設計數字接收濾波器的方法和對應的接收設備的製作方法

2023-05-15 08:40:36 1

專利名稱：設計數字接收濾波器的方法和對應的接收設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及無線電通信領域，具體地說，涉及無線電通信系統中信號的接收。
更具體地說，本發明涉及設計濾波器和在存在幹擾信號的情況下過濾主信號的技術，尤其涉及利用低複雜性接收器提供良好的接收質量的自適應濾波技術。
本發明特別適用於GSM(「全球移動通信系統」)、GSM/GPRS(「通用分組無線電服務」)、GSM/GPRS/EDGE(「增強型數據速率GSM演進」)和其它類型的蜂窩無線電通信系統。
背景技術：
按照慣例，蜂窩無線電通信系統中的接收器包括使其能夠選擇分配給它的主信道的接收濾波器。
但是，發射器和接收器之間多個路徑的存在，或者同一小區中其它用戶的存在會造成幹擾信號，使得在接收方必須使用複雜的濾波技術。
已設想出基於MMSE(「最小均方差」)的濾波技術，如圖1中所示。
按照現有的這種技術，假定有固定的接收濾波器Rx 13。從而，濾波器Rx 13被設計成遵守某一頻率模板。
更具體地說，接收濾波器Rx 13適合於消除在傳輸期間，在主信號x(k)上增加的加性高斯白噪聲AWGN 12的影響，該主信號由表示執行的不同處理操作的全局濾波器H 11濾波。
從而，接收濾波器Rx 13被設計成使濾波器Rx 13的輸出端的信號y(k)與傳輸前的主信號x(k)之間的判決誤差最小化。
從而，MMSE接收濾波器Rx 13考慮到全局濾波器H 11，並被設計成使在濾波器Rx 13的輸出端的均方差最小，所述均方差由下式定義J(H)＝E[|x(k)-y(k)|2]其中E[·]對應於數學期望值。
但是，這種技術的主要缺點在於接收濾波器的設計沒有考慮到與主信號幹擾的信號的頻譜，於是不能獲得符號間和用戶間幹擾之間的最佳折衷。
從而，這種技術只能消除來自不同濾波器，比如濾波器H 11的有限的符號間幹擾，沒有考慮到來自例如其它用戶的幹擾(也稱為同信道幹擾或者鄰信道幹擾)。

發明內容
於是在蜂窩無線電通信系統中，可取的是構成一種低複雜性接收濾波器，所述接收濾波器至少部分消除歸因於其它用戶的幹擾信號，同時很好地工作。
更具體地說，本發明的目的是提供一種設計接收濾波器的技術，即使存在幹擾信號，所述接收濾波器也能夠很好地工作。特別地，本發明的目的是提出這樣一種技術，所述技術使得在接收方能夠降低符號間幹擾和用戶間幹擾的負面影響。
本發明的另一目的是提供這樣一種設計技術，該技術簡單並且有效，使得能夠設計出適合於GSM/GPRS/EDGE基帶的健壯(robust)接收濾波器。
本發明的最終目的是提供一種就幹擾信號的傳播信道而論的健壯接收技術，即，即使幹擾信號的傳播信道發生變化，也具有良好性能的接收技術。
本發明的另一目的是提出一種在存在幹擾信號的情況下，相對於現有技術的解決方案，複雜性降低的接收技術。
本發明的基本特徵這些目的以及下面出現的其它目的由一種設計主信號的數字接收濾波器的方法實現。
按照本發明，所述方法包括下述步驟-模型化傳輸幹擾所述主信號的至少一種信號的至少一個傳輸信道，以便獲得幹擾信道模型；-藉助考慮到所述幹擾信道模型和所述模型的噪聲(稱為模型噪聲)的白化濾波器，白化所述至少一種幹擾信號；-根據所述白化濾波器的至少一個係數，計算所述數字接收濾波器的係數。
從而，本發明以一種全新的創造性的接收濾波器設計方法為基礎，所述方法實現能夠白化至少一種幹擾信號的白化步驟。
事實上，不同於只設想白化主信號上的加性白噪聲的現有技術，本發明還提出考慮幹擾主信號的信號，並且實現這些信號的健壯白化。注意「健壯」意味著即使幹擾信號的傳播信道發生變化，按照本發明構成的接收濾波器也始終具有良好的性能。
這裡並且在整個文獻內，傳播信道對應於發射器和接收器之間的物理信道，而傳輸信道包括傳輸濾波器、傳播信道和接收濾波器。
幹擾信號在和主信號相同的頻帶中傳送，或者在和主信號的頻帶相鄰的頻帶中傳送，即由與主信號傳播信道相鄰的傳播信道傳送。
需要指出的是，鄰信道意味著緊接在主信號傳播信道之前的信道(左鄰信道)，或者緊跟在主信號傳播信道之後的信道(右鄰信道)，以及雙邊鄰信道。
從而，按照本發明的設計方法，通過模型化傳輸信道(其中包括至少一個傳輸濾波器，一個傳播信道和一個接收濾波器)和白化幹擾信號，確定接收濾波器的係數。幹擾信號的白化由傳輸信道和信道模型的模型噪聲確定的白化濾波器實現，模型噪聲是功率為σ2的白高斯噪聲B。
以由係數gk定義的數字全局傳輸濾波器G的形式模型化傳輸信道，其中gk是濾波器G的第k個係數。
從而，傳輸信道模型的模型噪聲是加入到每個係數gk中的噪聲bk。
隨後，利用係數fk:fk＝gk+bk，模型化幹擾信號的傳遞函數的健壯濾波器F。
按照本發明的設計接收濾波器的方法也是值得注意的，因為藉助模型噪聲中可以參數化數字接收濾波器的複雜性。
事實上，模型噪聲的功率σ2使得能夠調整白化濾波器的長度，從而調整接收濾波器的長度。
白化濾波器最好是最小相位濾波器。
模型化步驟最好考慮到-傳輸所述主信號和/或所述至少一種幹擾信號的至少一個濾波器；-其傳遞函數由恆等函數模型化的傳播所述幹擾信號的至少一個信道；-表示在接收時應用於所述主信號的至少一種無線電處理操作的至少一個濾波器。
從而，信道模型，比如數字全局傳輸濾波器G包括傳輸幹擾信號的濾波器、傳播幹擾信號的信道和模型化無線電處理操作的無線電接收濾波器。
