開關電源以及開關方法

2023-05-06 17:24:01 3

專利名稱：開關電源以及開關方法
技術領域：
本發明涉及開關電源以及開關方法的技術。
背景技術：
為了從商用交流電源進行整流、平滑而得到直流，使用二極體橋和平滑電容器的 結構是最簡單的。但是，根據該結構，成為輸入電流僅在電源電壓的峰值附近流通的、所謂 電容器輸入型的整流電路，造成功率因數降低、輸入諧波增大。在國際標準中規定了輸入 諧波的問題，需要與輸入電力對應的對策。相對於其動作，提出了各種稱為功率因數改善 (PFC :Power Factor Correction)轉換器或者高功率因數轉換器的轉換器。其中最一般的電路是非專利文獻1記載那樣的稱為升壓型PFC轉換器的電路方 式。圖11示出一般的開關電源的電路圖。圖11所示的開關電源lb具備前級的升壓型PFC轉換器41和後級的絕緣型 DC (Direct Current，直流)-DC 轉換器 42。升壓型PFC轉換器41 (以下記載為PFC轉換器41)是如下結構的電路在連接於 交流電源2的整流二極體橋3的正極側與負極側之間連接線圈21和開關元件22的串聯電 路，在線圈21和開關元件22的連接點上連接升壓二極體23的陽極側，將升壓二極體23的 陰極側與輸出平滑電容器24的高電壓側連接，並連接了輸出平滑電容器24的低電壓側與 二極體橋3的負極側。於是，通過對PFC控制用的開關元件22的導通期間的時間比率進行控制，來控制 輸入電流波形，通過升壓二極體23向輸出平滑電容器24積蓄電荷，將升壓後的電壓保持在 輸出平滑電容器24中。另外，後級的絕緣型DC-DC轉換器42雖然是電流諧振型的轉換器，但將保持在該 輸出平滑電容器24中的電壓作為輸入，對兩個開關元件25、26進行導通/截止控制以使時 間比率分別成為大致50%並且使定時相輔。於是，其結果，通過次級側的二極體29、30和輸 出電容器31對由諧振電容器27和變壓器28構成的諧振電路中發生的諧振電流進行整流、 平滑，向負載32輸出期望的直流輸出電壓。非專利文獻1 :「L6599」數據表(尹一夕* 一卜)、p. 6、「在線」、2009年2月11 日、ST微電子學(ST74夕口工 卜口二夕7)，「2009年2月17日檢索」、網絡但是，圖11所示的PFC轉換器41不具有絕緣功能，並且是升壓型的，所以為了得 到直流24V、12V這樣的電壓，通過在PFC轉換器41的後級連接具有絕緣變壓器的絕緣型 DC-DC轉換器42，並利用該絕緣型DC-DC轉換器42進行降壓，由此得到期望的直流電壓。根 據這樣的結構，需要直到得到直流電壓為止通過變換電路，所以綜合變換效率低，且在節能 的觀點上存在課題。另外，在圖11那樣的開關電源lb的情況下，對於在PFC轉換器41中使用的開關元件22、和在絕緣型DC-DC轉換器42中使用的開關元件25、26的控制信號，如非專利文獻 1所述，一般分別使用各自的控制ICdntegrated Circuit，集成電路)，所以在通過對控制 IC、其他部件件數進行削減等來降低整體的成本時存在界限。進而，圖11所示那樣的開關電源lb成為兩級的轉換器結構，所以存在如下課題 例如，即使各轉換器41,42實現90%的效率，但綜合效率求積成為81% (0.9X0.9X100)， 即使使各轉換器41、42高效化，其結果整體效率也會降低。

發明內容
