系統的輸入功率因數CosΦ不等於1。在圖中，DC有源濾波器DC-AF的主電路與圖10所示電路相同。
關於DC有源濾波器DC-AF的控制裝置與圖10中的也一樣，區別僅在於計算電路CAL和存儲表ROM。
首先，計算電路CAL輸入檢測出的單相電源SUP的電壓峰值VSm，輸入電流峰值指令值ISm＊的有功分量IPm＊和無功分量IQm＊，和DC電壓檢測值Vd，並且計算圖15中所示的相角θ，功率因數角Φ，及用下列公式計算補償電流峰值指令值IFm＊Ism＊＝(IPm*2+IQm*2)1/2φ＝tan-1(IQm＊/IPm＊VCp＝Vsm-ω·Ls·IQm＊VCQ＝-ω·Ls·IPm＊VCm＝(VCP2+VCQ2)1/2θ＝tan-1(VCQ/VCP)IFm＊＝Ism＊·VCm/(2·Vd)補償電流峰值指令值IFm＊經符號反相器AS2送入乘法器ML4，當PWM變換器CNV是牽引運行(IPm＊＞0)，符號反相器AS2在輸出前將輸入的信號IFm＊的符號反向。當PWM變換器CNV進行再生運行時(IPm＊＜0)，符號反相器AS2直接輸出剛輸入的信號IFm＊，並不變反向。
計算電路CAL這樣算出的功率因數角Φ和相角θ輸出到存儲表ROM。
同時，計數器CNT被起動，其時鐘頻率為電源角頻率ω的2n倍，並且輸出其計數值θs＝2ωt到存儲表ROM。存儲表ROM計算相位角(θs-θ-Φ)作為相地址。存儲表ROM在相地址處存儲正弦波和餘弦波值，並且相應於相角(θs-θ-Φ)輸出一單位正弦Sin(2ωt-θ-Φ)和一單位餘弦Cos(2ωt-θ-Φ)。
同時DC檢測器ISOA測出DC電容器CA上的電壓VA，並送入比較器C2，比較器C2將電壓指令值VA＊與電壓檢測值VA比較，得到差值εA＝VA＊-VA，然後由電壓控制補償電路GA(S)倒相和放大(-KA倍)，產生電流峰值指令值IAm＊。電流峰值指令值IAm＊經由符號反相器AS1送入乘法器ML3，當PWM變換器CNV是牽引運行(IPm＊＞0)狀態，符號反相器AS1直接輸出所輸入的信號IAm＊，不必變號。當PWM變換器CNV處於再生運行狀態(IPm＊＜0)，符號反相器AS1將輸入信號IAm＊變符號後輸出。
乘法器ML3將來自存儲表ROM的輸出信號Sin(2ωt-θ-Φ)與電流峰值指令值IAm＊相乘，並輸出下列電流指令值IA＊，即IA＊＝IAm＊·sin(2ωt-θ-Φ)同樣，乘法器ML4將來自存儲表ROM的輸出信號Cos(2ωt-θ-Φ)與補償電流峰值指令值-IFm＊相乘，並輸出補償電流指令值IF＊，即
IF＊＝-IFm＊·Cos(2ωt-θ-Φ)加法器AD2將補償電流指令值IF＊和電流指令值IA＊相加，產生新的補償電流指令值IF′＊電流檢測器CTF測出由DC有源濾波器DC-AF輸出的補償電流IF。比較器C1將補償電流IF與新補償電流指令值IF′＊比較，得到差值εF＝IF′＊-IF。由電流控制補償電路GF(S)將差值εF倒相和放大(-KF倍)，得到DC有源濾波器DC-AF的電壓指令值eF＊，將其輸入到PWM控制電路PWMC3中。
首先，假設VA＊＝VA，即IA＊＝0，現在描述DC有源濾波器DC-AF的工作過程。這裡描述的目的是要控制補償電流IF達到IF＝IF′＊當PWM變換器CNV處於牽引運行(IPm＊＞0)狀態，DC有源濾波器DC-AF的補償電流IF處於如下控制下IF＝IF′＊＝IF＊＝-IFm＊·cos(2ωt-θ-φ)＝-Ism·VCm/(2·Vd)·cos(2ωt-θ-φ)因此，補償電流IF與PWM變換器CNV的DC側上的波動電流idc相等，結果，使這個波動電流idc不能流入主濾波電容器Cd中，消除了DC電壓Vd的波動。當輸入電流Ism的值變化時，補償電流IF也相應變化。結果，補償電流IF和波動電流idc總是相等的，DC電壓Vd的波動得以除去。