無線電濾波器使得能夠模型化無線電的線性效應，尤其是在接收方進行的處理操作。
按照本發明，傳播信道的傳遞函數由恆等函數模型化。從而，傳播信道的傳遞函數由下式定義對於k＝0，ck＝1對於k≠0，ck＝0本發明還涉及一種接收在主傳播信道中傳送，並在所需頻帶中傳輸的主信號的設備。
按照本發明，這樣的設備具有串聯濾波體系結構，使得能夠至少部分消除影響主信號的至少一種幹擾的作用，所述設備包括-適合於屬於下述一組的幹擾的至少一個第一濾波器Rx1-在所述所需頻帶中傳輸的至少一種幹擾信號(稱為同信道幹擾信號)；-至少一種熱白噪聲；-適合於在和所述所需頻帶不同的頻帶中，尤其是在與所述所需頻帶相鄰的頻帶中傳輸的至少一種幹擾信號(稱為鄰信道幹擾信號)的至少一個第一濾波器Rx2。
注意在整個說明書內，「鄰信道幹擾信號」指的是雙邊鄰信道幹擾信號，並且注意主傳播信道對應於傳播主信號的信道。
於是，同信道幹擾信號在和主信號相同的頻帶中傳輸。
從而，這種接收設備包括串聯的至少兩個接收濾波器，每個濾波器適合於至少部分消除一種幹擾(例如白噪聲、同信道幹擾信號和鄰信道幹擾信號等)的影響。
可按照第一濾波器Rx1優化第二濾波器Rx2，即，通過考慮到第一濾波器Rx1，確定第二濾波器Rx2的係數。
按照本發明的一個優選實施例，用硬體，即藉助電子組件實現第一濾波器Rx1，而用軟體，即以軟體的形式實現第二濾波器Rx2。
接收設備最好還包括檢測確定第二濾波器Rx2的激活的至少一種鄰信道幹擾信號的裝置。
從而，只有當檢測裝置檢測到至少一種鄰信道幹擾信號時，才激活第二濾波器Rx2。
例如，這些檢測裝置被置於第一濾波器Rx1和第二濾波器Rx2之間。如果它們沒有檢測到鄰信道幹擾信號，那麼用於實現第第二濾波器Rx2的資源可用，並且可被用於實現多用戶檢測方法。
接收設備最好是線性MMSE(「最小均方差」)類接收設備。
按照本發明的一個有利實施例，第一和第二濾波器至少之一的係數是白化至少一種同信道和/或鄰信道幹擾信號的濾波器的係數的函數，所述白化濾波器考慮了傳輸所述幹擾信號的信道的模型的噪聲(稱為模型噪聲)。
從而，通過利用如上所述的設計接收濾波器的方法，可設計在接收設備中使用的濾波器中的至少一個。
這樣獲得的接收設備易於實現，並且相對於現有系統，尤其是在存在幹擾信號的情況下，性能得到提高。
按照本發明的該有利實施例，對於能夠對至少一種同信道幹擾信號和/或將被濾波的第一濾波器Rx1，傳輸信道模型考慮到-傳輸所述主信號和/或所述至少一種幹擾信號的濾波器Tx；-其傳遞函數由恆等函數模型化的傳播所述同信道幹擾信號的至少一個信道；-表示在接收時應用於所述主信號的至少一種無線電處理操作的至少一個濾波器。
由於同信道幹擾信號在和主信號相同的頻帶(稱為所需頻帶)中傳送，因此對於主信號和同信道幹擾信號來說，傳輸濾波器Tx被認為是相似的。
對於能夠對至少一種鄰信道幹擾信號濾波的第二濾波器Rx2，傳輸信道模型考慮到-傳輸所述主信號的濾波器Tx；-傳輸所述鄰信道幹擾信號的至少一個濾波器J2；-其傳遞函數由恆等函數模型化的傳播所述同信道幹擾信號的至少一個信道；-表示在接收時應用於所述主信號的至少一種無線電處理操作的至少一個濾波器；-所述第一濾波器Rx1。
這種情況下，認為傳輸所述鄰信道幹擾信號的濾波器J2由對於鄰信道幹擾信號在200kHz的頻率下，對於雙邊鄰信道幹擾信號在400kHz的頻率下等正弦調製的主信號的傳輸濾波器Tx模型化，無線電通信系統被認為是GSM/GPRS/EDGE類無線電通信系統。
當然在其它無線電通信系統中，這些頻帶可不同。
另外注意第二濾波器Rx2被設計成第一濾波器Rx1的係數的函數。
從而，設計第二濾波器Rx2，所述第二濾波器Rx2被優化，以便消除鄰信道幹擾信號對已由第一濾波器Rx1濾波的主信號的影響，使得能夠至少部分抑制同信道幹擾信號和熱白噪聲，並限制符號間幹擾。


參考作為簡單的非限制性例證例子給出的優選實施例的下述說明以及附圖，本發明的其它特徵和優點將變得更清楚，其中已關於現有技術說明的圖1表示基於MMSE接收濾波器的濾波技術；圖2A和2B表示根據本發明，在存在幹擾信號的情況下設計接收濾波器的一般原理；圖3表示GSM/GPRS/EDGE類型的無線電通信系統中的信道的配置；圖4表示按照圖2A和2B的一般原理設計的兩個接收濾波器的順序排列；圖5A和5B表示存在同信道幹擾信號和熱白噪聲的情況下，圖2A和2B的接收濾波器設計技術；圖6A和6B表示存在在與傳輸主信號的頻帶相鄰的頻帶中傳輸的幹擾信號的情況下，圖2A和2B的接收濾波器設計技術；圖7A和7B表示能夠在根據本發明的接收設備中實現的、用於檢測來自與主信道相鄰的信道的幹擾信號的兩種技術；圖8表示在本發明的接收濾波器的計算中考慮的無線電濾波器的脈衝響應；圖9A、9B和9C描述在存在同信道幹擾信號和熱白噪聲的情況下，在接收設備中實現的第一接收濾波器(振幅、相位和脈衝響應)；圖10A、10B和10C表示存在來自主信道的相鄰信道的幹擾信號的情況下，與圖9A、9B和9C的第一接收濾波器串聯地在接收設備中實現的第二接收濾波器(振幅、相位和脈衝響應)。
具體實施例方式
本發明的一般原理以在接收濾波器的設計中白化(whitening)步驟的實現為基礎，使得藉助考慮到傳輸信道的模型化時的模型噪聲的白化濾波器，能夠白化來自不同濾波器(尤其是通常不滿足Nyquist標準的傳輸濾波器)的符號間幹擾，以及多用戶幹擾。