本發明是鑑於這樣的背景而完成的，本發明的目的在於提供一種效率良好的開關 電源以及開關方法。為了解決上述課題，本發明提供一種開關電源，將交流電壓作為輸入，輸出直流電 壓，其特徵在於，具備對上述交流進行整流的整流部、第一電容器、第一電路、以及第二電路，對於上述整流部並聯連接了上述第一電容器、上述第一電路、以及上述第二電路，在上述第一電容器的輸入側端子與上述第二電路的輸入側端子之間，對於上述整 流部串聯連接了第一電感器，在上述第一電路中，串聯連接有第一開關元件和第二開關元件，進而，在上述第一電路中，對於上述第二開關元件並聯連接了第三電路，其中，在 上述第三電路中，串聯連接有變壓器的初級繞組和第三電容器，上述變壓器的初級繞組對應於平滑電路中的變壓器的次級繞組，在上述第二電路中，串聯連接有上述第三開關元件和第二電容器。對於其他單元，在實施方式中適當地進行描述。根據本發明，可以提供一種效率良好的開關電源以及開關方法。


圖1是第一實施方式的開關電源的電路圖。圖2是示出通過本實施方式的開關電源進行了控制時的輸入電壓、輸入電流、 Cdc2電壓以及輸出電壓的關係的圖。圖3是示出在圖2的期間T1進行的控制動作的時序圖。圖4是示出在圖2的期間T2進行的控制動作的時序圖。圖5A是示出各時刻下的電路與電流的狀態的圖(其1)。圖5B是示出各時刻下的電路與電流的狀態的圖(其2)。圖6是用於進行開關電源的動作的比較的時序圖。圖7是示出向用於控制本實施方式的開關電源的控制器的輸入輸出信息的圖。圖8是示出圖2中的期間T2中的其他動作控制的時序圖。圖9是示出用於使電容器Cdc2的兩端電壓上升時的輸入電壓、輸入電流、電容器 Cdc2以及輸出電壓的關係的圖。圖10是第三實施方式的開關電源的電路圖。圖11是一般的開關電源的電路圖。
標號說明1、la、lb 開關電源2交流電源3 二極體橋(整流部)5 負載20控制器Cdcl電容器(第一電容器)Cdc2電容器(第二電容器)Cr電容器(諧振電容器第三電容器)D1、D2 二極體Lin 電感器(inductor)(第一電感器)Lr電感器(第二電感器)Q1開關元件(第一開關元件)Q2開關元件(第二開關元件)Q3開關元件(第三開關元件)Tr變壓器
具體實施例方式接下來，適當地參照附圖，詳細說明用於實現本發明的方式(稱為「實施方式」)。 另外，在本實施方式中參照的附圖中，對同樣的結構附加同一標號並省略說明。本實施方式的開關電源在具有功率因數改善控制和絕緣功能、輸出電壓穩定化控 制功能的一級方式開關電源中，能提供高效且適用於小型薄型化的方式，可以對液晶電視、 等離子電視的設置厚度的薄型化作出貢獻。(第一實施方式)首先，使用圖1 圖7，說明本發明的第一實施方式。(電路結構)圖1是第一實施方式的開關電源的電路圖。在開關電源1中，首先，來自交流電源2的輸入電壓經由作為整流部的二極體橋3 成為輸入電壓波形的全波整流波形。將來自二極體橋3的輸入電流記載為Iin，將來自二極 管橋3的輸入電壓記載為Vin。另外，交流電源2以及二極體橋3的結構與圖11所示的交 流電源2以及整流二極體橋3相同，所以附加了同一標號。在二極體橋3的直流側(輸出側)的正側端子N1、負側端子N2之間，並聯連接了 作為第一電容器的電容器Cdcl。另外，與該電容器Cdcl並聯連接了第二電路。第二電路 是串聯連接了作為第三開關元件的開關元件Q3、和作為第二電容器的電容器Cdc2的電路。 另外，在第二電路的正側端子N3與端子m之間，串聯連接了電感器Lin。進而，在第二電路的正側端子N3與負側端子N4之間，並聯連接了第一電路。第一 電路是串聯連接了作為第一開關元件的開關元件Q1和作為第二開關元件的開關元件Q2的 電路。另外，對開關元件Q2，並聯連接了第三電路。第三電路是串聯連接了變壓器Tr的
