快速接收方法及快速接收機的製作方法
2023-05-01 09:37:26 2
專利名稱：快速接收方法及快速接收機的製作方法
技術領域：
本發明涉及譬如可用於移動通信的Turbo(快速)(軟體名稱)接收方法及Turbo接收機，它對由幹擾產生的波形失真使用Turbo編碼技術施加迭代均衡。
背景技術：
移動臺通信業務中的一個任務是如何構成一個能在有限的頻域中以高質量捕獲多個用戶的系統。作為解決該任務的措施，在該技術領域中公知了一種多輸入多輸出(MIMO)的系統。該系統構成的例子表示在圖30A上，其中多個發射機S1至SN同時以同一頻率發射符號c1(i)至cN(i)，並且該發射的信號被裝有多個天線#1至#M的MIMO接收機接收。接收的信號由接收機處理，它估價來自各個發射機S1至SN的發射符號c1(i)至cN(i)及使它們分別以c1^(i)至cN^(i)傳送到輸出端子Out1至OutN。
直至現在，在MIMO系統中對MIMO接收機的特定實現所作出的研究還不能令人滿意。如果我們基於MLSE(最大似然估算)準則試圖構成MIMO系統中的MIMO接收機，用N表示發射機的數目及用Q表示每個發射機發射的電波到達MIMO接收機所經過的多徑的數目，MIMO接收機所需的計算量將為2(Q-1)N的量級，並隨著發射機數目N及多徑數目Q的增加極大地增加。當單個用戶信息以並行信號被發射，然後信號被接收時，各個並行信號的彼此分離需要一定計算量，該計算量隨多徑數目的增加而成指數倍增加。因此，這裡本發明提出一種對於多個信道信號改進計算效率的Turbo接收方法。以下開始描述的是用於單個用戶(單個發射機)或單個信道發射信號的現有Turbo接收機，以用於說明需要本發明的原因。
用於單個用戶的Turbo接收機發射機及接收機的示範布局表示在圖31中。在發射機10中，信息序列c(i)在編碼器11中被編碼，編碼輸出信號在輸入到調製載波信號的調製器13前被交織器12交織(或重排列)，所產生的調製輸出信號被發射。發射信號通過傳輸路徑(多徑的每個信道)被接收機20接收。在接收機20中，一個軟輸入軟輸出(SISO單輸入單輸出)均衡器21執行延時波的均衡。在均衡器21的輸入端，接收信號通常被轉換成一個基帶，並且接收的基帶信號以一個頻率被採樣，該頻率等於或大於發射信號中待轉換成數位訊號的信息序列的符號信號的頻率，然後被輸入到均衡器21。
並且對於單個用戶，相應於圖30A中的N＝1，由每個接收天線#m(m＝1，2…，M)接收的輸出信號可如下地表示rm(k)＝∑q＝0Q-1hm(q)·b(k-q)+vm(k) (1)式中m代表天線序號，h為信道值(傳輸路徑脈衝響應傳輸路徑特徵)，b(k-q)表示來自一個用戶(發射機1)的發射符號，及vm(k)表示接收機20的內部熱噪聲。天線#1至#M的所有輸出用確定式(3)的式(2)指示的矩陣表示r(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T(2)＝∑q＝0Q-1H(q)·b(k-q)+v(k) (3)式中v(k)＝[v1(k)v2(k)…vM(k)]T(4)H(q)＝[h1(q)…hM(q)]T(5)應當指出[]T表示一個逆矩陣。考慮到多徑的信道數目Q，定義以下的矩陣y(k)≡[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]T(6)≡H·b(k)+n(k) (7)其中 b(k-q)＝[b(k+Q-1)b(k+Q-2)…b(k-Q+1)]T(9)n(k)＝[vT(k+Q-1)vT(k+Q-2)…vT(k)]T(10)如上面式子確定的r(k)被輸入到SISO均衡器21的輸入端，它是線性均衡器，作為均衡輸出，得到每個編碼位{b(i)}的概率等於+1至概率等於-1的概率對數似然比率(LLR)1[b(k)]=logPr[b(k)=+1|y(k)]Pr[b(k)=-1|y(k)]...(11)]]>1[b(k)]+2p[b(k)].....(12)]]>
其中λ1[b(k)]代表供給下個解碼器24的非本徵(extrinsic)信息及λ2p[b(k)]代表施加給均衡器21的先驗信息。對數似然比率Λ1[b(k)]被傳送給減法器22，它從其中減去先驗信息λ2[b(k)]。其結果經過解交織器23被傳送給SISO信道解碼器24，後者如下地計算對數似然比率Λ22[b(i)]=logPr[b(i)=+1|1[b(i)],i=0,...,B-1]Pr[b(i)=-1|1[b(i)],i=0,...,B-1]...(13)]]>B幀長度2[b(i)]+2p[b(i)].....(14)]]>其中λ2[b(i)]代表在迭代期間作為λ2p[b(k)]施加給均衡器21的非本徵信息，而λ1[b(k)]作為先驗信息λ1p[b(i)]施加給解碼器24。在減法器25中，從Λ2[b(i)]中減去λ1[b(i)]，其結果經過一個交織器26被傳送給均衡器21及減法器22。以此方式，重複均衡及解碼，以獲得誤碼率的改善。
為了詳細地描述前置級均衡器21，將描述施加給接收矩陣y(k)的線性濾波器響應的計算。對於均衡器21使用先驗信息λ2p[b(k)]來計算軟判定符號估算b(k)=tanh[2P[b(k)]/2].....(15)]]>使用該估算及信道矩陣H再產生幹擾分量或幹擾分量的複製信號H·b′(k)並從接收信號中減去它們。於是，y′(k)≡y(k)-H·b′(k)(16)＝H·(b(k)-b′(k))+n(k) (17)其中，b′(k)＝[b′(k+Q-1)…0…b′(k-Q+1)]T(18)因為幹擾分量的複製信號H·b′(k)不會總是正確的複製信號，故幹擾分量不能完全被式(16)消除。因此將根據下面指出的MMSE(最小均方誤差)技術來確定消除幹擾分量任何殘餘的線性濾波係數w(k)。
w(k)＝arg min‖wH(k)·y′(k)-b(k)‖2(19)其中H表示共軛置換及‖‖表示範數。將確定出w(k)，它使式(19)取最小值。
在Daryl Reynolds及Xiandong Wang的文章「用於分集信道的低複雜度Turbo均衡(Low Complexitv Turbo-Equalization for Diversity Channels)」(http/ee.tamu.edu/Reynolds)中描述了導出w(k)的這種方式。該技術的主要成就在於大大降低了計算量。傳統MLSE Turbo的計算量正比於2Q-1，而用該技術可壓減到Q3的量級。可以看出，wH(k)·y′代表均衡器21的輸出，及用於計算λ1[b(k)]，然後它通過解交織器23傳送給解碼器24，用於解碼計算。
為了在均衡器21中均衡，必需估算出現在式(1)中的信道值(傳輸路徑脈衝響應)。該估算下文稱為信道估計。該信道估算可使用例如作為一個幀的首項被發送的唯一字的已知的訓練序列及存儲的訓練序列的接收信號。信道估算的低精確度阻礙了均衡器21的均衡以適當的方式出現。信道估算的精確度可通過增加出現在一幀中的訓練序列的比例來提高，但這使所需數據的傳輸效率變差。因此希望信道估算的精確度能改善並同時降低一幀中訓練序列的比例。
這不限制在包括MIMO的多信道傳輸信號的接收器上，同樣適合的還有如RAKE接收機之類的接收機或使用自適應陣列天線的及其中一定的解碼結果被迭代解碼處理改善的接收機的信道估算。
所述的Turbo接收機具有以下限制-它適應於單個用戶(單個發射機)或僅一個串行發送信號。-在再產生幹擾分量時需要信道值(矩陣H)，並且這必需在實際實施中被估算。估算誤差將引起迭代均衡的效果變差。
本發明的一個目的是通過提供Turbo接收方法及接收機來對這兩個限制進行補償，因此它允許上述接收機能被擴展到用於例如多個用戶的多個傳輸串行信號，或來自單個用戶的並行傳輸的接收機。
本發明的另一目的是提供一種接收方法及接收機，其中接收信號的信道值根據接收信號及用作參考信號的已知信號來估算，使用估算的信道值來處理接收信號，並解碼該處理的信號，由此使用估算信道值的處理及解碼對同一接收信號進行迭代，並且允許使用相對短的已知信號以高精確度來實現信道的估算。
發明內容
根據本發明的第一方面，提供了接收N個串行(N是等於或大於2的整數)發送信號的Turbo接收方法。該方法包括根據M個接收信號rm(m＝1，…，M)及N個串行已知信號計算信道值hmn(q)(n＝1，…，N)，根據由解碼得到的N個串行先驗信息λ2[bn(k)]來確定軟判定發送符號b′n(k)，及使用信道值hmn(q)及軟判定發送符號b′n(k)來計算幹擾分量H·B′(k)，它由被第n個發送信號本身及非第n個發送信號的發送信號產生的符間幹擾(intersymbol interference)如下地形成 B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1……-Q+1 對於 q≠0b′(k)＝[b′1(k)…0…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有零元素(zero element)，Q代表每個發送信號波的多徑的數目，q＝0，…，Q-1，及[]T代表轉置矩陣，從接收的矩陣y(k)中減去符間幹擾H·B′(k)獲得差值矩陣y′(k)，其中y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T確定施加於對第n個個發送信號的接收信號的自適應濾波係數wn(k)，以便使用信道矩陣H或參考信號來消除差值矩陣y′(k)中的殘餘幹擾分量，根據自適應濾波係數wn(k)對差值矩陣y′(k)濾波，以獲得對於其中已消除幹擾的、作為第n個串行發送信號的接收信號的第n個序列的對數似然比率，及使用第n個序列的對數似然比率來解碼。
根據本發明的第二方面，在根據本發明的第一方面的設計中當q＝0時，b′(k)＝[b′1(k)…-f(b′n(k))…b′N(k)]T其中元素f(b′n(k))位於第n個位置，及f代表一個函數，它滿足f(0)＝0及具有變量b′n(k)，該變量滿足d{f(b′n(k))}/d{b′n(k)}≥0。
根據本發明的第三方面，該均衡在多個級上進行，在均衡輸出中序列的數目在後面的級中順序地減少。
根據本發明的第四方面，在其中接收信號的信道值根據接收信號及用作參考信號的已知信號來估算的Turbo接收方法中，使用估算信道值處理接收信號，對處理信號執行解碼，及對同一接收信號使用估算信道值的處理與解碼處理進行迭代，解碼硬判定信息信號具有的確實性將根據相關的軟判定信息信號值確定，以及具有等於或大於給定值的確實性的硬判定信息信號將作為下次迭代信道估算的參考信號被使用。
圖1是包括根據本發明第一方面的Turbo接收機的一個實施例的系統功能結構圖；圖2是表示圖1中所示的多輸出均衡器31的功能結構圖的具體例子的概圖；圖3是根據本發明第一方面的Turbo接收方法的一個實施例的流程圖；圖4A是一個示範幀的示意圖；圖4B是說明每次迭代期間的執行處理的圖，用來說明根據本發明第四方面的迭代信道估算方法；圖5是導出極可能確實的硬判定符號的示範功能結構圖；圖6是根據本發明的信道估算示範處理程序的流程圖；圖7A是根據本發明第二方面的均衡器31的一部分的示範功能結構圖，它反映被檢測信號的糾錯解碼結果；圖7B是表示其示範處理程序的圖；圖8是迭代地使用Turbo均衡器的接收機的一個示例的圖；圖9是迭代地執行RAKE-接收-Turbo-解碼的示範接收機的圖；圖10是迭代地執行自適應陣列天線接收Turbo解碼的示範接收機的圖；圖11A是Turbo均衡器的概圖；圖11B是Turbo解碼器的概圖；圖12是使用估算信道迭代地進行接收信號的處理及處理信號的解碼處理的接收機的概圖；圖13是使用估算信道迭代地進行接收信號的處理及處理信號的解碼處理的接收方法的示範處理程序的流程圖；圖14A是示範幀結構的圖；圖14B是當接收信號包含不同於白高斯噪聲的噪聲時信道矩陣H及噪聲協方差矩陣U的估算的迭代處理的概圖；
圖15是用於噪聲協方差矩陣U的估算中的均衡器的一部分的示範功能結構圖；圖16是用於估算噪聲協方差矩陣U的估算和解碼處理中使用的迭代信道值估算的示範處理程序的流程圖；圖17是表示根據本發明第三方面的Turbo接收機原理的圖；圖18是根據本發明第三方面的Turbo接收機的示範功能結構圖；圖19是表示圖18中所示多用戶(前置級)均衡器71的特定功能結構的圖；圖20是根據本發明第三方面的Turbo接收方法的示範處理程序的流程圖；圖21是表示根據本發明第三方面的多級均衡部分的另一示範功能結構的圖；圖22是應用根據本發明(2)第一方面的實施例的系統結構例的圖；圖23用曲線圖表示根據本發明(1)第一方面的Turbo接收機的誤碼率特性，其中假設信道已完善地被估算，Eb代表位功率及No代表噪聲功率；圖24用曲線圖表示當閾值(Th)變化時執行了迭代信道估算的情況下的誤碼率特徵；圖25用曲線圖表示根據本發明第四方面的Turbo接收機的誤碼率特性，其中具體使用了迭代信道估算；圖26用曲線圖表示使用噪聲協方差矩陣U的Turbo接收機的誤碼率特性；圖27用曲線圖表示圖1中所示的Turbo接收機的誤碼率特性；圖28A用曲線圖表示根據本發明第二方面的實施例的、描述為Eb/N0的函數的誤碼率特性，它反映被檢測信號的糾錯解碼結果；圖28B用曲線圖表示根據本發明第二方面的實施例的、描述為σ的函數的誤碼率特性；圖29用曲線圖表示根據本發明第三方面的Turbo接收機的誤碼率特性的仿真結果；圖30A是表示MIMO系統的概念的圖；圖30B是其中來自一對天線的接收信號作為4個接收信號序列輸入到一個Turbo接收機的示意圖；及圖31是傳統的用於單個用戶的Turbo發射機及接收機的功能結構圖。
具體實施例方式
本發明的第一方面(1)圖1表示應用本發明的MIMO系統的示範結構。
在發射機S1…SN的每個中，在編碼器11-1，…，11-N中編碼信息序列c1(i)至cN(i)，並且這些編碼的輸出通過交織器12-1，…，12-N作為調製信號供給調製器13-1，…，13-N，因此根據這些調製信號來調製載波信號，以發射信號b1(k)至bN(k)。在這種方式中，來自發射機S1，…，SN的發射信號b1(k)…bN(k)形成N個序列發送信號。
由多輸出接收機通過傳輸路徑(信道)接收的接收信號r(k)被輸入到多輸出均衡器31。接收機接收的信號被轉換成基帶信號，然後以二分之一符號周期被採樣，譬如被轉換成數位訊號，接著該信號被輸入到均衡器31。假定具有一個或多個數位訊號，其數目用整數M表示。例如，由M個天線接收的信號構成以M個數位訊號形式的接收信號。