本發明還提出接收器中接收濾波器的串聯排列，利用適合於白化不同的幹擾信號的白化濾波器，設計每個接收濾波器。
在存在幹擾信號的情況下，接收濾波器的一般設計原理下面關於圖2A和2B給出在存在幹擾信號的情況下，接收濾波器的一般設計原理。
在本例以及本文獻的剩餘部分中，假定幹擾信號的傳播信道，即多路徑的傳遞函數等於1。
為了確定按照本發明的接收濾波器的係數，我們將考慮由至少一個用於傳輸主信號和/或幹擾信號的傳輸濾波器、至少一個用於傳播主信號和/或幹擾信號的傳播信道、和至少一個接收濾波器構成的傳輸信道。
從而，我們考慮在傳輸之前，由傳輸濾波器Tx 21濾波的主信號。
從而，由於混疊現象的緣故，位於傳輸濾波器Tx 21的輸出端的在所需頻帶中傳輸的主信號具有一定的失真，於是具有符號間幹擾。
我們隨後認為在接收設備22中被接收之前，該傳輸信號在主傳播信道中傳送。
在傳播期間，幹擾信號可被加入到主信號中。這些不同的幹擾信號由對幹擾信號整形的濾波器J 23模型化，並由傳遞函數等於1的傳播幹擾信號的信道傳送。
於是，認為將在接收設備22接收的信號由傳輸信號和非白噪聲組成。
接收的信號隨後由無線電濾波器R 24濾波，使得能夠模型化無線電的線性效應，尤其是在接收方進行的處理操作。
從而，以由係數gk定義的數字全局傳輸濾波器G的形式模型化傳輸信道，其中gk是濾波器的第k個係數，以致於G(z)＝R(z)·J(z)J(z)是整形濾波器J 23的z變換；R(z)是無線電濾波器R 24的z變換。
根據本發明，通過依據全局傳輸濾波器G的係數，考慮功率σ2的白高斯模型噪聲B，從數字全局傳輸濾波器G模型化健壯濾波器F(由係數fk定義)fk＝gk+bk從而，本發明提出根據白化濾波器的模型化計算接收濾波器Rx25的係數。
從而，如圖2B中所示，從健壯濾波器F模型化白化濾波器W 26。認為是位於無線電濾波器R 24的輸出端的非白噪聲的幹擾信號從而被白化濾波器W 26白化。
於是，這種健壯白化濾波器W 26考慮到傳輸信道的模型以及關於所述模型的模型噪聲，同時傳輸信道的模型化考慮到主信號的傳輸濾波器Tx 21，整形幹擾信號的濾波器J 23，傳播幹擾信號的信道和無線電濾波器R 24。
在傳輸信道的模型中引入的模型噪聲導致白化濾波器W 26的不正確模型化，即，數字全局傳輸濾波器G的頻譜的零頻率不會被白化濾波器W 26完全補償，濾波器W的長度仍然有限。
模型噪聲的功率σ2使得能夠調整白化濾波器W 26的長度，於是能夠調整接收濾波器Rx 25的長度。
類似地，當面對近似模型化的幹擾信號時，就傳播幹擾信號的信道而論，接收濾波器Rx 25的健壯性也被增大。
在模型化的白化濾波器W 26的輸出端，來自傳輸濾波器Tx 21，整形濾波器J 23和無線電模型化濾波器R 24的非白幹擾信號於是再次是白的，使得能夠設計複雜性降低的接收濾波器Rx 25。
從而，根據本發明，當加性噪聲非白時，根據就傳輸幹擾信號的信道的模型化而論健壯的白化濾波器W的模型化，設計接收濾波器Rx 25。
從而，進入接收設備22的接收濾波器Rx 25的幹擾信號被認為是白噪聲，確定接收濾波器Rx 25的係數，以使均方差最小，如參考圖1中所示的現有技術那樣。
從而，接收濾波器Rx 25可被認為是基於MMSE標準的複雜性降低的線性均衡器。
從而能夠考慮到白化幹擾信號的濾波器以及相對於幹擾信號的健壯性，構成有限長度的最佳接收濾波器Rx 25。
從而，接收濾波器兼顧歸因於不同濾波器，尤其是傳輸濾波器(不滿足Nyquist標準)的符號間幹擾的最小化與歸因於其它用戶的用戶間幹擾的最小化。
於是，提出的設計接收濾波器Rx 25的方法涉及構成MMSE線性均衡器，所述MMSE線性均衡器既適合於由無線電濾波器R表示的無線電模型卷積的傳輸濾波器Tx 21，又適合於白化濾波器W 26。
更具體地說，根據下述等式，能夠定義白化濾波器W 26W(z)W*(1/z*)=1F(z)F*(1/z*)=1G(z)G*(1/z*)+2]]>同時G(z)＝R(z)·J(z)其中G(z)·G*(1/z*)是全局傳輸濾波器G的相關性的雙側z變換；F(z)·F*(1/z*)是健壯濾波器F的相關性的雙側z變換；J(z)是整形濾波器J的z變換；R(z)是無線電濾波器R的z變換；σ2是模型噪聲的功率，或其方差。
健壯白化濾波器W 26由其單側z變換W(z)定義，並被計算以使健壯濾波器F的相關性白化。
如果F(z)是長度L的濾波器，那麼構成白化濾波器W 26的方式有2L種。
我們提出使用最小相位濾波器來簡化接收濾波器Rx 25的刪截。
模型噪聲σ2確定在白化步驟中計及的噪聲的功率，並使得能夠調整濾波器W 26的長度。該模型噪聲的調整從而使得能夠避免F(z)具有在單位園上的根，於是避免濾波器W 26變成無限長。
從而，頻率中的「間隙」未被白化濾波器W 26完全補償，它仍然保留有限的長度。就極差模型化的幹擾信號而論，設計濾波器Rx 25的健壯性也被增大。
從而，通過實現如圖1中所示的使均方差最小的常規技術，以及通過認為表示執行的不同處理操作的全局濾波器H 11對應於傳輸濾波器Tx 21、無線電濾波器R 24和白化濾波器W 26的卷積，以MMSE線性均衡器的形式構成接收濾波器Rx 25H(z)＝7x(z)·R(z)·W(z)，J(H)＝E[|x(k)-y(k)|2]，其中E[·]對應於數學期望值。
從而，MMSE接收濾波器Rx 25考慮到全局濾波器H 11，並被設計成使均方差J最小。
考慮到非零背景噪聲，白化步驟中因素σ2的引入還可被看作MS意義上的白化。