5初級側(初級繞組)和作為第三電容器的電容器Cr (諧振電容器)的電路。接下來，說明平滑電路。在平滑電路中，變壓器Tr的次級側(次級繞組)將中點接地而二分割之後，各自 的另一端上連接了二極體D1、D2的陽極，二極體D1、D2的陰極與電容器4的正極側共同連 接。另外，輸出電容器4的負極側被接地，該輸出電容器4與負載5並聯連接而得到輸出。 將輸出給負載5的電流設為lout，將輸出的電壓設為Vout。另外，在圖1中，採用了變壓器Tr是一個的結構，但還可以採用如下結構，S卩，使用 多個小型、薄型的變壓器，將初級側串聯連接，將次級側分別並聯連接。通過做成這樣的結 構，可以降低變壓器Tr部分中的厚度，電源整體的厚度也薄型化，例如可以組裝到以薄型 為特長的液晶電視等中。(動作)接下來，參照圖2 圖5，說明本實施方式的開關電源1的動作。首先，參照圖2，說明交流周期中的本實施方式的開關電源1的動作的概要。圖2是示出通過本實施方式的開關電源進行了控制時的輸入電壓、輸入電流、電 容器Cdc2以及輸出電壓的關係的圖。g卩，圖2是在曲線圖中示出了經由二極體橋3全波整流後的輸入電壓Vin(141V)、 來自二極體橋3的輸入電流Iin以及與開關元件Q3連接的電容器Cdc2的電壓(Cdc2電 壓)、輸出電壓Vout隨著時間經過的變化的圖。全波整流後的電壓Vin總是呈現正的符號的正弦波形，由於控制成與該電壓波形 匹配地成為輸入，即如後所述輸入電流Iin按照電容器Cdcl的施加電壓而變化，所以輸入 電流Iin成為圖2所示的曲線圖那樣的波形。其中，在輸入電壓Vin接近「0」的點處，由於 如後說明的通過使開關元件Q1、Q2同時成為導通狀態而導入輸入電流Iin的功能消失，所 以在其附近輸入電流Iin的值(絕對值)也成為大致零。另一方面，Cdc2電壓與輸入電壓Vin的關係成為圖2的第三個曲線圖。從曲線 圖可知，相對於用實線表示的Cdc2的電壓，用虛線表示了輸入電壓Vin，且部分地重疊的情 形。在兩個線重疊的期間(時間T1)，由於輸入電流Iin不被切斷，所以按照後述的圖 3所示的控制、即通常的電流諧振模式動作。另一方面，在輸入電壓Vin比實線的Cdc2電壓值低的期間(期間T2)，由於輸入電 流Iin被切斷，所以如用圖4後述那樣進行使開關元件Ql、Q2同時導通的控制，並且，與其 關聯地對開關元件Q3也進行開關，從而控制輸入電流Iin。由於這樣在輸入電壓Vin的寬 的範圍內得到輸入電流Iin，所以雖然在最下段示出的輸出電壓Vout (24V)根據輸入電流 Iin而呈現若干的變動(包括波動)，但可以得到穩定的輸出。另外，針對輸出電壓Vout的變動，通過加進負載的特性來進行極其細微的控制， 由此可以設為更穩定的輸出。接下來，參照圖1，同時參照圖3 圖5B，詳細說明本實施方式的開關電源的控制動作。圖3是示出在圖2的期間T1進行的控制動作的時序圖。對電流諧振進行控制的兩個開關元件Q1、Q2按照大致50%的時間比率進行動作。在該情況下，在開關元件Ql和開關元件Q2的導通期間，不相互重疊而(相輔地)動作，開 關元件Q3進行總是導通的控制。
在開關元件Ql、Q2中，在各自的導通期間內流通相互相似的波形的電流(IQ1、 IQ2)，從次級側通過整流二極體D1、D2 (電流波形ID1、ID2)供給輸出電流。另外，開關元件 Q3中流過的電流(IQ3)與開關元件Ql中流過的電流(IQl)大致相同。另外，圖3所示的控制動作，除了不進行升壓以外，與圖11所示的在開關電源Ib 等中一般進行的控制動作大致相同。接下來，參照圖4、圖5A、以及圖5B，說明在圖2的期間T2，進行使開關元件Ql與 開關元件Q2同時導通的控制時的開關動作。圖4是示出在圖2的期間T2進行的控制動作的時序圖，圖5A、圖5B是示出各時刻 下的電路與電流的狀態的圖。另外，在圖4中，在最下段的ID2的曲線圖中示出了時刻tl