均衡器31輸出N個對數似然比率Λ1[b1(k)]，…Λ1[bN(k)]。在減法器22-1，…22-N中，從Λ1[b1(k)]，…Λ1[bN(k)]中減去先驗信息λ1[b1(k)]，…λ1[bN(k)]，及其結果通過解交織器23-1，…23-N被輸入到軟輸入軟輸出(SISO)解碼器(信道解碼器)24-1，…24-N，以被解碼，其中解碼器24-1，…24-N輸出解碼信息序列c1′(i)…cN′(i)及Λ2[b1(i)]，…Λ2[bN(i)]。在減法器25-1，…25-N中，從Λ2[b1(i)]，…Λ2[bN(i)]中分別減去λ1[b1(i)]，…λ1[bN(i)]，其結果經過交織器26-1，…26-N作為λ2[b1(k)]，…λ2[bN(k)]被分別輸入到多輸出均衡器31及減法器22-1，…22-N。
來自多個用戶(多個發射機)的接收信號rm(k)(m＝1，…，M)當它輸入到均衡器31時是如下所示的來自多個用戶的接收信號的總和rm(k)＝∑q＝0Q-1∑n＝1Nhmn(q)·bn(k-q)+vm(k) (20)式中q＝0，…，Q-1，及Q代表每個發射波的多徑數目。通過類似的過程定義一個矩陣y(k)來用於單個用戶，我們有y(k)≡[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]T(21)＝H·B(k)+n(k) (22)其中r(k)＝[r1(k)…rM(k)]T 式中 B(k)＝[bT(k+Q-1)…bT(k)…bT(k-Q+1)]T(25)b(k+q)＝[b1(k+q)b2(k+q)…bN(k+q)]Tq＝Q-1，Q-2，…，-Q+1 (26)在一個幹擾消除步驟中，假定希望獲得來自第n個個用戶(發射機)的信號。在該例中，使用來自所有用戶(發射機)的信號的軟判定符號估算及信道矩陣(傳輸路徑脈衝響應矩陣)H來產生由非第n個用戶的用戶信號引起的幹擾及由第n個用戶本身引起的幹擾的綜合，或再產生出幹擾的複製信號H·B′(k)。然後從y(k)減去幹擾複製信號產生出差值矩陣y′(k)y′(k)≡y(k)-H·B′(k)(27)＝H·(B(k)-B′(k))+n(k) (28)式中B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]T(29)b′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1，…，-Q+1，q≠0(30)b′(k)＝[b′1(k)…0…b′N(k)]Tq＝0 (31)b′(k)的第n個位置具有零元素。應理解，b′n(k)代表軟判定發送符號估算，它由b′n(k)＝tan h[λ2[bn(k)/2]的計算來獲得。矩陣B′(k)代表幹擾符號的複製矩陣。
用於消除殘餘幹擾分量-基於幹擾分量複製信號H·B′(k)的不完善性及由第n個信號本身產生的幹擾分量的殘餘幹擾-的第n個用戶的濾波係數wn(k)將根據MMSE(最小均方誤差)準則被確定為使下式(32)取最小值wn(k)＝arg min‖wnH(k)·y′(k)-bn(k)‖2(32)接著的操作與用於單個用戶的操作相同。具體地，以此方式獲得的wn(k)用來計算wnH(k)·y′(k)，及其計算結果通過解交織器23-n作為λ1[bn(i)]被輸入解碼器24-n，在這裡進行解碼計算。
所述使用濾波器(線性均衡)對接收信號rm處理的方法對於所有用戶1至N進行重複。作為結果，從均衡器31輸出的數目將等於N，及所有這些輸出被各個解碼器24-1，…，24-N解碼。以上所述的是從單個用戶Turbo接收機用於多個用戶(MIMO)的接收的擴展。
由上所述，將可以看到多輸出均衡器31的示範功能結構如圖2中所示。具體地，M個接收信號rm(k)被供給接收矩陣發生器311，其中產生接收矩陣y(k)及它被供給每個用戶的均衡器312-1至312-N。由信道估算器28計算的信道矩陣H還被供給均衡器312-1至312-N。來自每個信道解碼器24-n的先驗信息λ2[bn(k)]被供給軟判定符號估算器313，在這裡計算軟判定發送符號估算b』n(k)＝tan h[λ2[bN(k)/2]。所有均衡器312-1至312-N具有相同功能結構及以相同方式處理，相應地，將描述其中典型的均衡器(312-1)。
此外，軟判定發送符號估算b′1(k)至b′n(k)被供給到一個幹擾複製矩陣發生器314-1，在這裡根據式(29)至(31)產生幹擾複製矩陣B′1(k)，及然後在濾波處理器315-1中根據信道矩陣H對矩陣B′1(k)施加濾波處理，及產生的幹擾複製分量H·B′1(k)在差值計算器316-1中被從接收矩陣y1(k)中減去，以產生差值矩陣y′1(k)。
至少信道矩陣H或後面將要描述的參考信號被輸入到濾波係數估算器317-1，以確定濾波係數w1(k)，它被用來消除殘餘的幹擾分量。在圖示的例中，信道矩陣H及噪聲分量的協方差σ2及來自軟判定符號發生器313-1的軟判定發送符號b′1(k)至b′N(k)被輸入到濾波係數估算器317-1中以確定濾波係數w1(k)，該濾波係數根據最小均方誤差準則使式(32)取最小值。以下將描述確定濾波係數w1(k)的具體例子。差值矩陣y′1(k)與濾波係數w1(k)一起在自適應濾波處理器318-1中被處理，及輸出Λ1[b1(k)]作為對於接收信號的均衡輸出，該接收信號相應於來自用戶1的發送信號。
根據本發明所述實施例的多輸入多輸出Turbo接收方法的處理程序表示在圖3上。在步驟S1上，根據接收信號r(k)及每個訓練信號bn(k)計算信道值hmn(q)及噪聲分量的協方差σ2。在步驟S2上，根據信道值hmn(q)計算信道矩陣H。在步驟S3上，基於在Turbo接收處理的上次迭代期間獲得的先驗信息λ2[bn(k)]計算軟判定發送符號估算b′n(k)＝tan h[λ2[bn(k)/2]。
在步驟S4上，由接收信號r(k)產生接收信號y(k)。在步驟S5上，根據式(29)至(31)及使用各個軟判定發送符號估算b′n(k)產生幹擾複製矩陣B′n(k)。在步驟S6上，對於來自第n個發射機的接收信號計算其幹擾分量複製信號H·B′n(k)。在步驟S7上，從接收矩陣y(k)中減去幹擾分量複製信號H·B′n(k)得到差值矩陣y′n(k)。在步驟S8上，使用信道矩陣H，軟判定發送符號估算b′1(k)至b′N(k)及噪聲分量的協方差σ2，根據最小均方誤差準則使式(32)取最小值來確定用於消除來自第n個發射機的所接收信號中的殘餘幹擾的濾波係數wn(k)。
在步驟S9上，對差值矩陣y′n(k)施加根據濾波係數wn(k)的濾波處理來獲得對數似然比率Λ1[bn(k)]。在步驟S10上，從Λ1[bn(k)]中減去先驗信息λ2[bn(k)]，及其結果被解交織及解碼以輸出對數似然比率Λ2[bn(k)]。對於n＝1至N可同時地或順序地執行步驟S4至S10。接著，在步驟S11上，作出檢驗，看解碼操作的次數、即Turbo接收處理的次數是否已達到預定數目。如果未達到預定數目，操作進入步驟S12，在這裡從對數似然比率Λ2[bn(k)]中減去非本徵信息λ1[bn(k)]，及其結果被交織以確定先驗信息λ2[bn(k)]，然後返回到步驟S3。如果在步驟S11上發現解碼操作次數已達到預定數目，則在步驟S13上輸出產生的解碼輸出。
現在來描述信道估算器28。每個接收的信號rm(k)可如下地表示rm(k)＝∑q＝0Q-1∑n＝1Nhmn(q)·bn(k-q)+vm(k) (33)信道估算器28確定出現在式(33)中的信道值(傳輸路徑脈衝響應)hmn(q)及噪聲vm(k)的平均功率(≡σ2)。通常，接收機知道的唯一字(訓練信號)被插在發送側待發送的每一幀的開始，如圖4A所示，接收機使用RLS(遞歸最小二乘)技術通過作為訓練序列的唯一字(已知信號)來估算信道值hmn(q)。如果對數似然比率Λ2[b1(i)]，…Λ2[bN(i)]為正，每個信道解碼器24-1，…，24-N輸出1，而該對數似然比率為負時，輸出-1，作為解碼信號(或發送編碼符號硬判定值)b1^(i)至bN^(i)，並被迭代地通過交織器27-1，…，27-N被送到信道估算器28。接收信號r(k)與來自唯一字存儲器29的作為參考信號的唯一字一起被輸入到信道估算器28。基於這些輸入信號，信道估算器28根據式(33)估算每個hmn(q)及根據最小二乘技術估算σ2的值。該估算可以與用自適應濾波器通過估算發送路徑脈衝相應自適應地均衡接收信號時的脈衝響應估算相似的方式產生。
以該方式使用訓練序列是傳統的，但為了提高淨髮送速率，必需減小唯一字在一幀中所佔比例，而這增加了信道估算的誤差。如果存在這種誤差，則引起上述迭代均衡響應的降級。根據本發明，提出以下列方式進行信道值的迭代估算。
本發明的思想表示在圖4B中。該思想的目的在於在相同接收信號的迭代均衡處理的每個階段或在Turbo接收處理的每個迭代期間迭代地估算信道值。在第一輪期間，對於跟隨唯一字的信息符號序列僅使用唯一字作為參考信號來估算信道值，及使用估算的信道值來均衡所接收的信號及估算的發送符號。但是在第二次均衡處理迭代前，使用唯一字作為參考信號作出信道估算，及在預先解碼處理期間獲得的符號估算(硬判定值)也被用作參考信號來執行整個幀的信道估算。在該例中，不是使用每個硬判定值，僅是使用已被確定為極可能是確實的硬判定值才被用作參考信號。當來自解碼器24-n的邏輯似然率Λ2[bn(i)]為正時硬判定變為輸出+1，及如果該對數似然比率為負時輸出-1。可以說，對數似然比率Λ2[bn(i)]的絕對值愈大，硬判定值極可能是確實的似然比率的可能性愈大。例如，當對數似然比率被確定為5時變為+1的確實性大於當對數似然比率被確定為0.3時變為+1的確實性。因此，迭代信道估算方法使用一個閾值來指定極可能是確實的硬判定值bn(i)，這將描述於下。
首先，使用來自解碼器24-n的對數似然率Λ2[bn(i)]，如下地確定軟判定符號值b′n(i)b′n(i)＝tan h[Λ2[bn(i)]/2]作出該操作是為了使邏輯似然比率值正規化至1，於是就防止其絕對幅值超過1。接著，提供0至1之間的閾值，及當軟判定值b′n(i)的絕對幅值大於閾值時，相應的硬判定值b^n(i)被保留用在迭代信道估算中。例如，如果閾值被選擇為0.9，將選擇與具有絕對值等於或大於0.9的軟判定值b′n(i)對應的那些硬判定值b^n(i)。可以認為，由於閾值高至0.9，所選擇的硬判定值b^n(i)的確實性也高，因此，亦可認為，使用該硬判定值產生的迭代信道估算的精確度可被改善。但是，也考慮到，因為選擇的符號數目減小了，迭代信道估算的精確度也可受影響並變差。因此，需要在0至1之間選擇最佳的閾值。此外，如果該閾值為1，如果接著沒有選擇硬判定值b^n(i)，則表明不發生迭代信道估算。因此，如下面還將描述的，選擇0.2至0.8量級的閾值。
因此，在根據閾值確定為極可能確實的第一發送期間信息符號序列的這些發送符號估算(硬判定值)b1^(i)，…，bN^(i)從交織器27-1，…，27-N的輸出供給到前符號存儲器32中及被存儲在那裡作為前發送符號估算。在接收信號r(k)的第二均衡及解碼處理迭代期間(應指出，接收信號r(k)存儲在存儲器中)，開始使用唯一字來作出信道估算，及已被確定為極可能確實的那些估算的發送符號的硬判定估算b1^(i)，…，bN^(i)被從前符號存儲器32讀出並提供給信道估算器28，以作出信道估算、即整個幀的信道估算。所產生的估算hmn(q)及σ2被用來根據接收信號r(k)執行均衡及解碼(發送符號估算)。在此時，使用在根據閾值已確定為極可能確實的估算發送符號中的那些符號值來更新前符號存儲器32的內容。接著，在下個均衡及解碼迭代期間，使用唯一字的估算及使用被確定為極可能確實的那些前估算發送信號的估算來作出整個幀的信道估算。使用估算的信道來執行均衡及解碼(發送符號的估算)及更新前符號存儲器32。此外，來自解碼器的那些根據閾值被確定為極可能確實的發送符號硬判定值b1^(i)，…，bN^(i)可直接地存儲在前符號存儲器32中以更新它，並且當存儲在前符號存儲器32中的符號值被使用時，它們將通過交織器27-1，…，27-8輸入到信道估算器28中。
通過以該方式進行的迭代可減小信道估算的誤差，改善符號估算的精確度及可改進在Turbo均衡中由於信道估算誤差使響應變差的問題。
當以上述方式使用極可能確實的符號硬判定值根據信息符號序列作出信道估算時，在每個解碼器24-n上附加如圖5所示的功能。對數似然比率Λ2[bn(i)]被輸入到軟判定值估算器241以計算b′n(i)＝tan h[Λ2[bn(i)]/2]及由此估算發送符號軟判定值b′n(i)。將該值b′n(i)與來自閾值設定器243的閾值Th相比較，由此當b′n(i)等於或大於Th時輸出1及當其小於Th時輸出0。另一方面，對數似然比率Λ2[bn(i)]被輸入到硬判定單元244，當Λ2[bn(i)]為正時輸出+1及當它為負時輸出-1作為符號硬判定值bN^(i)。該符號硬判定值bn^(i)通過門245(當相應的符號軟判定值等於或大於閾值時該門打開)，及通過圖1中所示的交織器27-n被送到前符號存儲器32，由此更新存儲的符號。
圖6表示也使用極可能確實的符號硬判定值的信道估算程序。開始，在步驟S1上，使用接收信號r(k)及唯一字作出信道估算。在步驟S2上，作出檢驗以看解碼過程是否是第一次，如果是的話，在步驟S3上，使用估算信道值hmn(q)來執行均衡及解碼處理或圖3中S3至S10所示的操作。
在步驟S4上，根據對數似然比率Λ2[bn(i)]執行發送符號硬判定，以確定硬判定值bn^(i)。在步驟S5上，根據對數似然比率Λ2[bn(i)]計算b′n(i)＝tan h[Λ2[bn(i)/2]，由此估算發送符號軟判定值b′n(i)。在步驟S6上，通過檢驗符號軟判定值b′n(i)是否等於或大於閾值Th，來確定極可能確實的那些符號硬判定值bN^(i)。在步驟S7上，使用極可能確實的符號硬判定值來更新前符號存儲器32的內容。在步驟S8上，作出檢驗看解碼操作次數是否達到給定值，如果不是，則操作回到步驟S1，或更確切地，經過圖3所示的步驟S12並返回到圖3所示的步驟S1。
如果在步驟S2上發現解碼處理不是第一次，則在步驟S9上從前符號存儲器32中讀出先前存儲的符號，即極可能確實的硬判定符號，及它與接收信號r(k)的信息符號序列一起使用來作出信道估算，然後傳到步驟S3。