在串聯的濾波體系結構的環境中對同信道幹擾和鄰信道幹擾的應用還可以構成適合於不同的幹擾信號的一個或多個接收濾波器，以便設計複雜性降低的、在存在不同類型的幹擾信號的情況下具有良好性能的接收設備。
該接收設備可具有串聯的濾波體系結構，包括串聯的至少兩個濾波器，每個濾波器適合於消除至少一種影響主信號的幹擾的作用。
事實上，在蜂窩無線電通信系統中，遇到不同類型的幹擾-在與所需頻帶不同的頻帶中傳輸，或者如圖3中所示，由與所述主傳播信道相鄰的至少一個傳播信道傳送的鄰信道幹擾信號；-在和主信號相同的頻帶中傳輸，並且來自不同濾波器的同信道幹擾信號；
-熱白噪聲。
根據本發明，提出基於傳播情況的因子分解，使用串聯濾波系統。從而，「噪聲」或「幹擾」擾動被分成兩組1.同信道幹擾信號和熱白噪聲；2.鄰信道幹擾信號。
從而，如圖4中所示，接收設備包括串聯排列的第一濾波器Rx141和第二濾波器Rx242，第一濾波器Rx141用來在存在同信道幹擾信號和/或熱白噪聲的情況下優化接收器的性能，第二濾波器Rx242用來在存在鄰信道幹擾信號的情況下優化接收器的性能。
按照基於串聯濾波技術的這種設備的一個優選實施例，在第二濾波器Rx242之前插入一個檢測鄰信道幹擾信號的裝置43。從而，根據鄰信道幹擾信號的檢測，接收設備藉助第二濾波器Rx242進行濾波操作。
第一接收濾波器Rx141最好用硬體，即用電子組件實現，而第二濾波器Rx242用軟體，即以軟體形式實現。
從而，當鄰信道幹擾信號檢測裝置43沒有檢測到鄰信道幹擾信號時，通常由第二接收濾波器Rx242使用的資源仍然可用。
於是能夠設想在不存在鄰信道幹擾信號的情況下，第一接收濾波器Rx141使用可用的資源來實現同信道幹擾信號，即多個用戶的聯合檢測方法。
當幹擾信號變化時，還能夠調整第二接收濾波器Rx242的係數，以便提高接收設備的性能。
按照該優選實施例，根據本發明的設計接收濾波器的方法設計這兩個接收濾波器Rx141和Rx242。
按照其它備選實施例，根據另一技術設計這些接收濾波器Rx141和Rx242。
按照其中根據本發明的設計方法，設計接收濾波器Rx141和Rx242的優選實施例，藉助具有和傳輸濾波器Tx 21相同模板的使幹擾信號整形的濾波器，模型化不同的同信道和鄰信道幹擾信號。
從而，就同信道幹擾信號來說，如圖5A中所示，整形幹擾信號的濾波器J1被認為等同於傳輸其中加入功率σ2的白噪聲的所需信號和/或幹擾信號的濾波器Tx 21。該噪聲的功率可變化，並且可以基本上等於0。
就鄰信道幹擾信號來說，如圖6A中所示，整形幹擾信號的濾波器J2被認為等同於頻移200kHz，即在200kHz下正弦調製的傳輸濾波器Tx 21。
第一接收濾波器的係數的優化按照本發明的該優選實施例，接收設備首先優化第一接收濾波器Rx1的係數的計算，如圖5A中所示。
接收濾波器Rx1用來在存在同信道幹擾和/或加性白噪聲的情況下，優化接收器的性能。從而，它使接收器收到的歸因於傳輸濾波器和接收濾波器的殘留符號間幹擾降至最小。
如圖5B中所示，以及上面參考圖2A和2B所述，第一白化濾波器W152被模型化，使得能夠白化位於無線電濾波器R 24的輸出端的非白噪聲(受同信道幹擾信號影響)，以便計算第一接收濾波器Rx141的係數。
為此，考慮到下面的因素首先模型化傳輸信道-整形幹擾信號的濾波器J1；-其傳遞函數由恆等函數模型化的傳播同信道幹擾信號的至少一個信道；-表示在接收時應用於主信號的至少一種無線電處理操作的無線電濾波器R。
整形幹擾信號的濾波器J1將主信號的傳輸濾波器Tx 21(因為幹擾信號(同信道幹擾信號和/或白噪聲)在和主信號相同的頻帶中傳送)，以及功率σ12的白噪聲考慮在內J1(z)＝Tx(z)+σ1注意相對於所需信號和/或幹擾信號的傳輸濾波器Tx 21，σ1越大，那麼對傳送加性白高斯噪聲的傳播信道來說，接收濾波器Rx141表現得更好。
相反，相對於所需信號和/或幹擾信號的傳輸濾波器Tx 21，σ1越小，那麼就加性白高斯噪聲來說，接收濾波器Rx141表現得更好。
信道模型可用全局傳輸濾波器G1的形式來表述。
下面，藉助形成健壯濾波器F1的全局傳輸濾波器G1的係數，考慮模型噪聲σ2。
在第一白化濾波器W152中，在白化步驟中考慮模型噪聲σ2，模型噪聲σ2使得能夠對傳播幹擾信號的信道，健壯地進行同信道幹擾信號的白化。模型噪聲σ2還使得能夠調整由下面的等式定義的濾波器W152的長度W1(z)Wi*(1/z*)=1F1(z)F1*(1/z*)=1G1(z)G1*(1/z*)+2]]>同時G1(z)＝R(z)·J1(z)J1(z)＝Tx(z)+σ1其中Tx(z)是主信號的傳輸濾波器Tx的z變換；R(z)是無線電濾波器R的z變換；σ2是模型噪聲的功率，或其方差。
從而，通過實現如圖1中所示的使均方差最小的常規技術，以及通過認為表示執行的不同處理操作的全局濾波器H1對應於傳輸濾波器Tx 21、無線電濾波器R 24和白化濾波器W152的卷積，以MMSE線性均衡器的形式構成第一濾波器Rx141H1(z)＝Tx(z)·R(z)·W1(z)，J(H1)＝E[|x(k)-y(k)|2]，其中E[·]對應於數學期望值。
從而，MMSE接收濾波器Rx141將全局濾波器H1考慮在內，並被設計成使均方差J最小。
第二接收濾波器的係數的優化按照本發明的該優選實施例，一旦接收設備已優化第一接收濾波器Rx141的係數，並且鄰信道幹擾信號檢測裝置43檢測到在與主信號的傳播信道相鄰的傳播信道中傳送的幹擾信號，那麼接收設備優化第二接收濾波器Rx242的係數的計算，如圖6A中所示。