t5o在該控制中，對於開關元件Ql，與圖3同樣地進行時間比率大致50%下的控制，對 於開關元件Q2，將導通期間延長10%左右，設置了開關元件Ql和開關元件Q2同時成為導 通的期間(時刻tl t2)。此時，由於開關元件Q3成為截止，所以如圖5A(a)所示，從電容 器Cdcl供給的電流經由電感器Lin流通到開關元件Ql和開關元件Q2，如圖4所示大致單 調地增加。此時的電流由電容器Cdcl的靜電電容、電感器Lin的值、以及電容器Cdcl的電位 來決定。另外，為了將來自作為在後述的時刻t2中說明的輸入電源的二極體橋3的電流 導入到電容器Cdcl，電容器Cdcl的電位需要低於商用電源1的整流後的輸入電壓Vin，所 以需要設定在開關周期內導入到電容器Cdcl中的能量、和用於在開關元件Ql、Q2同時導 通的期間內使電容器Cdcl的電壓變化(降低)的值。為了減少在開關周期內導入到電容 器Cdcl中的能量，並且在短期間內使電容器Cdcl的電壓變動(降低)，也優選利用電容器 Cdcl和電感器Lin的值分別小至電容器Cdcl為幾IOnF 幾10 μ F左右、電感器Lin為幾 10 100 μ F左右的小型的元件。於是，電容器Cdcl的電壓通過圖5(a)所示的放電而低於輸入電壓Vin，釋放充分 的能量，在該釋放的能量被積蓄到電感器Lin中時，如果斷開開關元件Q2 (時刻t2)，則如 圖5 (b)所示，在電容器Cdc 1中流入來自二極體橋3的輸入電流，能量被積蓄到電容器Cdc 1 中。另外，由於開關元件Q2的斷開而喪失了去處的來自電感器Lin的輸出電流的大部分通 過開關元件Q3的寄生二極體而流入到電容器Cdc2。此時，最初，開關元件Q3的電流的符號 成為負(開關元件Q3 —電容器Cdc2)，但不久，如果充分的能量被積蓄到電容器Cdc2中，則 轉移到正向(電容器Cdc2—開關元件Q3)的電流被釋放的狀態，所以在開關元件Q3的電流 成為零時，接通開關元件Q3 (時刻t3)，從而可以如圖5B (c)所示那樣將積蓄在電容器Cdc2 中的能量供給到變壓器Tr，可以進行ZCS (Zero Current Switching，零電流開關)。由此， 可以進一步低損耗地進行開關。接下來，在開關元件Ql的導通期間結束時，斷開開關元件Ql、Q3，接通開關元件 Q2(時刻t4)。此時，雖然通過開關元件Ql對電容器Cr (諧振電容器)進行充電的電流殘 留若干，但如圖5B(d)所示，該電流轉化為開關元件Q2的負的電流、即流過開關元件Q2的 寄生二極體的電流，所以該方向上的電容器Cr的充電不久就會結束。
接下來，開關元件Q2是導通狀態，所以積蓄在電容器Cr中的電荷作為逆向的電 流，發生流過開關元件Q2以及變壓器Tr的電流。在此，次級側的電流也如時刻tl t4 所示，從通過二極體Dl而送出到負載側的狀態轉移到通過二極體D2送出到負載側的狀態 (時刻t5)。之後，再次迎來開關元件Ql的接通定時而重複一連串的操作，從而在各開關循環 內，通過由電容器Cr和變壓器Tr構成的部分，維持諧振，向次級側交替經由二極體Dl、D2 送出電流即電力。接下來，用圖6，對圖3的控制與圖4的控制中的開關電源1的動作進行比較。
圖6是用於進行開關電源的動作的比較的時序圖。圖6(a)示出圖3中的控制的 時序圖，圖6(b)示出圖4中的控制的時序圖。在此，為說明效果，在圖6(a)、圖6(b)中，都 示出在圖2的期間T2動作時的狀態。另外，在圖6中，將圖3、圖4中的必要的元件中的時序圖記載了三個循環。如圖6(a)所示，在進行了不使開關元件Ql、Q2同時成為導通狀態的控制時，二極 管D1、D2的電流(即開關電源的輸出電流)逐漸衰減。這是因為，在圖2的期間T2，電容 器Cdcl的電位高於輸入電壓Vin，能量不被供給，所以能量一直被釋放到諧振系統(電容器 Cr、變壓器Tr)。因此，在僅繼續圖6(a)(即圖3的控制)時，如圖2的期間T2那樣，在電容器Cdcl 的電位高於輸入電壓Vin時，能量一直被釋放，所以如圖6(a)所示，二極體Dl、D2的電流 (ID1、ID2)會衰減下去。因此，在本實施方式中，如圖6(b)所示，設置使開關元件Q1、Q2同時為導通狀態的 期間，從而使電容器Cdcl的施加電壓低於輸入電壓Vin，供給輸入電流Iiru即從電源供給 能量。