在以上的描述中，即使在第二及接著的迭代期間，從開始就使用唯一字作為參考信號作出信道估算，但也可以僅使用極可能確實的硬判定符號作為在第二及接著的迭代期間的參考信號。在這種情況下，如圖6中虛線所示，作出一個檢驗，以看在步驟S1′中該處理是否是第一次，如果是的話，使用唯一字作為參考信號，它與接收信號一起用於估算信道值。在步驟S3′中將估算信道值及在估算中使用的參數值存儲在存儲器中後，操作將轉移到在步驟S3上進行的均衡及解碼處理。
如果在步驟S1′上發現該處理不是第一次，則在作出信道估算前，在S4′上設定在前存儲的信道估算及各個處理參數，然後操作轉移到步驟S9。
應當指出，式(32)的解如下wn(k)＝(HG(k)HH+σ2I)-1·h (34)式中I代表單位矩陣，σ2代表接收機的內部噪聲功率(噪聲分量協方差)，σ2I表示噪聲分量協方差矩陣及G(k)相應於信道估算的平方誤差。
G(k)≡E[(B(k)-B′(k))·(B(k)-B′(k))H]＝diag[D(k+Q-1)，…，D(k)，…，D(k-Q+1)](35)式中E[]代表一個平均對角矩陣(不沿對角線上的元素均為零)。
D(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+b)，…，1-b′2N(k+q)](36)q＝Q-1，Q-2，…，-Q+1，q≠0及當q＝0時，D(k)＝diag[1-b′21(k)，…，1，…，1-b′2N(k)] (37)在矩陣D(k)中出現的『1』表示第n個元素(假定第n個元素用戶發送信號為理想信號)。h=H1,(Q-1)N+nH2,(Q-1)N+n...HMQ,(Q-1)N+n]]>因此，h包括式(23)中出現的H的第(Q+1)·N+n列中的所有元素。信道矩陣H，在信道估算器28中被估算的噪聲功率σ2及來自軟判定符號發生器313-1的軟判定發送符號b1′(k)至bN′(k)被輸入到如圖2所示的多輸出均衡器31的濾波係數估算器317-1中，以根據式(34)至(38)計算殘餘幹擾消除濾波係數wn(k)。
可以看到，式(34)需要逆矩陣操作，但通過使用用於逆矩陣的矩陣求逆輔助定理可減少所需計算。具體地，通過用1來近似式(36)及(37)中出現的每個b′2，產生了D(k+q)＝diag
＝0 (q≠0) (39)D(k)＝diag
(40)因此，對於位於n行及n列的元素，D(k)具有值為1的元素，而所有其它元素等於0。當由式(39)及(40)確定的式(35)的誤差矩陣G(k)被代入式(34)，則有wn(k)＝(h·hH+σ2I)-1·h (41)式中h由式(38)確定。
通過該近似，wn(k)B不依賴於k，並且因此，在每個離散時間k上的逆矩陣計算可被省略，因此減少了計算量。
對式(41)施加用於矩陣求逆的矩陣求逆輔助定理。該輔助定理表示，假定A及B為(M，M)方矩陣，C為一個(M，N)矩陣及D為一個(N，N)矩陣，當A由下式A-1＝B-1+CD-1CH給出時，A的逆矩陣如下A-1＝B-BC(D+CHBBC)-1CHB (42)對式(41)中出現的逆矩陣操作矩陣求逆輔助定理，則有h(k)·h(k)H+σ2I＝B-1+CD-1CHh(k)·h(k)H＝CD-1CH，σ2I＝B-1，h(k)＝CI＝D-1，h(k)H＝CH
使用這些式子來計算式(42)，可計算在式(41)中出現的逆矩陣操作。當式(42)包括逆矩陣操作(D+CHBBC)-1時，該逆矩陣變為標量並可簡單地計算。
因此，在該情況下，它被縮減成以下形式wn(k)＝1/(σ2+hH·h)h (41-1)在該式右邊的1/為標量或簡假定為一個常數值，它可被選為1。因此，我們可寫成wn(k)＝h，這表示w(k)可僅由h決定。如圖2中虛線所示，僅來自信道估算器28的信道矩陣H中的以式(38)表示的h可輸入到濾波係數估算器317-1中。
對於由式(39)及(40)的近似沒有被限制在用於矩陣求逆的矩陣求逆輔助定理的使用上，該近似允許對於式(34)的計算量被減小。尤其是，當使用該近似及使用了用於矩陣求逆的矩陣求逆輔助定理時，計算量還可進一步減小。此外，如果噪聲分量的協方差矩陣用σ2I表示，則可使用由式(41-1)所示的近似wn(k)＝h，因此它與協方差矩陣無關，允許計算的進一步簡化。
本發明的第二方面(反映糾錯)在其中從由式(27)表示的接收矩陣y(k)中減去H·B′(k)的均衡處理中，在用於被檢測的信號bn(k)以外的信號的發送信號軟判定值中反映糾錯解碼結果，但涉及被檢測的信號bn(k)的糾錯解碼結果未被反映。為此，最好使用以下的處理。
出現在式(29)或式(31)中的b′(k)如下地改變b′(k)＝[b′1(k)b′2(k)…b′n-1(k)-f(b′n(k))b′n+1(k)…b′N(k)] (43)式中f(b′n(k))是以b′n(k)為輸入的任意函數。
當作出這個改變時，就變為可以反映涉及被檢測的信號bn(k)的糾錯解碼結果。因此，不是使用b′n(k)＝0，通過加上一個取決於b′n(k)的適合值，可以增強混在噪聲或幹擾信號中的被檢測信號，於是使bn(k)被正確地檢測。
因為b′n(k)的符號涉及給予相應於b′n(k)的符號的硬判定結果，並且鑑於b′n(k)的絕對幅值愈大、相應於b′n(k)的硬判定符號的可靠性愈高的事實，必需使f(b′n(k))滿足以下的要求對於b′n(k)＝0或當硬判定符號的可靠性等於0時，函數f具有值0。或，f(0)＝0(44)此外，b′n(k)值愈大，函數f的值愈大。或
d{f(b′n(k))}/d{b′n(k)}≥0 (45)該f(b′n(k))的例子包括以下式子f(b′n(k))＝α×b′n(k) (46)f(b′n(k))＝α×b′n(k)2(47)例如，當使用式(46)及選擇α為常數時，式(43)可用簡單形式實現。這裡α必需滿足要求0＜α＜0.6。如果α大於0.6，BER(誤碼率)將變差，從而阻止正確解碼結果的獲得。也可以考慮，使α根據解碼結果的可靠性而變化。例如，對於解碼處理的每次迭代可以選擇α。在該情況下，解碼結果的可靠性通常將隨解碼處理迭代的次數得到改善，因此，可根據解碼處理迭代的次數使選擇增大的α值。此外，整個解碼幀的可靠性可根據解碼處理的每次迭代來確定，並且根據這樣確定的可靠性來選擇α值。為了確定解碼幀的可靠性，例如，可將解碼結果與緊上一次迭代期間獲得的解碼結果相比較，並對由在先解碼操作改變的硬判定符號的數目進行計數。因此，如果具有增大的改變硬判定符號的數目，則可靠性被確定為低，而當改變硬判定符號的數目小時，可靠性可被確定為高。
由於b′n(k)以此方式改變，在確定用於MMSE(最小均方誤差)濾波器的濾波係數wn(k)時使用的式(35)最好如下地變化G(k)＝E[(B(k)-B′(k))·(B(k)-B′(k))H]＝diag[D(k+Q-1)，…，D(k)，…，D(k-Q+1)]使用式(29)及(31)，接著假定，B′(k)＝[b′(k+Q-1)b′(k+Q-2)…b′(k)…b′(k-Q+1)]Tb′(k)＝[b′1(k)b′2(k)…-f(b′n(k))…b′N(k)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…-f(b′n(k+q))…b′N(k+q)]Tq≠0，q＝Q-1，…，-Q+1D(k)具有位於n行及n列的元素，它被表示如下E[(bn(k)+f(b′n(k)))·(bn(k)+f(b′n(k)))*]式中*表示共軛複數。對於BPSK調製，該表達式將轉變為下列表達式E[bn(k)2+2bn(k)f(b′n(k))+f(b′n(k))2]＝E[bn2(k)]+2E[bn(k)f(b′n(k)]+E[f(b′n(k)2]第一項具有平均值1。當bn(k)用b′(k)近似時，式(37)轉變為以下形式D(k)＝diag[1-b′21(k) 1-b′22(k)…1-b′2n-1(k) 1+2E[f(b′n(k)b′n(k)]
+E[f(b′n(k)2] 1-b′2n+1(k)…1-b′21(k)] (48)例如，當對f(b′n(k))選擇式(46)時，D(k)轉變為以下形式D(k)＝diag[1-b′21(k) 1-b′22(k)…1-b′2n-1(k)1+(2α+α2)b′2n(k) 1-b′2n+1(k)…1-b′21(k)](49)當糾錯解碼結果反映在被檢測信號時估算自適應濾係數wn(k)的示範功能結構如圖7A中所示，其中被檢測信號選擇來自第一發射機的發送信號b1(k)。軟判定發送符號b1′(k)被輸入函數計算器331-1來計算函數f(b′1(k))。來自N個解碼器的軟判定發送信號b′1(k)至b′n(k)被輸入到誤差矩陣發生器332-1以根據式(35)，(36)及(48)計算並生成誤差矩陣G(k)。誤差矩陣G(k)、估算的信道矩陣H及噪聲功率σ2被輸入到濾波係數發生器333-1，其中作出式(34)的計算以估算自適應濾波係數wn(k)。在此情況下，f(b′n(k))也被輸入到幹擾複製矩陣發生器314-1，因此根據式(30)及(43)產生由式(29)表示的幹擾複製矩陣B′(k)。在自適應濾波器318-1中在濾波差值矩陣y′(k)時使用濾波係數wn(k)，於是得到對數似然比率Λ1[b1(k)]。應當指出，在圖2所示的濾波係數估算器317-1中，省略了圖7A所示的函數計算器331-1，及僅是軟判定發送符號b′1(k)至b′N(k)被輸入到誤差矩陣發生器332-1中以便計算式(34)。
在圖3的流程圖中，在步驟S4中產生幹擾複製矩陣B′(k)，及在步驟S5至S7的處理後，在步驟S8上確定濾波係數wn(k)。如果在步驟S8的處理期間進行了式(34)的計算，則使用軟判定發送符號b′1(k)至b′N(k)來計算式(35)至(37)，以在步驟S8-2上生成一個誤差矩陣G(k)，及在步驟S8-3上使用誤差矩陣G(k)、估算信道矩陣H及噪聲功率σ2來計算式(34)，以確定自適應濾波係數wn(k)，如圖7B所示。
當如上所述希望反映被檢測信號中的糾錯解碼結果時，在進入步驟S4前，在步驟S8-1中可計算待被檢測信號的軟判定發送符號b′n(k)，它可在步驟S4上使用，在該步驟上式(31)被式(43)替代，或換言之，式(29)，(30)及(43)可被用於產生幹擾複製矩陣B′(k)，及在步驟S8-2上，式(37)可被式(48)替代。當f(b′n(k))被選擇為等於αb′n(k)或αb′n(k)2及當α被選擇為可變時，在步驟S8-1-1中，可根據處理操作數目或整個解碼幀的可靠性來確定α，並且1+(2α+α2)b′n(k)2可被計算及在步驟S8-1-2上其用作f(b′n(k))。
在被檢測信號中反映糾錯結果的技術也可應用於在開始部分結合現有技術描述了的單用戶Turbo接收機中。在被檢測信號中反映糾錯結果的技術中，可應用由式(39)及(40)表示的近似，及在此情況下，僅是被信道估算器28提供的由式(38)表示的矩陣h可輸入濾波係數發生器333-1中，如圖7A中虛線所示。
在以上描述中，自適應濾波係數wn(k)是根據式(34)或使用信道矩陣H來確定的，但信道矩陣H的應用可省略。具體地，在開始解碼處理(Turbo接收處理)期間，出現在式(34)中的誤差矩陣G變為單位矩陣。因此，差值矩陣y′(k)及訓練信號或單獨地或與硬判定符號b^n(k)(最好b^n(k)在上述檢測上具有高可靠性)相組合地被輸入到濾波係數發生器333-1中通過應用RLS(遞歸最小二乘)技術以順序方式來計算自適應濾波係數wn(k)。因為誤差矩陣G依賴於離散時間k，在第二及隨後的解碼操作迭代期間，變成必需逐個符號地更新自適應濾波係數wn(k)，及如上所述，最好通過使用信道矩陣H來確定自適應濾波係數wn(k)。
本發明的第四方面(信道估算)在迭代信道估算中不僅使用已知信息如唯一字，而且使用信息符號的硬判定值，尤其是將極可能確實的硬判定值作為參考信號不僅應用在描述的多輸入多輸出的Turbo接收方法中，而且通常對於其中接收信號信道(傳輸路徑)由接收信號及已知信號估算的Turbo接收方法，使用估算信道值來處理接收信號及對其解碼，及在根據估算通道值的處理及對於相同接收信號的解碼處理的迭代中使用該解碼信號。
圖8表示其中在信道估算Turbo均衡器41中使用的信息符號硬判定值的例子。該Turbo均衡器41根據估算信道值來確定線性均衡濾波係數。接收信號由該線性均衡濾波器處理，及解碼所處理的信號，及在處理相同接收信號的迭代中使用該解碼信號。接收信號r(k)被輸入到Turbo均衡器41及被送到信道估算器42，在其中根據接收信號r(k)及來自存儲器29的唯一字估算信道值(傳輸路徑特徵)。在Turbo均衡器41中根據估算的信道值使接收信號r(k)受到均衡處理，及然後再受到解碼處理，由此輸出解碼數據c′(i)及軟判定值b′(i)。軟判定值b′(i)被輸入到符號選定器43。如果軟判定值b′(i)具有的絕對幅值大於或大於一個閾值，則相應的硬判定值b^(i)被存儲到前符號存儲器32，作為極可能是確實的一個硬判定值來更新它。在相同接收信號r(k)的隨後迭代接收處理(均衡處理)期間，在信道估算器42中進行的信道估算不僅使用唯一字、而且使用存儲在前符號存儲器32中的信息符號的硬判定值b^(i)來進行。
Turbo均衡器41可包括圖1所示的接收機，例如，從其中去掉了迭代信道估算器28，唯一字存儲器29及前符號存儲器32。它可包括圖31中所示的接收機。並且，根據Wiener解法式(19)的解將為以下形式w(k)＝E[y′(k)y′H(k)]·E[b(k)·y′(k)]＝[HΛ(k)H+σ2I]·h (50)式中H由式(8)確定，及h≡[H(Q-1)，…，H(0)]T其中H由式(5)確定，及σ2＝E[‖v‖2](噪聲協方差)，及Λ(k)＝diag[1-b′2(k+Q-1)，…，1，…，1-b′2(k-Q+1)]以此方式，在圖31中所示的接收機中還估算信道矩陣H，並且用信道矩陣H來確定均衡濾波係數w(k)，接收信號根據濾波係數w(k)被濾波，並且該處理的輸出受到解碼處理。因此，在迭代逆處理期間通過使用信道估算中高可靠性的硬判定信息符號可獲得更正確的信道估算。