同樣地，當PWM變換器CNV進行再生運行(IPm＊＜0)時，補償電流指令值IF＊的符號沒有經變號器AS2改變，DC有源濾波器DC-AF的補償電流IF被控制變為IF＝IF′＊＝IF＊＝IFm＊·cos(2ωt-θ-φ)＝Ism·VCm/(2·Vd)·cos(2ωt-θ-φ)由於在PWM變換器CNV的DC側上的波動電流相位在再生運行狀態被反向，同樣可得到IF＝idc的抵消效果，並且主濾波電容器Cd上所加電壓Vd的波動得以消除。
對DC有源濾波器DC-AF的DC電容器CA上所加電壓VA的控制操作原理與圖10有關的描述相同。但是，圖9(b)中所示的向量圖的基準軸可認為已變成-cos(2ωt-θ-Φ)sin(2ωt-θ-Φ)如上所述，採用本發明的電力變換系統，甚至當輸入的功率因數不等於1時，DC電壓Vd可保持恆定。包括DC濾波電容器CF的DC有源濾波器DC-AF吸收掉由單相電源SUP產生的功率波動，於是僅有PWM控制引起的諧波電流通過主濾波電容器Cd。因此，主濾波電容器Cd的電容量可大大減小。換言之，採用本發明的電力變換系統，通過將主濾波電容器Cd的電容量作得小於DC有源濾波器DC-AF的DC濾波電容器CF的電容量，可提供更加經濟的系統。
決定DC有源濾波器DC-AF的電容量的因素是流入DC濾波電容器CF的補償電流IF＝idc的值和波動電壓△Vd的值。決定補償電流IF值的因素是負載設備消耗的功率PL和DC電壓Vd的平均值Vdo(幾乎為常數)，並且與DC濾波電容器CF的電容量無關。
如果本電力變換系統的運行環境為輸入功率因數CosΦ＝1，負載PL＝3000(kw)，DC電壓Vd＝2000(v)，電源頻率F＝ω/2π＝50(HZ)，以及Cosθ＝0.9，補償電流IF的峰值IFm表示為IFm＝VCm ISm/(2Vdo)＝1.666(A)。施加到DC濾波電容器CF兩端的電壓波動量峰值△VCFm由於補償電流IFm的影響為△VCFm＝IFm(2ω CF)＝265.2(V)。DC有源濾波器DC-AF的單相PWM逆變器VSI的容量(有效值)為221(KVA)。這個容量約佔負載容量PL＝3000(kw)的7.4(%)。因此，只需提供小容量的DC有源濾波器DC-AF，可以消除DC電壓Vd的波動量，並且能夠為負載裝置提供穩定的恆定電壓，即用DC電壓Vd構成DC電源。
圖18表示在DC有源濾波器DC-AF中單相PWM逆變器WVSI的重量WVSI和DC濾波電容器CF的重量WCF的曲線，它們根據DC濾波電容器CF的電容量被標準化，重量WCF隨DC濾波電容器的電容量增加正比地增大，而重量WVSI則與DC濾波電容器的電容量成反比關係。例如，在電動機車內總重量是最重要的一個因素，可以通過對DC濾波電容器CF電容量的選擇，使所述重量(WCF+WVSI)取得最小值。
在當前運營的Tokaido Shinkansen鐵路的情況下，在電力變換系統(PWM變換器+PWM逆變器)中，對於輸出容量約為3000(kw)，設置主濾波電容器的Cd的電容量約為0.02(F)。主濾波電容Cd代表了整個電力變換系統的相當大比例，它是使電力變換系統體積和重量增加的因素。而且這種現有技術的電力變換系統的直流電壓Vd的波動量△Vdm＝132.6(V)，使DC電壓Vd在1867.4(V)和2132.6(V)之間變化。結果，PWM變換器CNV和PWM變頻器INV的利用率下降到1867.4(V)/2132.6(V)＝0.876。換句話說，PWM變換器CNV和PWM變換器INV必須是1/0.876＝1.142倍或更大。