由此，如圖6(b)所示可以防止二極體D1、D2的衰減。S卩，在供給來自電源(二極體橋3)的能量的期間Tl (圖2)，進行圖6 (a)所示的控 制，在不供給來自電源(二極體橋3)的能量的期間T2(圖2)，進行圖6(b)所示的控制，從 而如圖2的Vout的曲線圖所示那樣可以得到穩定的輸出電壓Vout。通常，在使開關元件Q1、Q2同時導通時，電流一下子會流通，所以並非優選。因此， 在本實施方式中，通過設置阻止電流的急劇變化的電感器Lin，由此即使使開關元件Ql、Q2 同時導通，也可以防止電流一下子流通的現象。另外，在圖4中，將開關元件Ql、Q3中的斷開定時設為同時而進行了說明，但例如 在負載較輕且希望減小向次級側(圖1的二極體D1、D2側)的送出電力的情況下，即使將 開關元件Q3的斷開定時提前也沒有問題。作為開關元件Q3的斷開定時的目標，如果從開 關元件Q2的斷開到接通開關元件Q3為止的期間、與從接通開關元件Q3到斷開開關元件Q3 為止的期間大致相同，則在該期間向電容器Cdc2輸入輸出的電荷(能量)的總量大致恆 定，電容器Cdc2的電壓不會大幅變動，所以可以說是對於前後的控制也是優選的。接下來，使用圖7，說明本實施方式的開關電源的控制方法。圖7是示出向用於控制本實施方式的開關電源的控制器的輸入輸出信息的圖。在作為運算器的控制器20中，將輸入電壓(Vin)、輸入電流(lin)、輸出電壓 (Vout)、輸出電流(Iout)、電容器Cdc2的電壓(Cdc2電壓)、以及開關元件Q3的電流(Q3 電流)作為輸入信息實時地進行監視。然後，根據它們的輸入輸出狀態，運算出所需的輸入電流Iin，從而決定成為基本的開關頻率，並且根據Cdc2電壓與輸入電壓Vin的電位差，運算出將開關元件Ql、Q2同時設為導通狀態的時間寬度，決定開關元件Ql、Q2各自的脈衝寬 度(Ql脈衝寬度、Q2脈衝寬度)。另外，雖然在這樣的控制中並非必須，但控制器20同時對電容器Cdcl的電壓 (Cdcl電壓)進行監視，從而可以更詳細地運算開關元件Q1、Q2的導通狀態的時間寬度，能 夠精度良好地控制要導入的輸入電流。這是因為，在整個圖4的時刻tl t2，釋放積蓄在 電容器Cdcl中的能量。另外，作為輸入電壓，對經由二極體橋3之後的輸入電壓Vin進行了檢測，但換過 來也可以對商用電源1的輸出Vac (未圖示)進行檢測，並進行同樣的控制。另外，在進行使開關元件Ql、Q2同時成為導通狀態的控制、即圖4所示那樣的控制 的情況下，將開關元件Q3設為斷開狀態，控制器20如圖6所示對開關元件Q3的電流(Q3 電流)進行監視，在開關元件Q2的斷開之後，開關元件Q3的電流從負轉移到正時，進行接 通開關元件Q3的控制。另一方面，在進行不使開關元件Ql、Q2同時導通、即圖3所示那樣的控制的情況 下，控制器20將開關元件Q3設為總是接通狀態而進行控制。即，決定開關元件Q3的脈衝 寬度(Q3脈衝寬度)。換言之，控制器20將開關元件Ql、Q2的開關頻率作為輸入，決定並輸出開關元件 Q3的開關頻率。由此，只要有一個控制器20就可以進行開關電源1的控制。作為控制器20，通過使用近年來正在快速普及的FPGA(FieldProgrammable Gate Array，現場可編程門陣列)等，就可以進行這樣的實時的狀態判定、各動作模式的選定、以 及脈衝寬度和定時的決定。例如，通過由控制器20內的未圖示的CPU (Central ProcessingUnit，中央處理單 元)等執行存儲在控制器20內的未圖示的ROM (Read Only Memory，只讀存儲器)等中的程 序，來執行這樣的開關電源的控制。