圖9表示一個Turbo接收機的例子，其中在迭代接收中使用了進行RAKE合成的信道估算方法。接收信號r(k)被饋送到RAKE合成處理器45及信道估算器42。在初始接收期間，在信道估算器42中根據接收信號r(k)及唯一字來估算信道值，及根據RAKE合成處理器45中的估算信道值，在RAKE合成處理器45和傳輸信道上每個符號受到的相位轉動進行補償，或進行時間分集處理以輸出到Turbo解碼器46。Turbo解碼器46傳遞輸出解碼數據c′(i)及軟判定值b′(i)。軟判定值b′(i)被輸入到符號選定器43，及在所述例中通過更新將極可能是確實的信息符號的硬判定值b^(i)存儲到前符號存儲器32中。在第二及隨後的RAKE接收Turbo解碼的迭代接收處理期間，為了信道估算，在信道估算器42中不僅使用唯一字而且使用在前迭代期間獲得的信息符號的硬判定值，由此使信道估算更加精確，以改善質量。
圖10表示一個Turbo接收機的例子，其中在使用自適應陣列天線的迭代接收中應用所述的迭代信道估算方法。接收信號r(k)被自適應陣列天線接收器47接收，及然後分支到信道估算器42，在其中根據接收信號及結合唯一字進行信道估算。估算的信道值被用來在陣列權重確定單元中確定施加於每個天線單元或相應接收路徑的權重，以便使自適應陣列天線接收器47的天線方向性響應的主射束對準所需波的進入方向，而零射束對準幹擾波的進入方向，並且這些權重將施加到可施加的地方。來自自適應陣列天線接收器47的接收輸出被饋入Turbo解碼器46，用於解碼，由此輸出解碼數據c′(i)及軟判定值b′(i)。軟判定值b′(i)被輸入到符號選定器43，及通過更新將極可能是確實的硬判定值存儲到前符號存儲器32中。在第二及隨後的自適應陣列天線接收器47-Turbo解碼器46的迭代接收處理期間，在前迭代期間獲得的信息符號硬判定值與唯一字一起使用在信道估算器42的信道估算中。以此方式，信道估算可更正確地進行，其結果是天線方向性響應更精確的控制及改進了質量。
圖8中所示的Turbo均衡器41被概要地表示在圖11A中，它包括軟輸入軟輸出(SISO)均衡器41a及SISO解碼器41b的串聯連接，及均衡器41a及解碼器41b之間的迭代操作。圖9及圖10中所示的Turbo解碼器46被概要地表示在圖11B中，如該圖所示，它包括SISO解碼器46a及SISO解碼器46b的串聯連接，及解碼器46a及46b之間發生的迭代解碼操作。圖9及圖10中所示的Turbo解碼器46可包括單個SISO解碼器。
圖8至10所示的例子被共同地表示在圖12中。因此，開始在迭代接收機(Turbo接收機)49中根據由信道估算器42估算的信道值處理接收信號，處理的信號被解碼，及解碼操作的結果以解碼數據(符號)c′(i)及其軟判定值b′(i)的形式輸出。軟判定值b′(i)在符號選定器43中與一個閾值相比較，以確定相應的解碼數據c′(i)(符號硬判定值)是否是極可能確實的。如果確定為極可能確實的，通過更新將硬判定值存儲在前符號存儲器32中，及在使用估算信道值及解碼處理的第二及隨後的迭代處理中，在信道估算器42中進行的信道估算中除已知信息如唯一字外還使用前迭代期間獲得的符號硬判定值來提供更正確的信道估算。
圖13表示還使用符號硬判定值的迭代Turbo接收方法的一個示範處理程序。在步驟S1上，基於接收信號及已知信號估算信道值。在步驟S2上，作出檢驗，看是否是第一次迭代處理，如果是的話，在步驟S3上使用在步驟S1上的估算信道值來處理接收信號，及然後進行解碼處理以確定符號硬判定值及軟判定值。在步驟S4上，提取出相應於符號軟判定值及極可能為確實的符號硬判定值，及在步驟S5上，使用分離出的符號硬判定值來更新被存儲在存儲器32中的前符號硬判定值。在步驟S6上，作出檢驗，看是否是解碼處理次數達到預定的數目，如果不是，則操作返回到步驟S1。當在步驟S2上發現迭代處理不是第一次，在步驟S7上從存儲器32中讀出前符號硬判定值，及將其與接收信號的信息符號一起使用以執行信道估算，接著操作轉移到步驟S3。
並且，如前參照圖6結合步驟S1′至S4′所述的，在第二及隨後迭代期間可不使用已知信號。
在圖10所示的例中，RAKE合成處理器45可被插在自適應陣列天線接收器47及Turbo解碼器46之間，如虛線所示。在該例中，對於補償每個符號的相位轉動所需的信道估算及在RAKE合成處理器45中的RAKE合成可由信道估算器42執行，或分開地進行。
不同於白高斯噪聲的噪聲在Turbo接收方法的實施例(本發明的第一方面)、根據本發明第二方面考慮糾錯的實施例及特徵為其信道估算方法的Turbo接收方法的實施例(根據本發明的第四方面)中，處理是在假定噪聲為白高斯噪聲的前提下進行的。具體地，出現在式(29)右側的指示來自每個天線的接收信號rm(k)的vm(k)被假定為白高斯噪聲。白高斯噪聲意味著跟隨高斯分布及具有如下表達式的統計特徵的信號 式中E[]表示一個期望值及σ2表示方差。白噪聲可例如是由天線元件中產生的熱噪聲。受白噪聲假定影響的是出現在確定濾波係數wn(k)的式(34)中的σ2I部分，或出現在確定濾波係數wn(k)的式(50)中的的σ2I部分。例如，出現在式(34)中的wn(k)將通過以下的處理來計算wn(k)＝(HG(k)HH+E[n(k)·nH(k)])-1h＝(HG(k)HH+σ2I)-1h式中vm(k)通過假定具有方差σ2的白高斯噪聲計算為E[n(k)·nH(k)]＝σ2I。被迭代信道估算器28(圖1)或42(圖12)估算的信道矩陣H、σ2及基於先驗對數似然比率值計算的誤差矩陣G(k)被代入式(34)，以計算濾波係數wn(k)。
當噪聲vm(k)不是白高斯噪聲時，不能使用E[n(k)·nH(k)]＝σ2I。因此，為了計算濾波係數wn(k)，必需通過一個單獨的方法估算噪聲分量期望值(協方差)矩陣E[n(k)·nH(k)]。現在將描述該方法。用於噪聲分量的協方差矩陣被縮寫為U≡E[n(k)·nH(k)]。式(22)中的y(k)＝H·B(k)+n(k)被改寫成n(k)＝y(k)-H·B(k)及代入協方差矩陣U，如下式所示
U＝E[n(k)·nH(k)]＝E[(y(k)-H·B(k))·(y(k)-H·B(k))H]如果我們假定，矩陣y(k)可從接收信號中得到，來自信道估算器的信道矩陣H的估算值H^及B(k)可從參考信號中得到，可以根據時間平均方法如下地估算矩陣UU^=k=0Tr(y(k)-H^B(k))(y(k)-H^B(k))H......(51)]]>式中Tr代表參考符號的數目。
在迭代信道估算器28或42中發生的迭代信道估算期間，使用信道矩陣H與式(51)一起來估算協方差矩陣U^。其步驟表示在圖14上。圖14A表示一個唯一字及發生在接收信號一幀中的信息符號系列，及圖14B表示初始處理及隨後的處理。在初始處理期間，僅使用唯一字作為參考信號初始的估算信道矩陣H。接著，根據式(51)使用唯一字及信道矩陣估算值H^來估算U。使用估算值U及H^，可如下地計算濾波係數w(k)wn(k)=(H^G(k)H^H+U^)-1h.....(52)]]>及使用濾波係數w(k)對接收信號施加第一均衡，由此估算發送的信息符號。
在第二迭代期間，使用唯一字及在初始均衡期間估算的並根據閾值確定為極可能確實的信息信號(*)之一兩者作為參考信號，以與初始處理相同的步驟再估算H，及由此估算U。當該操作重複時，信道矩陣估算值H^隨著迭代變得更精確，並且U的估算變得更精確，由此改善了濾波係數wn(k)的精確度，以改善均衡器的響應。
以此方式，當在接收信號中包含了不同於白高斯噪聲的噪聲時使Turbo接收成為可能。
作為一個例子，通過對包含在接收信號中的噪聲的協方差矩陣U的估算來執行線性均衡的一個功能結構表示在圖15中，其中獲得對數似然比率Λ1[b(k)]，它作為圖2中所示的多輸出均衡器31的相應於來自第一發射機的發射信號的接收信號的均衡輸出。在圖15中與圖2中相應的部分用與圖2中相同的標號表示。
來自唯一字存儲器29的唯一字或來自前符號存儲器32的極可能確實的前符號硬判定被輸入到參考矩陣發生器319，然後它根據式(25)及(26)產生參考矩陣B(k)。參考矩陣B(k)，來自信道估算器28的估算信道矩陣H^及來自接收矩陣發生器311的接收矩陣y(k)被施加給協方差矩陣估算器321，它然後計算式(51)以獲得用於協方差矩陣U的估算矩陣H^。
來自軟判定符號發生器313-1的軟判定發送符號b′n(k)，…，b′n(k)被輸入到誤差矩陣發生器322-1，其中根據式(35)，(36)及(37)來產生相應於信道估算的均方誤差的誤差矩陣G1(k)。誤差矩陣G1(k)，估算的協方差矩陣U^及估算信道矩陣H^被施加給濾波估算器323-1，在其中計算式(52)以估算濾波係數w1(k)。濾波係數w1(k)及來自不同計算器316-1的不同矩陣y′(k)被饋入自適應濾波器318-1，在這裡對y′(k)施加濾波處理w1(k)Hy′(k)，其結果作為對數似然比率Λ1[b1(k)]被輸出。
當在被檢測信號中反映糾錯記錄結果時，如圖15中虛線所示，使用在圖7A中所示的函數計算器331-1，以計算f(b′n(k))，並且幹擾複製矩陣發生器314-1使用式(43)而非式(31)並且誤差矩陣發生器322-1使用式(48)而非式(37)來計算。
圖14B中所示的步驟作為流程圖表示在圖16中。具體地，在步驟S1上，接收信號r(k)及已知信號(例如，唯一字)被用來估算信道矩陣H，及在步驟S2上，作出檢驗，看該處理是否為第一次，如果是的話，已知信號、估算的信道矩陣H^及接收信號r(k)被用於在步驟S3上計算式(51)，以確定估算的協方差矩陣U^。
在步驟S4上，估算信道矩陣H^，估算協方差矩陣U^及包括符號軟判定值的誤差矩陣G(k)被用來計算式(52)，以估算濾波係數wn(k)。
在步驟S5上，使用估算的信道矩陣H^及濾波係數wn(k)來均衡接收信號或計算式(27)以確定wnH(k)y′(k)並獲得對數似然比率Λ1[bn(k)]，接著執行解碼處理，以估算發送符號的硬判定值及軟判定值。
步驟S6的目的是確定符號硬判定值，它相應於超過一個閾值及極可能是確實(或具有高可靠性)的符號軟判定值。該符號硬判定值被用來更新存儲在前符號存儲器32中的符號硬判定值。接著，在步驟S8上作出檢驗，看解碼處理的次數是否達到給定值，如果未達到，操作返回到步驟S1。但是，如果達到給定數目，則完成對於該接收幀的處理。
如果在步驟S2上發現迭代處理不是第一次，即為第二或接著的迭代時，在步驟S9上從前符號存儲器32中讀出符號硬判定值，並將它與接收信號中的信息符號一起使用來估算信道矩陣H，然後轉移到步驟S3。
並且，通過以類似於圖6中虛線所示的步驟S1′至S4′的方式改變步驟S1及S2，可以在第二及接著迭代期間避免使用已知信號。當希望在被檢測信號中反映糾錯記錄結果時，可在步驟S10上計算函數f(bn′(k))，如圖16中虛線所示，及它可被用來獲得誤差矩陣G(k)。在另一個例子中，硬判定發送符號可不被用在協方差矩陣U^的估算中。可對各種使用目的使用對包含在接收信號中非白高斯噪聲的噪聲的協方差矩陣U估算的功能，這將描述如下。
(1)將引用包含未知幹擾信號的多序列發送信號的接收方法。如圖30A中所示，假定除可能從N個用戶發射機發送的N序列的發送信號外，Turbo接收機未知的幹擾信號i(k)、例如來自移動通信的其它蜂窩區或區域的信號被Turbo接收機接收。在此情況下，式(20)可被寫成以下形式rm(k)＝∑q=0Q-1∑n＝1Nhmn(q)·bn(k-q)+i(k)+vm(k) (20)′在該模型中，令i(k)+vm(k)≡vm′(k)，我們有rm(k)＝∑q＝0Q-1∑n＝1Nhmn(q)·bn(k-q)+v′m(k)(20)″將vm′(k)看作非白高斯噪聲的噪聲，以前面所述方式估算H及U，及估算wn(k)，則可通過接收信號均衡及發送符號估算的迭代來產生Turbo接收。
(2)在使用發送/接收濾波器分開的通信系統中，當以高於一個符號周期的速率作出接收信號的過採樣時，將發生包含在各個時刻採樣的接收信號中的噪聲分量之間的相關性，這將防止接收信號中的噪聲被作為白高斯噪聲來處理。換言之，式(20)不能被使用。因此，表示為E[n(k)·nH(k)]＝σ2I的假定不能成立。對發送/接收分開濾波的接收信號的處理可使用式(51)來確定協方差矩陣U，由此允許接收信號被正確處理。
(3)在所述的Turbo接收方法中，其設置是這樣的，來自Q路徑上的每個發射機(用戶)的每個多路分量被合成。但是，在信道上存在加長延時波的情況下(例如，假定路徑包括一個符號延時、二個符號延時及三個符號延時路徑及分開地存在30個符號延時路徑；在此情況下，這30個符號延時路徑分量被看成加長延時波)，可能阻止該加長延時波被合成，但可將其看成可被自適應濾波器消除未知的幹擾。當加長延時波分量被看成根據本發明第一方面(1)的例中的幹擾信號i(k)時，它可被消除。
在包含非白高斯噪聲的噪聲的接收信號的處理中，協方差矩陣U的估算可通過允許它在式(50)中代替σ2I而應用於單用戶Turbo接收方法。類似地，它可用在圖9所示的RAKE合成處理接收中或用在圖10所示的使用自適應陣列天線接收的Turbo接收中，而不管是單用戶或多用戶的應用，或更普遍地，用在圖12所示的迭代解碼操作期間信道估算器42中的信道估算及協方差矩陣U的估算。對於RAKE接收，僅可使用信道估算。
本發明的第三方面(多級均衡)在以上描述中，接收信號r1，…，rM在多輸出均衡器31中被均衡以確定對數似然比率Λ1[b(k)]，…，ΛN[b(k)]，但在本發明第一方面的變型(2)中，設有多個級聯的均衡器級，其方式為輸出的數目在後級均衡器上減小。作為例子，圖17表示均衡器被分成兩部分，其中前級均衡器(多用戶均衡器)71消除了位於後級均衡器-單用戶均衡器21′範圍以外的幹擾分量。為此，例如作出包括軟幹擾消除及根據MMSE(最小均方誤差)準則的線性濾波的前級處理，及接著，後級均衡器21′執行具有路徑數目等於Q的單用戶均衡。
即使當以級聯方式進行均衡及在前級處理中使用線性濾波器時，也可能抑制地阻止計算量的增加。
在圖18上表示出根據基於本發明(2)的第一方面基本概念的實施例及包括本發明的MIMO系統的示範結構的多輸出Turbo接收機的結構。應該理解，與圖1所示相應的部分使用前面使用的參考字符，及不再重複對它們的說明。(在接著的說明中相同的部分保持不變)。