採用本發明的電力變換系統，我們假設主濾波電容器Cd的電容量為0.001(F)和DC有源濾波器DC-AF的DC濾波電容器CF的電容量為0.005(F)。結果跨在DC濾波電容器CF兩端的電壓波動量峰值△VCFm為△VCFm＝IFm/(2ωCF)＝512.4(V)，而DC濾波器DC-AF的單相PWM逆變器VSI的容量(有效值)為442(KVA)。這只是電力變換系統的整個輸出容量3000(kw)的14.7(%)。換句話說，DC有源濾波器DC-AF設有與現有技術的電力變換系統增加的容量相同的容量的單相PWM逆變器VSI，這個容量是DC電壓波動所需要的，DC濾波電容器CF和濾波電容器Cd的總容量可以減小到原來的0.3(＝(0.005+0.001)/0.02)＝6/20)。
下面說明採用本發明的電力變換系統所取得的效果。
(1)由單相AC電源的波動引起的DC電壓的波動可排除，可增加電力變換系統的利用率。
(2)逆變器輸出電流的差拍現象可消除，這一現象是由PWM變頻驅動的感應電動機帶來的問題，因而可顯著降低電機的振動和噪聲。
(3)DC濾波電容器的電容量可大大減小，因而使整個電力變換系統的尺寸和重量縮小。
顯然，在上述指導的啟發下，可以對本發明進行多種改型和變化，這些改進應理解為屬於所屬權利要求的範圍內，本發明的內涵遠不止上面所描述的具體內容。
權利要求
1.一種電力變換系統，包括單相交流電源，它用於產生交流功率；交/直流電力變換器，它與所述單相交流電源相連接，用於將交流電力轉換成直流電力；主濾波電容器，它連接到所述交/直流電力變換器的直流端；直流有源濾波器，它與所述主濾波電容器並聯連接，用於控制流入所述直流有源濾波器的補償電流(IF)，以便吸收由所述單相交流電源產生的交流功率波動量；和負載設備，它與作為直流電壓源的主濾波電容器相連接，用於接收由所述主濾波電容器提供的第一直流電壓(Vd)。
2.根據權利要求1的電力變換系統，其中所述直流有源濾波器包括直流恆壓源，它用於產生第二直流電壓;電壓源PWM逆變器，它與所述直流恆壓源連接，用於將所述第二直流電壓變成可變電壓的交流電壓;單相變壓器，它連接到所述電壓源PWM逆變器的交流側輸出端;以及直流濾波電容器，它與所述單相變壓器的第二繞組串聯;所述補償電流(IF)流過所述直流濾波電容器。
3.根據權利要求1的電力變換系統，其中所述直流有源濾波器包括直流恆壓源，它用於產生第二直流電壓;電壓源PWM逆變器，它與所述直流恆壓源連接，用於將所述第二直流電壓變為可變交流電壓;及直流濾波電容器和電感線圈的串聯電路，所述串聯電路串接在所述電壓源PWM逆變器的交流側輸出端;所述補償電流(IF)流過所述串聯電路。
4.根據權利要求1的電力變換系統，其中所述直流有源濾波器包括直流恆流源，它用於產生直流電流;電流源PWM逆變器，它連接到所述直流恆流源，用於將所述直流電流轉換成可變的交流電流;高頻電容器，它連接到所述電流源PWM逆變器的交流輸出端;和直流濾波電容器，它與高頻電容器串聯連接;所述補償電流(IF)流過所述直流濾波電容器。
5.根據權利要求1的電力變換系統，其中所述直流有源濾波器包括直流恆流源，它用於產生直流電流;電流源PWM逆變器，它連接到所述直流恆流源，用於將所述直流電流轉換成可變的交流電流;高頻電容器，它連接到所述電流源PWM逆變器的交流輸出端;單相變壓器，它與所述高頻電容器並聯連接;及直流濾波電容器，它與所述單相變壓器的第二繞組串聯連接;所述補償電流(IF)流過所述直流濾波電容器。
6.根據權利要求1的電力變換系統，其中所述直流有源濾波器包括高頻電壓源，它用於提供高頻電壓;環流式循環換流器，它被連接用於接收作為一個輸入的所述高頻電壓，用於產生單相交流電壓;及直流濾波電容器，它與所述環流式循環換流器的輸出端相串聯;所述補償電流(IF)流過所述直流濾波電容器。
7.根據權利要求2至6之一的電力變換系統，其中所述直流有源濾波器的直流濾波電容器的電容量大於所述主濾波電容器的電容量。