另外，作為開關元件Ql、Q2，在本實施方式中使用了功率_M0SFET(Metal Oxide Semiconductor Field Efect Transistor，金屬氧化物半導體場效應管)，但也可以根據電 流容量、電壓的條件來使用IGBT (Indulated Gate Bipolar Transistor，絕緣柵雙極型晶 體管)。另外，包括二極體，也可以使用以SiC(SiliCOn Carbide，碳化矽)為材料的功率器 件。另外，在圖1中，用負載5表示了本實施方式的開關電源1的輸出，但例如在液晶 電視等中，由背光源驅動用的逆變器電路來消耗其輸出電力的大部分。即，作為負載5的一 個例子，考慮逆變器電路。當前，雖然通常分離了開關電源1與逆變器電路(負載5)，但也 可以將它們一體化。(第一實施方式的效果)根據第一實施方式，為了從商用交流電源得到絕緣的直流輸出，減少通過變換電 路的次數，所以可以提高電源效率。即，由於無需分成升壓部、降壓部，所以可以防止開關電 源1的效率損耗。而且，根據第一實施方式，在輸入電壓Vin是低相位時，釋放電容器Cdcl的能量，從而通過降低電容器Cdcl的施加電壓，並引入輸入電壓Vin，由此可以提供效率良好且穩 定的輸出電壓。進而，由於可以通過一個控制器20進行控制，所以可以降低在控制IC等中使用的 成本。(第二實施方式)
接下來，參照圖8和圖9，說明本發明的第二實施方式。在第二實施方式中，進行與 圖4相比延長使開關元件Q1、Q2同時導通的期間的控制，從而可以提高積蓄在電容器Cdc2 中的電壓，應對於交流電源2的瞬停。圖8是示出圖2中的期間T2中的其他動作控制的時序圖。另外，開關電源1的電 路結構與圖1所示的結構相同即可，所以參照圖1，同時按照圖2，說明第二實施方式中的動 作。另外，在圖2的期間Tl，進行圖3中示出的控制動作即可，所以其說明也省略。在圖8所示的例子中，開關元件Q2按照時間比率大致50%進行接通、斷開。另一 方面，對於開關元件Q1，在圖2的期間Tl，進行圖3所示那樣的與開關元件Q2相輔的定時 下的時間比率50%控制，但根據輸入電流Iin，將接通的定時提前，在圖2的期間T2中，如 圖8所示，在開關元件Q2是導通狀態的期間內進行接通(時刻t6)。此時，在圖3所示那 樣的通常的電流之外，在開關元件Ql、Q2中還由於電感器Lin的作用而電流按照大致一定 的趨勢增加下去。另一方面，雖然在電感器Lin中積蓄著能量，但這現象在開關元件Q1、Q2 同時為導通的期間越長，越多的能量被積蓄到Lin中(但是，開關元件Q1、Q2同時成為導通 的時間希望止於以開關周期內的時間比率為25%左右)。不久之後，當在開關元件Q2被斷開的同時接通開關元件Q3時(時刻t7)，在開關 元件Q2中流過的電流通過開關元件Q1、Q3的寄生二極體，暫時流入電容器Cdc2。此時，如 果開關元件Ql、Q2的同時導通的時間長(以開關周期內的時間比率為25%以內)，則積蓄 在電感器Lin中的能量也變大，流入到電容器Cdc2中的電流也變大。但是，由於接通了開關元件Q3，所以諧振電流從電容器Cdc2通過開關元件Q3、Ql 被供給到變壓器Tr的初級側，充電電流被流入諧振電容器Cr，並且電流通過二極體Dl被送 到變壓器Tr的次級側。不久，如果與圖5B (c)同樣地電荷被充分施加到電容器Cdc2中，則開關元件Q3的 電流的方向變成電容器Cdc2 —開關元件Q3的方向，電容器Cdc2的能量被釋放到諧振系統 (電容器Cr、變壓器Tr)。但是，在方向改變的電流沒有變太大的期間內、即能量沒有怎麼從 電容器Cdc2中釋放出來的期間內，如果斷開開關元件Q3 (時刻t8)，則成為能量殘留在電容 器Cdc2中的狀態。在該狀態下如果再次進行一連串的控制，則能量被積蓄到電容器Cdc2中，結果， 電容器Cdc2的電壓上升。另外，與第一實施方式同樣地，通過調整接通開關元件Ql的定時，來控制輸入電 流Iin。為了維持穩定的諧振動作，也優選將開關元件Q1、Q2同時成為導通狀態的期間止 於以開關周期內的時間比率為25%左右。另外，作為使開關元件Q3導通的定時，可以是如上所述斷開開關元件Q2的定時， 但還可以採用ZCS，在該ZCS中，在電流流過開關元件Q3的寄生二極體、S卩開關元件Q3的電 流是負的情況下，保持斷開，在從負變為正的定時進行接通。