接收濾波器Rx242用來在存在鄰信道幹擾信號的情況下，優化接收器的性能。它使接收器收到的、歸因於傳輸濾波器和無線電模型化濾波器R 24，以及調整後的第一接收濾波器Rx1(該調整後的濾波器的係數將白化濾波器W152考慮在內)的殘留符號間幹擾降至最小，同時使歸因於鄰信道的幹擾降至最小。
如圖6B中所示，以及上面參考圖2A和2B所述，第二白化濾波器W262隨後被模型化，使得能夠白化位於調整後的接收濾波器Rx161的輸出端的非白噪聲(受鄰信道幹擾信號以及不同的濾波器，尤其是調整後的接收濾波器Rx161影響)，以便計算第二接收濾波器Rx242的係數。
為此，考慮到下面的因素首先模型化傳輸信道-主信號的傳輸濾波器Tx 21；-整形鄰信道幹擾信號的濾波器J2；-其傳遞函數由恆等函數模型化的傳播同信道幹擾信號的至少一個信道；-表示在接收時應用於主信號的至少一種無線電處理操作的無線電濾波器R；-第一濾波器Rx161。
整形幹擾信號的濾波器J2將頻移後(例如在200kHz的頻率下正弦調製)的主信號的傳輸濾波器Tx 21考慮在內，因為幹擾信號在和主信號的頻帶相鄰的頻帶中，或者在與主信號的傳播信道相鄰的傳播信道中傳送/傳輸。
信道模型可用全局傳輸濾波器G2的形式來表述。
下面，我們藉助形成健壯濾波器F2的全局傳輸濾波器G2的係數，考慮模型噪聲σ2。
在第二白化濾波器W262中，在白化步驟中考慮模型噪聲σ2，模型噪聲σ2使得能夠對傳播信道穩健地進行同信道幹擾信號的白化。模型噪聲σ2還使得能夠調整由下面的等式定義的濾波器W262的長度
W2(z)W2*(1/z*)=1F2(z)F2*(1/z*)=1G2(z)G2*(1/z*)+2]]>同時G2(z)＝R(z)·Rx1(z)·J2(z)其中Tx(z)是傳輸濾波器Tx 21的z變換；R(z)是無線電濾波器R 24的z變換；J2(z)是頻移200kHz的傳輸濾波器Tx 21的z變換；σ2是模型噪聲的功率，或其方差。
從而，第二白化濾波器W262考慮由整形幹擾信號的濾波器J2引入的噪聲，和由不同的濾波器，尤其是無線電濾波器R 24和調整後的接收濾波器Rx161引入的噪聲。
從而，通過實現如圖1中所示的使均方差最小的常規技術，以MMSE線性均衡器的形式構成第二濾波器Rx242。
但是，這種情況下認為表示執行的不同處理操作的全局濾波器H2對應於傳輸濾波器Tx 21、無線電濾波器R 24和白化濾波器W262的卷積H2(z)＝Tx(z)·R(z)·Rx1(z)·W2(z)，J(H2)＝E[|x(k)-y(k)|2]，，其中E[·]對應於數學期望值。
從而，MMSE接收濾波器Rx242將全局濾波器H2考慮在內，並被設計成使均方差J最小。
附錄中提供了接收濾波器Rx1和Rx2的係數的計算的數字例子。
在該例子中，選擇的無線電濾波器R是頻帶180kHz，利用22個係數計算的、並且滾降因子為0.4的升餘弦濾波器。圖8表示該無線電濾波器R的脈衝響應。
本例中使用的傳輸濾波器Tx是如標準「GSM 05.04 Digitalcellular telecommunications system(Phase 2+)Modulation」中定義的8PSK(「移相鍵控」)傳輸濾波器。
注意，就可能存在GMSK(「高斯最小移相鍵控」)和8PSK幹擾信號的GSM/EDGE蜂窩網絡來說，該相同的8PSK濾波器Tx被用於計算接收濾波器Rx1和Rx2。
事實上，該8PSK濾波器被定義成以致傳輸的兩個8PSK和GMSK信號具有相同的頻譜。
隨後，在模型化傳輸信道之後，評估白化濾波器W1和W2的係數，並根據這些係數計算接收濾波器Rx1和Rx2的係數。
在所示的例子中，對於濾波器W1和Rx1的係數的計算，認為-同信道幹擾信號(σco-canal2)和加性白高斯噪聲(σ12)的相對功率約為20dB10log10(co-canal212)=20dB;]]>-模型噪聲與同信道幹擾信號及白噪聲的相對功率約為20dB10log10(12+co-canal22)=20dB;]]>-MMSE線性均衡器的計算的信噪比約為10dB；並且，對於濾波器W2和Rx2的係數的計算，認為-模型噪聲與鄰信道幹擾信號(σadjacent2)相對功率約為20dB10log10(adjacent22)=20dB;]]>-MMSE線性均衡器的計算的信噪比約為10dB。
附錄中提供了通過考慮到不同的參數計算的白化濾波器W1和W2的係數，以及接收濾波器Rx1和Rx2的係數。
關於圖9A、9B和9C(濾波器Rx1)，以及圖10A、10B和10C(濾波器Rx2)給出在本例中評估的接收濾波器Rx1和Rx2。
從而，隨其頻率而變的濾波器Rx1的傳遞函數的模量示於圖9A中，隨其頻率而變的濾波器Rx1的傳遞函數的相位示於圖9B中，濾波器Rx1的脈衝響應示於圖9C中。
圖10A、10B和10C表示隨其頻率而變的濾波器Rx2的傳遞函數(圖10A)，隨其頻率而變的濾波器Rx2的傳遞函數的相位(圖10B)，以及濾波器Rx2的脈衝響應(圖10C)。
檢測鄰信道幹擾信號的裝置的實現現在關於圖7A和7B，說明用於檢測在與主信號的頻帶相鄰的頻帶中傳輸的幹擾信號，並且能夠在根據本發明的接收設備中實現的兩種技術。
如上所述，按照本發明的優選實施例，檢測鄰信道幹擾信號的裝置43被插入在第二濾波器Rx242之前，只有當檢測到鄰信道幹擾信號時，接收設備才利用第二濾波器Rx242進行濾波。