來自每個發射機的發送信號通過傳輸路徑(信道)被Turbo接收機30接收。接收信號r(k)被輸入到多用戶均衡器71，由該均衡器使來自N個發射機的信號以信號u1(k)，…，uN(k)形式傳遞，其中信號u1(k)，…，uN(k)的每個以與其它發射機的信號幹擾無關的形式提供，並且信道值α1(k)，…，αN(k)輸出到單個用戶均衡器21-1，…，21-N。這些SISO均衡器21-1，…，21-N輸出對數似然比率Λ1[b1(k)]，…，Λ1[bN(k)]。接著的處理類似於圖1。但是在單用戶均衡器21-1，…，21-N中所使用的信道值α1(k)，…，αN(k)是多用戶均衡後獲得的信道值，且不同於信道矩陣H。因此，α1(k)，…，αN(k)被稱為後均衡信道信息。
現在將更具體地描述其運算。
式(23)至(26)的規定類似於以上與圖1相關的描述，並考慮多徑(信道)的數目Q。
在圖18中所示的後級均衡器21-1，…，21-N的目的是均衡被各用戶本身的信號符號符間幹擾的信道[bn(k)，bn(k-1)，…，bN(k-Q+1)](其中n＝1，…，N)。為此，前級均衡器71進行工作，以消除y(k)中除[bn(k)，bn(k-1)，…，bN(k-Q+1)](其中n＝1，…，N)外的幹擾。這將在下面更具體地討論。
開始，根據式(15)使用由解碼器24-1，…，24-N反饋的、式71的先驗信息λ2p[bn(k)](其中n＝1，…，N)來確定軟判定發送符號估算b′(k)。
該軟判定發送符號b′n(k)及信道矩陣H被用來產生幹擾信號的複製信號H·B′(k)，然後它被從接收矩陣y(k)中減去。
y′n(k)≡y(k)-H·B′(k)(27)′＝H·(B(k)-B′(k))+n(k) (28)′式中B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]T(29)′b′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′n(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1，…，1 (53)b′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…0…b′N(k+q)]Tq＝0，…，-Q+1 (54)應指出，b′(k+q)在第n個位置具有零元素。
以此方式減去幹擾的運算將在下面稱為軟幹擾消除。假定幹擾信號的複製信號以理想方式產生，將看到，由減法產生的y′n(k)可僅具有第n個用戶的符號bn(k)，及被由令式(54)中b′(k+q)的第n個元素對於q＝1，…，-Q+1等於0而得到的第n個用戶的符號[bn(k-1)，…，bn(k-Q+1)]引起的符間幹擾分量。
實際上，由第n個用戶(發射機)的信號對接收矩陣r(k)的影響僅是由符號[bn(k)，bn(k-1)，…，bN(k-Q+1)]所產生的。但是，應由式(21)給定的接收矩陣y(k)的定義理解當基於第k個符號bn(k)時，在作為多徑合成結果的接收矩陣y(k)中第n個用戶(發射機)的信號產生的影響包括由將來的符號[bn(k+Q-1)，bn(k+Q-2)，…，bn(k+1)]引起的符間幹擾分量。因此，幹擾複製信號包括來自其它符號的幹擾分量。在這方面，由式(27)′確定的差值矩陣y′(k)不同於由式(27)確定的差值矩陣y′(k)。
因此，在均衡器71中後級處理的下一步驟是消除在軟幹擾消除後所剩餘的殘餘幹擾，即由幹擾複製信號H·B′(k)的不完善合成而產生的殘餘幹擾分量及來自使用MMSE(最小均方差)準則線性濾波的y′n(k)的將來符號之間的幹擾分量。換言之，該消除由一種如使用濾波特性wn(k)的y′n(k)的濾波的設置來進行，如式(55)所示，它等於符號[bn(k)，bn(k-1)，…，bn(k-Q+1)]各乘以信道值α1n(k)，α2n(k)，αQn(k)的和wnH(k)·y′n(k)≈∑q＝0Q-1αq(k)·bn(k-q)
＝αnH(k)·bn(k)(55)因此，所需要的是通過確定濾波特性wn(k)及後均衡信道值(信道信息)αn(k)來計算式(55)。接著將描述wn(k)及αn(k)的求解。應指出，該濾波特性wn(k)不同於由式(32)及(34)給出的濾波係數wn(k)，為了方便起見將使用類似的表示。
所需的解將被確定為以下優化問題的解(wn(k)，αn(k))＝arg min‖wnH(k)·y′n(k)-αnH(k)·bn(k)‖2(56)假定α1n(k)＝1。
換言之，將確定出使式(56)右邊取最小值的wn(k)及αn(k)。加上限制要求α1n(k)＝1，以免產生wn(k)＝0及αn(k)＝0的解。當在限制要求下可獲得解時，對於α1n(k)＝1的解‖αn(k)‖2＝1將在下面描述。為簡要起見，該問題將重新規定。即，式(56)的右側被規定為mn(k)，它是w及α的最小值。
mn(k)＝arg min‖mnH(k)·zn(k)‖2(57)假定mnH(k)·eMQ+1＝-1(它等效於α1n(k)＝1)及其中mn(k)≡[wnT(k)，-αn(k)T]T(58)zn(k)≡[ynT(k)，b(k)nT]T(59)eMQ+1＝
T(60)應理解，eMQ+1的第MQ+1位置具有元素「1」。
根據被描述在文獻[2]中的不定係數的Lagrange方法(S.Haykin，「自適應濾波理論」，Prentice Hall，第220-227頁)中，該優化問題的解如下式給出mn(k)＝-RZZ-1·eMQ+1/(eMQ+1H·RZZ-1·eMQ+1) (61)式中RZZ＝E[zn(k)·znH(k)] (62)E[A]表示A的期望值(平均值)。=EHn(k)HH+2IHnHHnI......(63)]]>Λn(k)＝diag[Dn(k+Q-1)，…，Dn(k)，…，Dn(k-Q+1)] (64)式中I表示單位矩陣，及σ2表示噪聲功率(白高斯噪聲的協方差)。
Dn(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+q)，…，1-b′2Nk+q]]q＝Q+1，…，1(66)Dn(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1，…，1-b′2N(k+q)]q＝0，…，-Q+1 (67)式中diag表示對角矩陣(不位於矩陣對角線上的所有元素為零。因此，如果已知信道矩陣H及σ2，則可根據式(61)確定mn(k)。因而，然後可根據式(58)確定wn(k)及αn(k)。
使用以此方式計算的濾波特性wn(k)，就可根據下式來使y′n(k)被濾波un(k)＝wnH(k)·y′n(k) (68)式中H表示共軛換位矩陣。
這些濾波的n個處理結果被饋送到接著的相應均衡器21-n。以此方式，獲得來自第n個個用戶的接收信號un(k)，它相應於式(1)的左側，獲得式(1)右側的相應於信道值hmn(q)的αmn(k)，及確定了相應於式(1)的式(55)。因此，αn(k)作為均衡參數(信道值)被施加給隨後的均衡器21-n。這就由均衡器71完成了前級的處理。
現在將接著描述在後繼均衡器21-n中進行的處理。如上所述，因為式(55)相應於式(1)，在均衡器21-n中對每個用戶進行的運算可與圖31中所示的均衡器21相同的方式處理，並將不再重複描述，因為它已公開在文獻[1]中。每個均衡器21-n從解碼器24-n接收un(k)，αn(k)及先驗信息λ2[bn(k)]，進行計算及輸出一個對數似然比率Λ1(LLR)，它代表每個編碼位為+1概率及為-1的概率的比並如下式所示1[b(k)]=logPr[bn(k)=+1|un(k),k=0,...,B]Pr[bn(k)=-1|un(k),k=0,...,B]...(69)]]>1[bn(k)]+2p[bn(k)].....(70)]]>式中λ1[bn(k)]表示饋入後繼編碼器24-n的非本徵信息，及λ2p[bn(k)]表示施加於均衡器31的先驗信息。解碼器24-n根據以下式子計算對數似然比率Λ22[bn(i)]=logPr[bn(i)=+1|1[bn(i)],i=0,...,B]Pr[bn(i)=-1|1[bn(i)],i=0,...,B]...(71)]]>2[bn(i)]+1p[bn(i)].....(72)]]>式中λ2[bn(i)]表示迭代期間施加於均衡器71及均衡器21的非本徵信息及λ1p[bn(k)]表示供給解碼器24-n的先驗信息。圖18所示的結構執行迭代均衡及解碼以改善誤碼率。
將參照圖19來簡要描述多用戶均衡器71的功能結構。來自每個天線的接收信號在接收器70中被處理為矩陣r(k)＝[r1(k)…rM(k)]，該矩陣用在接收矩陣發生器311中根據考慮各個多徑(信道)的式(21)來產生接收矩陣y(k)。
另一方面，來自接收器70的接收信號r(k)，及已知序列信號如用於相應於每個發射機的信道估算的、及由唯一字存儲器29供給的唯一字序列被輸入信道估算器28，以便估算信道矩陣H。
從來自各個解碼器24-1，…，24-N的對數似然比率Λ2[b1(i)]，…，Λ2[bN(i)]中減去先驗信息λ1p[bn(i)]，…，λ1p[bN(i)]，以得到非本徵信息λ2[b1(k)]，…，λ2[bN(k)]，然後它被輸入到軟判定符號估算器313-1，…，313-N，在其中根據式(15)計算軟判定發送符號b1′(k)，…，bN′(k)及然後被輸入到幹擾矩陣發生器72。在幹擾矩陣發生器72中，根據式(29)′，(53)及(54)對於每個n產生可為來自其它發射機的幹擾信號的符號估算矩陣B′(k)。這N個矩陣B′(k)及信道矩陣H的乘積分別由其它幹擾信號估算器73-1，…，73-N產生，這樣就確定了幹擾分量的複製信號H·B(k)。
分別在減法器74-1，…，74-N中從接收信號y(k)中減去這N個幹擾分量的複製信號H·B(k)，於是輸出其差值矩陣y′1(k)，…，y′N(k)。
軟判定發送符號b1′(k)，…，bN′(k)被輸入到誤差矩陣發生器75中，在這裡根據式(64)，(66)及(67)產生誤差矩陣Λ1(k)，…，ΛN(k)。這些誤差矩陣、信道矩陣H及噪聲功率σ2被輸入到濾波特性估算器76，在這裡根據式(58)，(60)，(61)，(63)及(65)來估算濾波特性wn(k)及後均衡信道信息αn。這些濾波特性w1，…，wN及差值矩陣y′1(k)，…，y′N(k)一起分別在濾波處理器77-1，…，77-N中相乘，或差值矩陣被濾波，這樣就確定了用於來自每個用戶的符號[bn(k)，bn(k-1)，…，bN(k-Q+1)]的及用於每個路徑的接收信號的分量u1(k)，…，uN(k)，在其中消除了來自其它用戶信號的幹擾。這些分量與在濾波特性估算器76中確定的後均衡信道信息α1(k)，…，αN(k)一起被饋入到圖18中所示的單用戶均衡器21-1，…，21-N。
本發明(2)的第一方面Turbo接收方法的處理程序表示在圖20中，其中與圖3中程序相應的步驟被標以與前面所使用的相同的步驟序號。但是，在步驟S4中發生的幹擾複製矩陣Bn′(k)的計算是根據式(29)′，(53)及(54)。步驟S13根據式(64)，(66)及(67)使用軟判定發送符號bn′(k)來產生誤差矩陣Λn(k)。步驟S14根據式(58)，(60)，(61)，(63)及(65)使用信道矩陣H，噪聲功率σ2及誤差矩陣Λn(k)來確定殘餘幹擾消除濾波特性wn(k)及信道信息αn。步驟S15根據殘餘幹擾消除濾波特性wn(k)來濾波差值矩陣y′n(k)以確定un(k)。在步驟S16上，對每個濾波結果un(k)施加單用戶均衡來確定對數似然比率Λn[un(k)]，然後其在步驟S10上被解碼。在其它方面，該程序類似於圖3中所示的程序。
在上面的描述中，在後級均衡器21-n中均衡的範圍被確定為用於由符號[bn(k)，bn(k-1)，…，bn(K-Q+1)](其中n＝1，…，N)引起的符間幹擾的區域，但該均衡的範圍是可調節的。例如，當Q具有很大的值時，在後級均衡器21-n中的計算負載將很大。在此情況下，後級均衡器21-n的均衡範圍被選擇為Q′＜Q，而前級均衡器71將被重配置，以便消除在區域[bn(k)，bn(k-1)，…，bn(k-Q′+1)](其中Q′＜Q及n＝1，…，N)以外相同用戶信號之間的符間幹擾。該修改將在下面描述。當均衡被分為前級及後級時，將與信道估算器28相關地設置前符號存儲器32，如圖19中虛線所示，以使得在信道值估算值中也可使用硬判定發送符號bn^(k)，由此可使估算的精確性可被改善。
在圖17所示的例中，前級多輸出均衡器71均衡N個序列中的發送信號，以便可分離來自其它序列的幹擾，以提供N個序列的信號un及後均衡信道信息αn，及接著，N個序列的每個的信號un被後級單用戶均衡器22-n處理，以便消除相同發送信號的符間幹擾。以此方式，在級聯連接的兩級中進行均衡。但是，也可使用三級或更多級的級聯連接。
作為例子，圖21表示相應與N個序列的發送信號的M個序列的接收信號rm被輸入到第一級均衡器81，以提供在其中消除了由第(U+1)至第N發送序列引起的幹擾的、用於第1至第U發送序列的均衡信號序列er1(k)及其相關的後均衡信道信息eα1(k)，以及提供在其中消除了由第1至第U發送序列引起的幹擾的、用於第(U+1)發送序列的均衡信號序列er2(k)及其相關的後均衡信道信息eα2(k)，而第二級包括均衡器82-1及82-2。er1(k)及eα1(k)被輸入到均衡器82-1，在這裡它們被均衡，以提供在其中消除了由第(U1+1)至第U發送信號引起的幹擾的、用於第1至第U發送序列中第1至第U1發送序列的均衡信號序列er3(k)及其相關的後均衡信道信息eα3，提供在其中消除了由第1至第U1發送序列及第U2至第U發送信號引起的幹擾的、用於第1至第U發送序列中第(U1+1)至第U2發送序列的均衡信號序列er4(k)及其相關的後均衡信道信息eα4(k)，以及提供在其中消除了由第1至第U2發送序列引起的幹擾的、用於第1至第U發送信號中第(U2+1)至第U發送序列的均衡信號序列er5(k)及其相關的後均衡信道信息eα5(k)。
類似地，均衡信號序列er2(k)及信道信息eα2(k)被輸入到第二級中的均衡器82-2，以提供均衡信號序列er6(k)及相關的後均衡信道信息eα6(k)，以及提供均衡信號序列er7(k)及相關的後均衡信道信息eα7(k)。當N＝5時，第三級中的均衡器83-1至83-5代表圖18中所示的單用戶均衡器。此外，輸入到均衡器83-3的輸入均衡信號可包括兩個發送信號，並且均衡器83-3可消除兩個發送信號之間的相互幹擾，以提供兩個均衡信號的組及與它們相關的後均衡信道信息，這些均衡信號及後均衡信道信息被依次提供到下個單用戶均衡器84-1及84-2並被它們均衡。作為另一變換，均衡器83-4可接收均衡信號er6(k)及信道信息eα6(k)以對於組成均衡信號er6(k)的每個發送信號、例如三個發送信號中每個的相互幹擾，它們中的每個可被兩個其它發送信號以及由於多徑引起的每個發送信號的符間幹擾所幹擾。作為又一個變型，在第二級中可重配置一個或多個均衡器82-1及82-2，使得對於多個發送信號的每個可同時地獲得均衡的信號。