8.根據權利要求1的電力變換系統，其中所述直流有源濾波器，根據由交/直流電力變換器輸出的第一直流電流(Id1)和供給所述負載設備的第二直流電流(Id2)之差來控制所述補償電流(IF)。
9.根據權利要求1的電力變換系統，其中所述直流有源濾波器根據計算出的交/直流功率變換器的交流瞬態功率值(PC)和計算出的單相交流電源的有功功率平均值(PaV)之差控制所述補償電流(IF)。
10.根據權利要求1的電力變換系統，其中所述交/直流電力變換器包括PWM變換器，它用於控制由單相交流電源提供的輸入電流(Is)，使作用到所述主濾波電容器上的第一直流電壓(Vd)幾乎保持恆定。
11.根據權利要求10的電力變換系統，其中所述直流有源濾波器的補償電流指令值(IF＊)按下式給出IF＊＝(k1·ec＊·Is＊-k2·Vsm·Ism＊)/Vd其中ec＊為PWM變換器的電壓指令值;Is＊為所述PWM變換器的輸入電流指令值，Ism＊為所述PWM變換器的輸入電流指令值(Is＊)的峰值，Vsm為單相交流電源的輸出電壓(Vs)的峰值，Vd是主濾波電容器的第一直流電壓的檢測值，以及K1和K2是比例係數。
12.根據權利要求10的電力變換系統，其中所述來自單相交流電源的輸入電流(Is)和單相交流電源的輸出電壓(Vs)由所述PWM變換器控制為同相的正弦波，所述直流有源濾波器的補償電流指令值(IF＊)如下確定IF＊＝-Ism·Vcm/(2·Vd)·cos(2ωt-θ) (牽引運行期間)及IF＊＝+Ism·Vcm/(2·Vd)·cos(2ωt-θ) (再生運行期間)其中 VLsm＝ω·Ls·IsmVcm＝(Vsm2+VLsm2)1/2θ＝tan-1(VLsm/Vsm)及，其中Vsm是單相交流電源的輸出電壓(Vs)的峰值，Ism是所述PWM變換器的輸入電流(Is)的峰值，和Vd是所述主濾波電容器的第一直流電壓的檢測值。
13.根據權利要求10的電力變換系統，其中當由單相交流電源提供的所述輸入電流(Is)相應於單相交流電源的輸出電壓(Vs)由所述PWM變換器控制為具有滯後相角Φ的正弦波時，所述直流有源濾波器的補償電流(IF)的指令值(IF＊)如下確定IF＊＝-Ism·Vcm/(2·Vd)·cos(2ωt-θ-φ) (牽引運行期間)及IF＊＝+Ism·Vcm/(2·Vd)·cos(2ωt-θ-φ) (再生運行期間)其中Ism＝(IPm2+IQm2)1/2φ＝tan-1(IQm/IPm)VcP＝Vsm-ω·Ls·IQmVcQ＝-ω·Ls·IPmVcm＝(VcP2+VcQ2)1/2θ＝tan-1(VcQ/VcP)其中Vsm是單相交流電源的輸出電壓(Vs)的峰值，Ism是所述PWM變換器的輸入電流(Is)的峰值，IPm是所述峰值(ISm)的有功分量，IQm是所述峰值(ISm)的無功分量，Vd是主濾波電容器的第一直流電壓的檢測值。
14.根據權利要求1所述的功率變換系統，其中所述負載設備包括PWM逆度器，它連接到所述主濾波電容器上，用於將第一直流電壓(Vd)變為三相交流電壓，及三相感應電動機，由所述PWM逆變器驅動。
全文摘要
電力變換系統包括用於產生交流功率的單相交流電壓，還包括交/直流電力變換器，與單相交流電源連接，將交流電力變成直流電力；主濾波電容器，連接到交/直流功率變換器的直流端子上；直流有源濾波器，與主濾波電容器並聯連接，用於控制流入直流有源濾波器的補償電流，以便吸收由單相交流電源的交流功率產生的波動量；及負載裝置，連接到作為直流電壓源的主濾波電容器上，用於接收作用到主電容器上的第一直流電壓。
文檔編號H02M1/14GK1106175SQ94113718
公開日1995年8月2日 申請日期1994年9月7日 優先權日1993年9月7日
發明者田中茂, 多田隈進 申請人:株式會社東芝