從而，這些檢測裝置43必須在接收的數據突發的層級上進行判決，以確定它們是否受到兩個相鄰信道之一(左或右信道)幹擾，如圖3中所示。
該判決可基於接收的突發，不過也可以與先前突發的結果結合，考慮到當前突發的結果的統計量為基礎。
可選的是，這種硬判決可伴隨以指示所述信號受或者不受鄰信道幹擾的概率的可靠性指示符。
下面是能夠區分鄰信道幹擾信號與同信道幹擾信號和/或熱白噪聲的各種技術。
一方面，這些各種技術使得能夠測量每種幹擾信號對當前突發的影響，另一方面，能夠對最後的突發進行統計，以便獲得關於當前突發的最終判決。
可設想出多種技術來表徵各種幹擾信號。
從而，如果我們只是試圖檢測鄰信道，那麼能夠設想出對與鄰信道和主信道的覆蓋範圍71對應的幾個點的數學傅立葉變換運算(FFT)，如圖7A中所示。
如果以符號頻率(例如，在GSM/GPRS/EDGE無線電通信系統中以270.8 kHz的頻率)對接收的信號採樣，從而採樣的信號不包含其餘的鄰信道，那麼可以使用該第一種技術。
從而能夠對存在於該信號的頻帶中的能量進行統計，例如其與接收信號的主信道的功率的關係。為了獲得滿意的結果，可在接收的一定數目的突發的範圍內，使這些統計量趨於平滑。
還可對在鄰信道(左鄰信道和右鄰信道)的頻帶中的幾個點進行傅立葉變換運算(FFT)，如果它存在於基帶頻譜中的話。
類似地，隨後相對於主信道的信號，對該信號的能量進行統計。也可在多個突發的範圍內使這些統計量趨於平滑，以便提高它們的可靠性。
圖7B從而表示了待計算的FFT點可位於其中的區域72的另一例子。
注意還可對有用信號和鄰信道幹擾信號的整個頻譜進行傅立葉變換。但是，這種技術增大了計算時間和系統的複雜性。
檢測鄰信道幹擾信號的第二種技術包括使用帶通濾波器或高通濾波器來隔離鄰信道。
一旦鄰信道被隔離，就能計算它們的功率，它們與主信道的功率的關係，同樣能夠對這些值進行統計分析。
這兩種技術試圖通過在頻域中區分鄰信道和主信道來隔離鄰信道。
也可使用其它技術在時域中隔離幹擾信號，隨後在時域或者在頻域中處理這些幹擾信號。
從而，檢測鄰信道幹擾信號的第三種技術包括從接收的信號中減去該相同信號的重構。
例如，我們來考慮從接收器獲悉的與數據突發的一部分對應的學習序列(即，接收器知道構成該學習序列的符號)。
基於該學習序列進行信道估計。從而通過用估計的信道卷積理論符號，能夠重構接收的分組(或突發)。
隨後，從重構的序列中減去接收的序列獲得時間噪聲向量，它可被放入頻域中(例如利用FFT)，從而獲得其頻譜。
隨後使該頻率噪聲向量與預先計算的與各種幹擾信號白噪聲、同信道幹擾信號、左鄰信道幹擾信號和右鄰信道幹擾信號對應的模型聯繫起來。
從而獲得多個分數，判決邏輯塊考慮到這些分數，判決邏輯塊再一次能夠計算關於多個突發的統計量，並傳送最終的判決。
第四種技術包括計算如上所述獲得的時間噪聲向量的相關性，隨後比較該相關性與預先計算的和同信道幹擾信號、白噪聲和鄰信道幹擾信號對應的相關性模型。
判決組件可關於多個突發(統計量)考慮到這些比較的結果。
附錄根據白化濾波器W1和W2的係數，根據如下模型化的無線電濾波器R的系統，以及根據如標準「GSM 05.04 Digital cellulartelecommunications system(Phase 2+)Modulation」中定義的8PSK類型的傳輸濾波器Tx的係數確定的接收濾波器Rx1和Rx2的係數的數字例子使用的無線電濾波器R的係數R＝[-0.00069476397561 0.00049866279829 0.00003769112140 0.00179376509986-0.00285785891354 0.00007817157433 -0.00456346046181 0.01954632518802-0.00128250958812 -0.10384363206460 0.25905109587175 0.664206642066420.25905109587175 -0.10384363206460 -0.00128250958812 0.01954632518802-0.00456346046181 0.00007817157433 -0.00285785891354 0.001793765099860.00003769112140 0.00049866279829]第一個模型化的白化濾波器W1的系W1＝[1.00000000000000 -1.69923672623924 1.20422941893564 -0.15529008675767-0.41045389212838 0.25120716271039 0.10549692072460 -0.183501637530850.02055990726447 0.09753248621175 -0.05745073127702 -0.030916262837640.04949634371071 -0.00575571431264 -0.02678700887691 0.016729746821720.00760788713748 -0.01367684082893 0.00225936999941 0.00696773190215-0.00476443487796 -0.00177653929037 0.00369228207706 -0.00076552572359-0.00180803688416 0.00134280509131 0.00040890403254 -0.000995715292040.00024802068919 0.00046716002803 -0.00037668966993 -0.000091038636180.00026770665567 -0.00007788853728 -0.00012007431632 0.000105185840020.00001928139743 -0.00007173063283 0.00002389439010 0.00003068453654-0.00002924081816 -0.00000376524639 0.00001915553670 -0.00000719991206