以上所描述的可被概括為在第一級中的均衡器輸出多個均衡信號序列及一組後均衡信道信息，並且在級聯地連接的一個或多個級中的每一個級上可設置用於每個均衡信號序列及其相關的後均衡信道信息組的、一個或多個均衡器，從而對於第1及第n個個發送序列中的每一個發送序列最後可輸出一個均衡輸出或一個對數似然比率Λ1[bn(k)]。
當在多個級聯連接的級中進行均衡時，對於待消除幹擾的路徑數目Q最好在後級上減小，從而可減小計算量。在該例中，來自一個路徑的將出現在後級中的幹擾分量在緊前級均衡器中被消除。
以下將描述當第一級均衡器81處理N個發送信號時圖21的結構中出現的均衡處理，其中每個發送信號具有的多徑數目等於Q，以提供一組包括U個發送信號的均衡信號序列er1(k)，及其相關的後均衡均衡信道信息eα1(k)，並且後級均衡器82-1對於其多徑數目等於Q的每個發送序列執行均衡。
類似於以上結合圖18及19中所示的實施例的描述，幹擾矩陣發生器72產生幹擾矩陣B′(k)，但使用的算式從式(53)及(54)改變到(53)，(54)′及(73)，如下所示
b′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′n(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1，…1 (53)b′(k+q)＝
Tq＝0，…，-Q′+1 (54)′b′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′n(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q′，…，-Q+1 (73)式(54)′旨在提供用於第1至第U發送序列本身的符號，及提供除由本身對每個序列產生的及由於多徑Q′對每個另外序列產生的符間幹擾外的均衡，而式(73)旨在消除對第1至第U發送路徑本身的及由於第(Q′+1)至第Q路徑對每個另外序列的符間幹擾，因為在後級均衡中多徑數目減小到Q′。
以此方式獲得的幹擾矩陣B′(k)被用來產生幹擾的複製信號H·B′(k)，然後它從接收矩陣y(k)中被減去，如下式所示y′g(k)≡y(k)-H·B′(k) (27)″＝H·(B(k)-B′(k))+n(k) (28)″該減去幹擾的操作在下面稱為「軟幹擾消除」。假定以理想的方式產生了幹擾信號的複製信號H·B′(k)，將可看到yg′(k)可僅具有用於第1至第U發送符號的符號[bn(k)，bn(k-1)，…，bn(k-Q′+1)](其中n＝1至U)的信號分量。
在軟幹擾消除剩下的殘餘幹擾用MMSE準則的線性濾波器來消除，其方式類似於前面所述的方式。在此情況下，式(55)用以下所示的式(55)′來代替wgH(k)·y′g(k)≈∑n＝1U∑q＝0Q′-1αnq(k)·bn(k-q)＝αgH(k)·bg(k) (55)′其中αg(k)＝[α1，0(k)，…，α1，Q′-1(k)，…，αU，0(k)，…，αU，Q′-1(k)]T(55-1)bg(k)＝[b1(k)，…，b1(k-Q′+1)，…，bU(k)，…，bU(k-Q′+1)]T(55-2)以類似於前面所述的方式來進行wg(k)及αg(k)的求解以確定wg(k)及αg(k)，它使相應於式(56)的下式的右邊取最小值(wg(k)，αg(k))＝arg min‖wgH(k)·y′g(k)-αgH(k)·bg(k)‖2(56)′假定α1，0(k)＝1。
加入限制要求，以便避免可能產生αg(k)＝0及wg(k)＝0的解。並也使用‖αn(k)‖2＝1的限制要求來提供解，在以下的說明中，該問題可對於α1，0(k)＝1作如下的改寫mg(k)＝arg min‖mgH(k)·zg(k)‖2(57)′假定mgH(k)·eMQ+1′＝-1其中
mg(k)≡[wgT(k)，-αgT(k)]T(58)′zg(k)≡[ygT(k)，b(k)gT]T(59)′eMQ′+1＝
T(60)′可以理解在第(MQ′+1)位置，eMQ′+1具有「1」元素。
根據描述在文獻[2]中披露的中間係數的Lagrange方法該優化問題的解如下式給出mg(k)＝-RZZ-1·eMQ′+1/(eMQ′+1H·RZZ-1·eMQ′+1)(61)′其中Rzz=E[Zg(k),ZgH(k)].....(62)]]>=EHn(k)HH+2IHgHHgI.......(63)]]>Λn(k)＝diag[Dn(k+Q-1)，…，Dn(k)，…，Dn(k-Q+1)](64)′ Dn(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+q)，…，1-b′2N(k+q)]q＝Q+1，…，1 (66)Dn(k+q)＝diag[1，…，1，1-b′2U+1(k+q)，…，1-b′2N(k+q)]q＝0，…，-Q′+1(67)′Dn(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+q)，…，1-b′2N(k+q)]q＝Q′，…-Q+1 (74)因此當已知信道參數時，可根據式(61)′確定mg(k)。此外，可根據式(58)′確定wg(k)及αg(k)＝(eα1(k))。這些計算例如可在圖19所示的濾波特性估算器(76)中作出，及為了濾波在濾波處理器77-1計算下式er1(k)＝wgH(k)·y′g(k)該均衡輸出er1(k)及後均衡信道信息eα1(k)＝αg(k)被饋入後級均衡器82-1。
當例如具有5個發送序列(用戶)，它們被分成3個發送序列(用戶)的一組及2個發送序列(用戶)的一組時，以上述方式，可用U＝3及2執行以上算法，並將兩個均衡輸出er1(k)，eα1(k)及er2(k)，eα2(k)輸入到被設計來分別處理3個發送序列及2個發送序列的均衡器中，由此獲得了用於每個發送序列的均衡輸出。
在軟判定發送符號中反映被檢測信號的糾錯解碼結果也可如上述的方式應用在圖8所示的單用戶Turbo均衡接收機、圖9所示的RAKE合成Turbo接收機、圖10所示的包括自適應陣列天線接收器的Turbo接收機、圖12所示的包括信道估算器42的通用Turbo接收機中。
在圖13，14及15中，已被確定為極可能確實的符號硬判定值在第二及隨後的迭代期間也作為參考信號被用在信道矩陣H及協方差矩陣U^的估算中。但是在第二及隨後的迭代期間，可僅使用唯一字作為參考信號來用式(51)估算協方差矩陣U^，而省略使用符號硬判定值的信道估算及協方差矩陣U^的估算。
本發明(2)的第一方面(並行發送)所提出的是，來自單用戶的信息序列c(i)以多個並行序列被傳輸，以便以高頻率使用率獲得高速率傳輸。現在將描述結合本發明的可用於這種發送信號的Turbo接收機的一個實施例。
參考圖22，其中與圖1中相同的部分使用與其相似的標號，在發送側，調製器13的調製輸出信號b(j)輸入到串行-並行轉換器14，其中每個符號b(j)順序地被分配成N個序列。假定具有序列信號b1(k)，…，bN(k)，其中數目N等於或大於2。雖然圖中未示出，這些信號在轉換成射頻信號後由N個天線發射。
這N個串行信號通過信道(傳輸路徑)傳輸，以由根據本發明的Turbo接收機接收。該接收機具有一個或多個接收天線，並且接收信號作為包括一個或多個(M)信號的基帶數字接收信號rm(k)(其中m＝1，2，…，M)被輸入到多輸出均衡器31。接收信號rm(k)例如由圖30B所示的方式產生。
多輸出均衡器31以與圖2中相同的方式構成及根據圖3中所示的處理程序執行處理。因此，在減法器25中從來自圖22中所示的解碼器24的對數似然比率Λ2[b(i)]中減去非本徵信息λ1[b(i)]，並且減法輸出被交織器26交織處理以提供先驗信息λ2[b(j)]，然後它在串行-並行轉換器15中被轉換成N個序列的先驗信息λ2[b1(k)]，…，λ2[bN(k)]，以輸入到多輸出均衡器31。
因此，N個序列的接收信號在多輸出均衡器31中以類似於前面所述的方式受到線性均衡，及輸出N個對數似然比率序列Λ1[b1(k)]，…，Λ1[bN(k)]，它們然後被輸入到並行-串行轉換器16，以被轉換成單個的對數似然比率序列Λ1[b(j)]並提供給減法器22。藉助該結構，至多輸出均衡器31的輸入信號格式類似於結合圖1至3所述的格式，因此，通過參照上述圖1至3所述的均衡可獲得N個對數似然比率序列Λ1[b1(k)]，…，Λ1[bN(k)]，並且易於看出，通過使用串行-並行轉換器15及並行-串行轉換器16允許迭代解碼處理。以與來自圖1至3結構中第n個發射機的發送信號相應的方式，將使N個並行發送信號中第n個或第n個列發送信號均衡。也易於看出，上述結合圖4至7所述的實施例可用於N個序列信號的並行接收。通過在如圖18至22的級聯方式的多個均衡器級中的處理，與通過圖1至31所示的單均衡器的處理相比，接收特性可被改善。
根據本發明的Turbo接收方法及Turbo接收機也可應用於接收卷積碼/Turbo碼+交織器+多值調製，例如QPSK、8PSK、16QAM、64QAM等、TCM(格碼調製)/TurboTCM。
M個接收信號的產生由M個天線#1，…，#M得到M個接收信號r1(k)，…，rM(k)，但它們也可由單天線得到。此外，M(它大於L)個接收信號可由L(它是等於或大於2的整數)個天線獲得。雖然在圖1中未具體表示，來自天線#1，…，#M的接收信號在基帶轉換器中被轉換成基帶接收信號r1(k)，…，rM(k)及在離散時間上被採樣以提供數位訊號r1(k)，…，rM(k)。
如圖30B所示，例如由L＝2天線#1及#2接收的接收信號可分別在基帶轉換器61-1及61-2中轉換成基帶信號，它們的輸出將由A/D轉換器64-1，64-2及64-3，64-4將根據來自採樣信號發生器62的採樣信號採樣，這些採樣信號是通過在移相器63中將上述採樣信號移相其半周期T/2而獲得的以分別輸出數位訊號r1(k)，r2(k)，r3(k)，r4(k)。然後數位訊號可輸入到如圖1或圖18或圖22所示Turbo接收機30以提供N個解碼輸出。應該理解，來自採樣信號發生器62的採樣信號的頻率被這樣選擇，以使得輸入到Turbo接收機30的接收信號r1(k)，…，r4(k)的每個採樣周期與當單個接收信號rm(k)由每個天線接收時所使用的採樣周期相一致。
本發明的效果如上所述，根據本發明(1)的第一方面，實現了多輸出(MIMO)接收方法。為了說明其量值效果，在圖23及24中用曲線表示出誤碼率響應。在每個圖中，橫坐標上的Eb/No代表位功率與噪聲之比。在仿真中假定以下條件用戶(發射機)數目 2每個用戶的多徑數目Q 5接收天線數目 2每幀信息符號數 450比特每幀唯一字數 25比特信道估算方法 RLS(清除係數0.99)糾錯碼率 1/2，約束長度3卷積碼都卜勒頻率 1000Hz(瑞利(Rayleigh)衰落)調製BPSK傳輸速率20Mbps解碼器24 Max-Log-Map解碼器迭代數目4在幀內無衰落用於逆矩陣的矩陣求逆輔助定理無近似地使用在濾波係數w的計算中。
圖23表示當信道估算完善地獲得(無估算誤差)或當信道已知為用戶數N＝2、接收天線數M＝2、瑞利路徑數Q＝5時的誤碼率特性。可以看出，第一輪不是迭代而第二輪是第一迭代。還可看出，通過迭代使誤碼率特性大為改善。由此亦可看到，根據本發明的用於MIMO的Turbo接收方法以完善的方式工作。
圖24表示迭代信道估算(根據本發明第四方面)的效果。橫坐標表示閾值Th。Eb/No被固定在4dB上(其中Eb用於一個用戶)，及Th＝1.0可考慮為其中不選擇符號硬判定值或其中使用符號硬判定值的信道估算未被作出的的傳統方法。在該例中，由圖可看出，BER特性具有小的迭代效果，因為信道估算不精確。閾值Th＝0指示所有硬判定值被直接使用，並且當信息符號的硬判定值以此方式被使用時，由圖可明顯看出平均比特誤碼率得以改善，並使信道估算被精確執行到相應的程度。對於0.2至0.6量級的閾值，平均比特誤碼率比Th＝0時降低了，這表示最好僅使用一個極可能確實的硬判定值。可以看出，約為0.25的Th值是最可取的。
圖25表示MIMO接收方法的誤碼率特性，其中根據閾值確定為極可能確實的發送符號硬判定值被用於信道估算，或它以曲線66的形式使用迭代信道估算。在該例中，閾值被設在0.25上及圖示結果代表使用以下參數在四次迭代後得到的特性N＝2，M＝2，Q＝5瑞利，fdTs＝1/20.000及900符號/幀。為了作出比較，以曲線67表示具有完善信道估算的誤碼率特性，而以曲線68表示其中在信道估算中未使用信息符號的硬判定值或僅作出無迭代的單信道估算的誤碼率特性。由圖示曲線可以看出，當使用迭代信道估算時誤碼率特性接近於由完善信道估算獲得的特性。
藉助上述信道估算方法，通過基於解碼軟判定值確定硬判定值是否可能是確實的及通過在下次迭代時使用具有在信道估算中極可能是確實的硬判定值，可更精確地執行信道估算並使解碼質量改善。
為了確認估計協方差矩陣U^(對於不是高斯噪聲)實施例的效果，使用以下參數進行了仿真。
用戶(發射機)數目 3(選擇其中一個作為未知幹擾i(k))每個用戶的多徑數目Q 5接收天線數目 3每幀信息符號數 450比特糾錯碼率 率1/2，約束長度3卷積碼都卜勒頻率 1000Hz(瑞利衰落)調製 BPSK傳輸速率 20Mbps解碼器24 Log-Map解碼器迭代數目 4三個用戶(發射機)的功率選擇相等。
圖26示出了如圖14，15和16所示的估算H和U^的Turbo接收機的BER(比特誤碼率)特性的仿真結果，並且圖27示出了直接使用圖1所示的Turbo接收機的BER特性(其中使用圖13所示的方法)。在圖26中，假設噪聲僅包括白高斯噪聲，可以看出兩次或多次信道估算迭代和解碼處理效果甚微。相反，從圖27可以看出隨著迭代次數的增加，BER特性得到改善，並且此外，對於相同的Eb/No，BER比圖26所示的小很多。