-0.00000779095111 0.00000809486615 0.00000062554829 -0.000005097455280.00000213922649 0.00000196236357 -0.00000223172118 -0.000000060952990.00000134918087 -0.00000062991066 -0.00000048444470 0.00000061141509-0.00000002112176 -0.00000034651382 0.00000019163480 0.00000009420485-0.00000016222012 0.00000006609688]第一個確定的接收濾波器Rx1的係數Rx1＝[-0.00012130947281 -0.00042290824165 0.00257605424211 -0.00108917050508-0.00996742210872 0.01555037274041 0.01400103804618 -0.059712744194780.03014043470086 0.10472670860755 -0.17248397669623 -0.022368774576590.31030339312762 -0.21544655632118 -0.33138809534359 0.469527536708380.46493919583532 -0.32191690721434 -0.20498399405536 0.28922928740778-0.02053484645060 -0.15319713486050 0.09062332115789 0.02497809992243-0.04793670562384 0.01080663561778 0.01111651840583 -0.00661968318690-0.00060765382772 0.00117508511605 -0.00011138451730]第二個模型化的白化濾波器W2的係數W2＝[1.00000000000000 0.07746136827150 1.52870558246248 -0.126639892839370.59100460911810 -0.02177039464291 -0.25447117057856 0.13423518075783-0.17799535572748 -0.03587809251668 0.11101008625324 -0.083233331445960.03015388260085 0.06456340307543 -0.07992567542338 0.036883757282350.02917806396597 -0.07572161275519 0.06140602631322 -0.00666791918806-0.05043120066762 0.07103675734251 -0.04209604339230 -0.011836253233110.05381374757059 -0.05706247988723 0.02274919674245 0.02276408206344-0.04879343177558 0.04023050508713 -0.00630273368986 -0.027986240317250.04013298243862 -0.02453778350388 -0.00549782191719 0.02859598148265-0.03029587878045 0.01181881230602 0.01243030237018 -0.025830594433140.02075460322748 -0.00260040678944 -0.01523953721570 0.02109593010211
-0.01249433519468 -0.00325983125320 0.01508637926663 -0.015750764236460.00615174446830 0.00621578325591 -0.01322463047943 0.01095547189688-0.00211089715217 -0.00675265797766 0.01087722095869 -0.007552466696930.00083230441047 0.00478441597740 -0.00934017592739 0.00502209882898-0.00547012373567]第二個確定的接收濾波器Rx1的係數Rx2＝[-0.00000426432980 -0.00002687976707 -0.00002682337906 0.000106048813190.00054407749055 0.00126084040857 0.00130239319269 -0.00090752283816-0.00709465605356 -0.01569043823635 -0.01793035849060 0.001265284635860.05560738033813 0.13918970304906 0.21942698798309 0.252764174962790.21777830984067 0.13687299502456 0.05370799483963 0.00028109355284-0.01815007990869 -0.01557104426546 -0.00691557806640 -0.000817802922700.00128887097528 0.00121844377595 0.00049998932091 0.00008291350184-0.00003108725373 -0.00002712220642 -0.00000384398762]
權利要求
1.一種設計主信號的數字接收濾波器的方法，其特徵在於包括下述步驟-模型化傳輸幹擾所述主信號的至少一種信號的至少一個傳輸信道，以便獲得幹擾信道模型；-藉助考慮到所述幹擾信道模型和所述模型的噪聲的白化濾波器，白化所述至少一種幹擾信號，所述噪聲被稱為模型噪聲；-根據所述白化濾波器的至少一個係數，計算所述數字接收濾波器的係數。
2.按照權利要求1所述的設計方法，其特徵在於，可藉助所述模型噪聲參數化所述數字接收濾波器的複雜性。
3.按照權利要求1或2所述的設計方法，其特徵在於，所述白化濾波器是最小相位濾波器。
4.按照權利要求1-3任意之一所述的方法，其特徵在於，所述模型化步驟考慮到-傳輸所述主信號和/或所述至少一種幹擾信號的至少一個濾波器；-其傳遞函數由恆等函數模型化的、用於傳播所述幹擾信號的至少一個信道；-表示在接收時應用於所述主信號的至少一種無線電處理操作的至少一個濾波器，所述至少一個濾波器被稱為無線電濾波器R。
5.一種接收在所需頻帶中傳輸的主信號的設備，其特徵在於，它具有串聯濾波體系結構，使得能夠至少部分消除影響所述主信號的至少一種幹擾的作用，所述設備包括適合於屬於下述一組的幹擾的至少一個第一濾波器Rx1-在所述所需頻帶中傳輸的至少一種幹擾信號，稱為同信道幹擾信號；-至少一種熱白噪聲；適合於在和所述所需頻帶不同的頻帶中傳輸的至少一種幹擾信號的至少一個第二濾波器Rx2，所述至少一種幹擾信號被稱為鄰信道幹擾信號。
6.按照權利要求5所述的接收設備，其特徵在於，包括檢測確定所述第二濾波器Rx2的激活的至少一種鄰信道幹擾信號的裝置。
7.按照權利要求5或6所述的接收設備，其特徵在於，它是線性的MMSE(「最小均方差」)類接收設備。
8.按照權利要求5-7任意之一所述的接收設備，其特徵在於，所述第一和第二濾波器至少之一的係數是白化至少一種同信道和/或鄰信道幹擾信號的濾波器的係數的函數，所述白化濾波器考慮了傳輸所述幹擾信號的信道的模型的噪聲，所述噪聲被稱為模型噪聲。
9.按照權利要求8所述的接收設備，其特徵在於，對於第一濾波器Rx1，所述傳輸信道模型考慮到-傳輸所述主信號和/或所述至少一種幹擾信號的濾波器Tx；-其傳遞函數由恆等函數模型化、用於傳播所述同信道幹擾信號的至少一個信道；-表示在接收時應用於所述主信號的至少一種無線電處理操作的至少一個濾波器，所述至少一個濾波器被稱為無線電濾波器R。
10.按照權利要求8或9所述的接收設備，其特徵在於，對於所述第二濾波器Rx2，所述傳輸信道模型考慮到-傳輸所述主信號的濾波器Tx；-傳輸所述鄰信道幹擾信號的至少一個濾波器J2；-其傳遞函數由恆等函數模型化、用於傳播所述鄰信道幹擾信號的至少一個信道；-表示在接收時應用於所述主信號的至少一種無線電處理操作的至少一個濾波器，所述至少一個濾波器被稱為無線電濾波器R；-所述第一濾波器Rx1。
11.按照權利要求10所述的接收設備，其特徵在於，稱為第一白化濾波器W1的白化至少一種同信道幹擾信號的所述濾波器驗證下述等式W1(z)W1(1/z)=1G1(z)G1(1/z)+2]]>G1(z)＝R(z)·J1(z)J1(z)＝Tx(z)+σ1並且稱為第二白化濾波器W2的白化至少一種鄰信道幹擾信號的所述濾波器驗證下述等式W2(z)W2(1/z)=1G2(z)G2(1/z)+2]]>G2(z)＝R(z)·Rx1(z)·J2(z)其中σ2是所述模型噪聲的功率；σ12是所述熱白噪聲的功率；Tx(z)是所述傳輸濾波器Tx的z變換；R(z)是所述無線電濾波器R的z變換；Rx1(z)是所述第一濾波器Rx1的z變換；J2(z)是所述頻移傳輸濾波器的z變換。
全文摘要
本發明涉及一種設計主信號的數字接收濾波器的方法。按照本發明，這種方法包括下述步驟模型化傳輸幹擾所述主信號的至少一種信號的至少一個傳輸信道，以便獲得幹擾信道模型；藉助考慮到所述幹擾信道模型和所述模型的噪聲(稱為模型噪聲)的白化濾波器，白化所述至少一種幹擾信號；根據所述白化濾波器的至少一個係數，計算所述數字接收濾波器的係數。
文檔編號H04B1/10GK101019331SQ200580030600
公開日2007年8月15日 申請日期2005年6月17日 優先權日2004年8月2日
發明者埃裡克·庫佩恩, 亞歷山大·洛克塞爾 申請人:維夫康姆公司