為了確認實施例(根據本發明第二方面)-其中糾錯解碼結果被反映在來自一個預定用戶(發射機)的接收信號的符號軟判定值b』n(k)中-的效果，使用以下參數進行了仿真
用戶(發射機)數目N 4每個用戶的多徑數目Q 5接收天線數目2每幀信息符號數900比特糾錯碼 卷積碼(編碼率1/2，約束長度3)調製BPSK解碼器24Log-Map解碼器差錯編碼率 1/2迭代數目 5作出的選擇是f(b′n(k))＝a×b′n(k)圖28表示一個圖1所示多輸出Turbo接收機及另一個多輸入多輸出Turbo接收機的BER特性，後一接收機中糾錯解碼結果被反映在b′n(k)中，圖中所示黑點用於前者，及白點用於後者。應指出，在圖中圓圈代表初始輪，向下的三角代表第二迭代，菱形代表第三迭代，向左的三角代表第四迭代及向右的三角代表第五迭代。圖28A表示當α固定為0.2時相對Eb/No作出的BER特性的仿真結果，及圖28B表示當Eb/No為6dB時相對α作出的BER特性的仿真結果。可以看到，α＝0代表b′n(k)＝0。由圖28A可看到，在糾錯解碼結果被反映在b′n(k)中的多輸入多輸出接收機中，在第三及接著的迭代後獲得的BER與在先迭代期間獲得的BER相比得到的改善大於圖1中所示的多輸入多輸出Turbo接收機的情況；及在第三及接著的迭代後，當與為獲得在BER＞10-4範圍中的每個BER所需的Eb/No作比較，與圖1中所示的多輸入多輸出Turbo接收機相比，其中糾錯解碼結果被反映在b′n(k)中的多輸入多輸出接收機具有約0.5dB或更大的增益。應指出，在Eb/No＝6dB的第五次迭代期間，獲得BER＝10-5，與圖1中所示的接收機相比BER下降1/10倍或更多。由圖28B可以看出，在由式0＜α＜0.6指示的α範圍中獲得改善及當α超過0.6時BER特性變差，阻止了正確解碼結果的獲得。由該結果可看出，最佳α值為0.2。但是應該理解，α的最佳值不被限制在0.2上，而具有改善效果的α範圍將根據被接收的用戶數目、具有幹擾的傳播環境、接收天線數目等來改變。此外，可選擇不同的值作為α的最佳值。
當BPSK調製用於數目等於N的多個用戶(發射機)，及來自每個發射機的多徑數目等於Q，接收天線的數目等於M時，在傳統單用戶Turbo接收機直接擴展到多輸出(MIMO)的情況下，如前所述，均衡器中所需的計算量為2N(Q-1)的量級，但用根據本發明第三方面的Turbo接收方法，計算量可下降列N(MQ)3的量級。作為例子，假定N＝8，Q＝20及M＝8，2N(Q-1)≈5·1045，而N(MQ)3≈37·107，由此表明，根據本發明第二方面的Turbo接收方法計算量可將大大下降。
在以下條件下進行仿真，以便確認根據本發明第三方面的Turbo接收方法可獲得良好的比特誤碼率特性，其中假定信道矩陣H已知用戶(發射機)數目N 4每個用戶的多徑數目Q5接收天線數目 2每幀信息符號數 900比特糾錯碼率1/2，約束長度3卷積碼都卜勒頻率 1000Hz(瑞利衰落)調製 BPSK解碼器24 Log-Map解碼器傳輸速率 20Mbps解碼器 Log-MAP解碼器迭代數目 6假定以理想方式進行信道估算。
圖29表示對於BER(比特誤碼率特性)的仿真結果。橫坐標表示平均Eb(比特功率)/No(噪聲功率)，圖中標記fd代表都卜勒頻率，及Ds代表發送符號的周期。圖中所示MRC是在量級為10(2天線×5路徑)的各個信道上的最大速率組合後基於信號的維特比解碼的BER特性，它相應於當均衡器完善消除幹擾時產生的BER特性。因此，可通過觀察在迭代後BER的位置接近MRC曲線的程度來評價接收機的質量。由圖29可看到，用根據本發明第二方面的Turbo接收方法，Eb/No愈高，BER愈小，及迭代次數愈大，BER特性愈接近MRCBER特性，尤其是迭代次數等於6時，BER特性與MRC非常接近。因此，在4個用戶且每個具有5個路徑及使用2個接收天線的嚴格條件下，使用根據本發明第三方面的Turbo接收方法的多輸出Turbo接收機被確認為工作完善。
權利要求
1.接收來自N個發射機的信號的Turbo(快速)接收方法，其中N是等於或大於2的整數，包括以下步驟根據M個接收信號rm(M是等於或大於1的整數)及一個已知信號計算信道值hmn(q)及信道矩陣H，其中m＝1，…，M；n＝1，…，N及q＝0，…，Q-1，並且Q代表每個發射波的多徑數目；根據N個先驗信息λ2[bn(k)]確定軟判定發送符號b′n(k)，其中k代表離散時間；使用信道值hmn(q)及軟判定發送符號b′n(k)及根據第n個發射機的發送信號如下地計算幹擾分量H·B′(k) 式中 B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1……-Q+1 q≠0b′(k)＝[b′1(k)…0…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有零元素及[]T代表轉置矩陣；從接收的矩陣y(k)中減去幹擾分量H·B′(k)獲得差值矩陣y′(k)，其中y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T使用信道矩陣H或參考信號來確定自適應濾波係數wn(k)，它被施加於相應於從第n個發射機的發送信號的接收信號上，以便來消除差值矩陣y′(k)中的殘餘幹擾分量；以及用自適應濾波係數wn(k)對差值矩陣y′(k)濾波，以獲得對於其中已消除幹擾的、相應於從第n個發射機的發送信號的接收信號的對數似然比率。
2.根據權利要求1的Turbo接收方法，其中用U表示接收矩陣y(k)中噪聲分量的協方差矩陣，使用軟判定發送符號b′n(k)及信道矩陣H根據下式計算自適應濾波係數wn(k)wn(k)＝(HG(k)HH+U)-1hG(k)＝diag[D(k+Q-1)…D(k)…D(k-Q+1)]D(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+q)，…，1-b′2N(k+q)]q＝Q-1…-Q+1，q≠0＝diag[1-b′21(k+q)，…，1，…，1-b′2N(k+q)] q＝0h=H1,(Q-1)N+nH1,(Q-1)N+n...HMQ,(Q-1)N+n]]>其中H1，(Q-1)·N+n代表位於矩陣H中第1行及第(Q-1).N+n列的元素。
3.接收來自N個發射機的信號的Turbo接收方法，其中N是等於或大於2的整數，包括以下步驟根據M個接收信號rm計算信道值hmn(q)及信道矩陣H，其中M是等於或大於1的整數及其中m是1，…，M，n＝1，…，N；q＝0，…，Q-1，及Q代表每個發射波的多徑數目；根據N個先驗信息λ2[bn(k)]確定軟判定發送符號b′n(k)，其中k代表離散時間；使用信道值hmn(q)及軟判定發送符號b′n(k)並根據第n個發射機的發送信號如下地計算幹擾分量H·B′(k) 式中 B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1…-Q+1，q≠0b′(k)＝[b′1(k)…-f(b′n(k))…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有元素f(b′n(k))，f是變量b′n(k)的函數並滿足於f(0)＝0及d{f(b′n(k))}/d{b′n(k)}≥0，並且[]T代表轉置矩陣；從接收的矩陣y(k)中減去幹擾分量H·B′(k)確定出差值矩陣y′(k)，其中y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T使用信道矩陣H或參考信號來確定自適應濾波係數wn(k)，它被施加於相應於從第n個發射機的發送信號的接收信號上，以便來消除差值矩陣y′(k)中的殘餘幹擾分量；以及用自適應濾波係數wn(k)對差值矩陣y′(k)濾波，以提供對於其中已消除幹擾的、相應於從第n個發射機的發送信號的接收信號的對數似然比率。
4.根據權利要求3的Turbo接收方法，還包括用U表示接收矩陣y(k)中噪聲分量的協方差矩陣，使用軟判定發送符號b′n(k)及信道矩陣H根據下式計算自適應濾波係數wn(k)wn(k)＝(HG(k)HH+U)-1hG(k)＝diag[D(k+Q-1)…D(k)…D(k-Q+1)]D(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+q)，…，1-b′2N(k+q)]q＝Q-1…-Q+1，q≠0＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n-1(k)，1+2E[f(b′n(k)]+E[f(b′n(k)2]，1-b′2n+1(k)，…，1-b′2N(k+q)] q＝0其中E[]代表平均值，及h=H1,(Q-1)N+nH2,(Q-1)N+n...HM,(Q-1)N+n]]>其中H1，(Q-1)·N+n代表位於矩陣中第1行及第(Q-1)N+n列的元素。
5.根據權利要求2或4的Turbo接收方法，其中在計算自適應濾波係數wn(k)期間通過使用矩陣求逆輔助定理進行逆矩陣計算。
6.根據權利要求1或2的Turbo接收方法，其中在接收矩陣y(k)中噪聲分量的協方差矩陣U被確定為σ2I，它由高斯分布的方差σ2及一個單位矩陣確定。
7.根據權利要求1或2的Turbo接收方法，其中使用接收矩陣y(k)及估算信道矩陣H如下地獲得在接收矩陣y(k)中噪聲分量的協方差矩陣UU^=k=0Tr(y(k)-H^B(k))(y(k)-H^B(k))H]]>B(k)＝[bT(k+Q-1)…bT(k)…bT(k-Q+1)]Tb(k+q)＝[b1(k+q)…bN(k+q)]T(q＝-Q+1…Q-1)其中Tr代表參考信號的長度。
8.根據權利要求2或3的Turbo接收方法，其中對於q≠0，D(k+q)用0來近似，及對於q＝0，D(k)用diag
來近似。
9.接收來自N個發射機的信號的Turbo接收方法，其中N是等於或大於2的整數，包括以下步驟根據M個接收信號rm(M是等於或大於1的整數)及一個已知信號計算信道值hmn(q)及信道矩陣H，其中m＝1，…，M；n＝1，…，N；q＝0，…，Q-1，及Q代表每個發射波的多徑數目；根據N個先驗信息λ2[bn(k)]確定軟判定發送符號b′n(k)，其中k代表離散時間；使用信道值hmn(q)及軟判定發送符號b′n(k)及根據第n個發射機的發送信號如下地計算幹擾分量H·B′(k) B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1…-Q+1，q≠0b′(k)＝[b′1(k)…0…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有零元素及[]T代表轉置矩陣；從接收的矩陣y(k)中減去幹擾分量H·B′(k)確定出差值矩陣y′(k)，其中y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T在接收矩陣y(k)中噪聲分量的協方差矩陣U被確定為σ2I，它由高斯分布的方差σ2及一個單位矩陣I確定，及用自適應濾波係數wn對差值矩陣y′(k)濾波，該濾波係數由下式確定h=H1,(Q-1)N+nH2,(Q-1)N+n...HMQ,(Q-1)N+n]]>以提供對於其中已消除幹擾的、相應於來自第n個發射機的發送信號的接收信號的對數似然比率。
10.接收來自N個發射機的信號的Turbo接收方法，其中N是等於或大於2的整數，包括以下步驟根據M個接收信號rm(M是等於或大於1的整數)及一個已知信號計算信道值hmn(q)及信道矩陣H，其中m＝1，…，M；n＝1，…，N；q＝0，…，Q-1，及Q代表每個發射波的多徑數目；根據N個先驗信息λ2[bn(k)]確定軟判定發送符號b′n(k)，其中k代表離散時間；使用信道值hmn(q)及軟判定發送符號b′n(k)並根據來自第n個發射機的發送信號如下地計算幹擾分量H·B′(k) B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1…-Q+1，q≠0b′(k)＝[b′1(k)…-f(b′n(k))…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有元素f(b′n(k))，f是變量b′n(k)的函數並滿足於f(0)＝0，其為d{f(b′n(k))}/d{b′n(k)}≥0，及[]T代表轉置矩陣；從接收的矩陣y(k)中減去幹擾分量H·B′(k)確定出差值矩陣y′(k)，其中y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…TM(k)]T在接收矩陣y(k)中噪聲分量的協方差矩陣U被確定為σ2I，它由高斯分布的方差σ2及一個單位矩陣I確定，及用自適應濾波係數wn(k)對差值矩陣y′(k)濾波，該濾波係數由下式確定h=H1,(Q-1)N+nH2,(Q-1)N+n...HMQ,(Q-1)N+n]]>以獲得對於其中已消除幹擾的、相應於來自第n個發射機的發送信號的接收信號的對數似然比率。
11.接收來自N個發射機的信號的Turbo接收方法，其中N是等於或大於2的整數，包括以下步驟根據M(其中M是等於或大於1的整數)個接收信號及一個已知信號確定信道值，該信道值是接收信號的傳輸特性；根據N個先驗信息估算軟判定發送符號；將N個發送信號各分成L組包括一個或多個發送信號的組(L≤N)，使用軟判定發送符號及包括信道值的信道矩陣來確定其中消除了來自另外發送信號組的幹擾的L個均衡信號，及確定各相應於每組發送信號的均衡信號的傳輸特性的後均衡信道信息；對於L個均衡信號及相關信道信息的每個組合，將均衡信號組作為具有由信道信息確定的信道值的接收信號來處理，及其中具有構成均衡信號組的多個發送信號，將該發送信號分成一個或多個發送信號的多個子組，使用軟判定發送信號對發送信號的子組確定其中消除了來自其它組發送信號的幹擾的均衡信號及相關的後均衡信道信息，及其中各組包括單個發送信號，使用產生的均衡信號、信道信息及軟判定發送信號以消除因多徑而帶來的發送信號本身的幹擾；重複進行分組、消除幹擾及產生後均衡信道信息的步驟，直到構成每個均衡信號的發送信號變成單個為止，因此最後對每個發送信號確定其中消除了因多徑本身產生的幹擾的均衡信號，或對於均衡信號及相關信道信息的組合確定其中消除了由不同發送信號之間的幹擾及對於構成均衡信號的每個發送信號消除了發送信號本身的符間幹擾的均衡信號。
12.根據權利要求11的Turbo接收方法，其中對於每組發送信號，使用軟判定發送符號及信道值產生由另外發送信號組引起的幹擾複製信號，從接收信號中減去幹擾複製信號以確定差值信號，對於每個差值信號根據信道值及軟判定發送符號確定用於消除殘餘幹擾的濾波特性及相關的後均衡信道信息，用殘餘幹擾消除濾波特性濾波相應差值信號以獲得均衡信號。
13.根據權利要求12的Turbo接收方法，包括以下步驟由接收信號r1(k)，…，rM(k)如下地確定接收矩陣y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T其中[]T代表轉置矩陣；將發送特性如下地確定為信道矩陣H H(q)＝[h1(q)…hN(q)]hn(q)＝[h1n(q)…hMn(q)]T其中m＝1，…，M，n＝1，…，N；q＝0，…，Q-1，及Q代表多徑數目，及hmn(q)是包含在接收rm中的來自第n個發射機的路徑q的信道值；用b′n(k)表示軟判定發送符號，對發送信號的一個組如下地計算由另外組的發送信號引起的幹擾複製信號H·B′(k)，其中該組由第一至第U發送信號組成，U為滿足N＞U≥1的整數B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′n(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1，…1b′(k+q)＝
Tq＝0，…，-Q+1其中b′(k+q)具有其數目等於U的零元素；從接收的矩陣y(k)中減去幹擾分量複製信號H·B′(k)確定出差值矩陣y′g(k)。
14.根據權利要求11的Turbo接收方法，當需要對均衡信號及相關信道信息進一步地消除幹擾時，使從均衡信號中消除幹擾期間所使用的多徑數目減小。
15.根據權利要求14的Turbo接收方法，還包括步驟由接收信號r1(k)，…，rM(k)如下地確定接收矩陣y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T其中[]T代表轉置矩陣；以信道矩陣H的形式如下地確定發送特性 H(q)＝[h1(q)…hN(q)]hn(q)＝[h1n(q)…hMn(q)]T其中m＝1，…，M，n＝1，…，N；q＝0，…，Q-1，及Q代表多徑數目，及hmn(q)是包含在接收rm中的來自第n個發射機的路徑q的信道值；用b′n(k)表示軟判定發送符號，發送信號的一個組包括第一至第U個發送信號，其中U為滿足不等式N＞U≥1的整數，對該組發送信號構成均衡信號，以使得通過考慮數目等於Q′的多徑數目，使其中幹擾，其中Q′＜Q，對該組如下地計算由另外組的發送信號引起的形式為H·B′(k)的幹擾複製信號B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′n(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1，…1b′(k+q)＝
Tq＝0，…，-Q′+1其中b′(k+q)具有其數等於U的零元素；及b′(k+q)＝[b′1(k+q)…b′n(k+q)′…b′N(k+q)]Tq＝Q′，…，-Q+1從接收的矩陣y(k)中減去幹擾分量複製信號H·B′(k)確定出差值矩陣y′g(k)。
16.根據權利要求1，3，9，10及11中任一權利要求的Turbo接收方法，其中在Turbo接收處理的第二及接著的迭代中，使用已知信號及在先迭代期間獲得的發送符號硬判定輸出作為參考信號，並使用這些參考信號及接收信號計算信道矩陣。
17.根據權利要求16的Turbo接收方法，其中還使用發送符號硬判定輸出中的一個輸出作為參考信號來計算信道矩陣，該一個輸出是在先迭代期間獲得的並具有超過給定值的確實性。
18.根據權利要求1，3，9，10及11任一權利要求的Turbo接收方法，其中由相應於N個發射機的N個解碼器求得N個先驗信息λ2[bn(k)]，對相應的一個解碼器饋入一個對數似然比率，該對數似然比率是對於相應於第n個發送信號及其中消除了幹擾的接收信號獲得的。
19.根據權利要求1，3，9，10及11任一權利要求的Turbo接收方法，其中N個發送信號由N個發射機發送，它們以N個並行序列形式發送單個信息序列，N個先驗信息λ2[bn(k)]是從一個解碼器中由先驗信息λ2[b(i)]的串行-並行轉換產生，相應於N個發送信號及其中消除了幹擾的接收信號的N個對數似然比率在饋入解碼器前經過並行-串行轉換。
20.接收來自N個發射機的信號的Turbo接收機，其中N是等於或大於2的整數，包括接收信號發生器，用於形成M個接收信號rm(M是等於或大於1的整數)，其中m＝1，…，M；信道估算器，對它輸入每個接收信號rm及已知信號形式的參考信號，以如下地計算信道值hmn(q)及信道矩陣H n＝1，…N接收矩陣發生器，接收每個接收信號rm及如下地產生接收矩陣y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T其中k代表離散時間，Q代表每個發射波的多徑數目，q＝0，…，Q-1，及[]T代表轉置矩陣；軟判定符號發生器，接收N個先驗信息以產生軟判定發送符號b′n(k)；複製矩陣發生器，對它輸入各個軟判定發送符號b′1(k)至b′n(k)，以如下地產生與第n個發送信號相關的幹擾複製矩陣B′(k)B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1…-Q+1，q≠0b′(k)＝[b′1(k)…0…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有零元素；濾波處理器，對它輸入信道矩陣H及幹擾複製矩陣B′(k)，以計算及輸出與對應於第n個發送信號的接收信號相關的幹擾分量H·B′(k)；差值計算器，對它輸入幹擾分量H·B′(k)及接收矩陣y(k)以輸出差值矩陣y′(k)＝y(k)-H.B′(k)；濾波係數估算器，對它輸入信道矩陣H或參考信號，以確定自適應濾波係數wn(k)，wn(k)被施加於相應於第n個發射機的發送信號的接收信號上，以便來消除差值矩陣y′(k)中的剩餘的殘餘幹擾分量；以及自適應濾波器，對它輸入差值矩陣y′(k)及自適應濾波係數wn(k)對y′(k)濾波，以提供作為接收信號的其中已消除幹擾的、相應於第n個發射機的發送信號的接收信號的、並然後被饋入到第n個解碼器的對數似然比率。
21.接收來自N個發射機的信號的Turbo接收機，其中N是等於或大於2的整數，包括接收信號發生器，用於形成M個接收信號rm(M是等於或大於1的整數)，其中m＝1，…，M；N個解碼器；信道估算器，對它輸入每個接收信號rm及已知信號形式的參考信號，以如下地計算信道值hmn(q)及信道矩陣H n＝1，…，N接收矩陣發生器，它接收每個接收信號rm並如下地產生接收矩陣y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T其中k代表離散時間，Q代表每個發射波的多徑數目，q＝0，…，Q-1，及[]T代表轉置矩陣；軟判定符號發生器，接收N個先驗信息以產生軟判定發送符號b′n(k)；(其中n＝1，…，N)；複製矩陣發生器，對它輸入各個軟判定發送符號b′1(k)至b′n(k)，以如下地產生相對第n個發射機的發送信號的幹擾複製矩陣B′(k)B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1…-Q+1，q≠0b′(k)＝[b′1(k)…-f(b′n(k))…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有元素f(b′n(k))，f是變量b′n(k)的函數及滿足於f(0)＝0及d{f(b′n(k))}/{b′n(k)}≥0；濾波處理器，對它輸入信道矩陣H及幹擾複製矩陣B′(k)，以計算及輸出相對與來自第n個發射機發送信號相應的接收信號的幹擾分量H·B′(k)；差值計算器，對它輸入幹擾分量H·B′(k)及接收矩陣y(k)以輸出差值矩陣y′(k)＝y(k)-H·B′(k)；濾波係數估算器，對它輸入信道矩陣H或參考信號，以確定自適應濾波係數wn(k)，wn(k)用於相應於來自第n個發射機的發送信號的接收信號，以便來消除差值矩陣y′(k)中的殘餘幹擾；以及自適應濾波器，對它輸入差值矩陣y′(k)及自適應濾波係數wn(k)對y′(k)濾波，以提供對於其中已消除幹擾的、相應於第n個發射機的發送信號的接收信號的、然後被饋入到第n個解碼器的對數似然比率。
22.接收來自N個發射機的發送信號的Turbo接收機，其中N是等於或大於2的整數，包括接收信號發生器，用於形成M個接收信號rm(M是等於或大於1的整數)；信道估算器，對它輸入N個接收信號及已知信號形式的參考信號，以估算代表傳輸特性的信道值；前級均衡器，對它輸入M個接收信號、信道值及N個先驗信息，以對來自一個或多個發射機的每個發送信號輸出其中消除了來自另外發射機的發送信號的幹擾的多組均衡信號及相關的後均衡信道信息；以及多個後級均衡器，對其輸入來自前級均衡器的均衡信號組及相關的後均衡信道信息，及相應於構成均衡信號的發送信號的先驗信息，以通過從均衡信號中消除由構成均衡信號的每個發送信號的因多徑引起的符間幹擾及每個發送信號與也是構成均衡信號的另外發送信號之間的相互幹擾來輸出對數似然比率。
23.接收來自N個發射機的發送信號的Turbo接收機，其中N是等於或大於2的整數，包括接收信號發生器，用於形成M個接收信號rm(M是等於或大於1的整數)；信道估算器，對它輸入N個接收信號及已知信號形式的參考信號，以估算代表傳輸特性的信道值；前級均衡器，對它輸入M個接收信號、信道值及N個先驗信息，以對來自一個或多個發射機的每個發送信號輸出其中消除了來自另外發射機的發送信號的幹擾的多組均衡信號及相關的後均衡信道信息；以及多個後級均衡器，對其輸入來自前級均衡器的均衡信號組及相關的信道信息，以及相應於構成均衡信號的多個發送信號的先驗信息，以對於每個發送信號或對於構成均衡信號的多個發送信號中的發送信號的子組輸出其中消除了由構成均衡信號的另外發送信號的幹擾的多組均衡信號及相關的後均衡信道信息。
24.根據權利要求20至23中任一權利要求的Turbo接收機，還包括前符號存儲器，其中存儲待被更新的硬判定發送符號；及用於從前符號存儲器讀出硬判定發送符號的裝置，該讀出的硬判定發送符號在Turbo接收處理的第二及接著的迭代期間作為參考信號被饋入信道估算器。
25.根據權利要求24的Turbo接收機，還包括比較器，用於將輸入於此的軟判定發送符號與一個閾值相比較；及選擇器，它由比較器的輸出控制，以使得其相應軟判定發送符號值超過閾值的硬判定發送符號之一被存儲在前符號存儲器中。
26.根據權利要求20至23中任一權利要求的Turbo接收機，還包括N個解碼器，對它輸入N個對數似然比率，這N個解碼器在其輸出端輸出N個先驗信息。
27.根據權利要求20至23中任一權利要求的Turbo接收機，其中N個發送信號是N個發射機發送的作為N個並行序列的單信息序列的發送信號，還包括並行-串行轉換器，用於將輸入的N個對數似然比率轉換成串行序列；解碼器，對它輸入串行序列中的對數似然比率；及串行-並行轉換器，用於將來自解碼器的先驗信息轉換成N個並行序列以提供N個先驗信息。
28.一種Turbo接收方法，其中代表接收信號的發送路徑特徵的信道值由接收信號及作為參考信號的已知信號來估算，根據估算的信道值處理接收信號，處理的信號被解碼，對同一接收信號迭代地進行使用估算信道值的處理及解碼；還包括根據相應軟判定信息符號值確定解碼的硬判定信息信號的確實性，並在下次迭代的信道估算中使用具有超過給定閾值的確實性的硬判定信息符號作為參考信號。
29.根據權利要求28的接收方法，還包括計算作為接收矩陣y(k)中噪聲分量的協方差矩陣的σ2I，其中σ2代表高斯分布的方差及I代表單位矩陣。
30.根據權利要求28的接收方法，還包括在每次迭代期間使用估算信道矩陣H^及接收信號矩陣y(k)如下地計算接收信號矩陣y(k)中噪聲分量的協方差矩陣UU^=k=0Tr(y(k)-H^B(k))(y(k)-H^B(k))H]]>B(k)＝[bT(k+Q-1)…bT(k)…bT(k-Q+1)]Tb(k+q)＝[b1(k+q)…bN(k+q)]T(q＝-Q+1…Q-1)b1(k+q)至bN(k+q)是包括已知信號及具有超過給定值的確實性的硬判定信息符號的參考信號，Tr是參考信號的長度。
31.根據權利要求28的接收方法，其中使用估算信道值的處理及解碼處理的迭代包括根據估算信道值確定線性均衡濾波器、用線性均衡濾波器處理接收信號及解碼該處理信號的迭代。
32.根據權利要求28的接收方法，其中使用估算信道值的處理及解碼處理的迭代包括以下迭代在rake合成處理器中根據估算信道值執行rake合成，它補償在傳輸路徑上每個符號受到的相位轉動；及在Turbo解碼器中對rake合成產生的信號解碼。
33.根據權利要求28的接收方法，其中使用估算信道值的處理及解碼處理的迭代包括以下迭代根據估算信道值確定權重，該權重確定自適應陣列天線接收器中天線方向性響應；及在Turbo解碼器中對自適應陣列天線接收器的輸出信號解碼。
34.根據權利要求33的接收方法，其中在rake合成處理器中根據估算信道值補償在傳輸路徑上每個符號受到的相位轉動的rake合成是對於來自自適應陣列天線接收器的輸出信號作出的，並由rake合成產生的信號被饋送到Turbo解碼器。
35.一種接收機，其中代表接收信號發送路徑特徵的信道值根據接收信號及作為參考信號的已知信號來估算，使用估算的信道值處理接收信號，處理的信號被解碼，對同一接收信號迭代地進行使用估算信道值的處理及解碼；還包括通過看相應軟判定信息符號是否具有超過閾值的值來確定解碼的硬判定信息符號是否具有超過給定值的確實性的裝置；及前符號存儲器，其存儲內容由被確定為極可能確實的硬判定信息符號更新，該前符號存儲器的存儲內容在下次迭代的信道估算期間被用作參考信號。
全文摘要
本發明方法包括:根據M個接收信號r
文檔編號H04B3/06GK1373561SQ02105690
公開日2002年10月9日 申請日期2002年2月20日 優先權日2001年2月20日
發明者阿部哲士, 藤井啟正, 富裡繁, 松本正 申請人:株式會社Ntt都科摩