進而，還可以根據輸出的狀態，用使開關元件Q3導通的時間比率來調整向次級側 的送出電流的量，最小可以設為0，即在開關周期內開關元件Q3可以保持截止。這樣，在第二實施方式中，通過一邊向電容器Cdc2積蓄能量，一邊控制開關元件 Q3的導通期間，由此可以對從電容器Cdc2供給的能量進行控制。因此，通過向電容器Cdc2 積蓄電荷，例如使電容器Cdc2的兩端電壓上升至380V左右，從而可以模擬地如 使用圖11 說明的兩級結構轉換器那樣動作。圖9示出此時的各部的波形。圖9是示出使電容器Cdc2的兩端電壓上升時的輸入電壓、輸入電流、電容器Cdc2 以及輸出電壓的關係的圖。在圖9中，示出了針對商用交流電源的輸入電壓141V(最大值)，向電容器Cdc2積 蓄電荷，從而使電容器Cdc2的兩端電壓上升至380V左右的情形。電容器Cdc2的兩端電壓 是如上所述那樣通過延長圖2中的使開關元件Ql、Q2同時導通的期間來增大積蓄在線圈 Lin中的能量得以實現的。但是，不希望如上所述那樣將使開關元件Ql、Q2同時導通的期 間以開關周期內的時間比率設為25%左右以上。另外，380V僅為一個例子，只要是比商用 交流電源的輸入電壓高的電壓即可。在此，例如如圖9所示，當發生了瞬間的停電的情況下，在該期間，來自商用交流 電源的輸入電流被切斷，但通過釋放電容器Cdc2的電荷，由此，輸出電壓Vout (24V)可以被 抑制在一定的範圍內而輸出。如果在短時間內輸入電源恢復通電，則之後可以進行一邊維 持輸出一邊再次向電容器Cdc2積蓄電荷這樣的控制。這樣，在第二實施方式中，在電容器Cdc2中積蓄較大的能量，所以例如在瞬停等 非常時候也可以向次級側供給電力。另外，在輸入電壓Vin比較高的相位下，可以將開關元件Q3的導通期間設為0，與 圖11的開關電源Ib相比，可以降低開關元件Q3的開關次數，降低損耗。另外，對於此時的控制器20的輸入輸出信息，可以通過與圖7所示同樣的輸入輸 出信息來實現。對於停電，可以通過輸入電壓Vin的監視來檢測。(第二實施方式的效果)根據第二實施方式，通過使電容器Cdc2的施加電位升壓，由此即使產生了瞬間的 停電，也可以向次級側供給電力(能量)。(第三實施方式)接下來，參照圖10，說明本發明的第三實施方式。(電路結構)圖10是第三實施方式的開關電源的電路圖。圖10所示的開關電源Ia與圖1所示的開關電源1的不同點在於，在第三電路中， 串聯連接了作為第二電感器的電感器Lr。例如，在使開關電源小型化時，有時不得不採用金屬部件或布線等接近變壓器Tr 周邊的結構。此時，如果在變壓器Tr的繞組結構中存在漏電感，則有時與周邊的金屬部件 引起相互作用，在金屬部件中發生渦電流等，所以開關電源的動作容易出現不穩定。為了回 避這樣的事態，需要安裝漏電感儘可能小的變壓器Tr，但由此有時在電流諧振中需要的期 望的電感的值的設定中出現制約，有時作為輔助而需要電感器Lr。S卩，通常，以還可以利用漏電感來進行電流諧振的方式設計了電路，但由於安裝漏電感儘可能小的變壓器Tr，有時連帶地會喪失掉必要的漏電感。為了迴避這樣的事態，安裝電感器Lr，來調整電流諧振中所 需的電感。另外，圖10的開關電源Ia可以實現上述實施方式中的任一動作。(第三實施方式的效果)根據第三實施方式，在安裝了漏電感儘可能小的變壓器Tr的情況下，也可以提供 電流諧振中所需的電感。
權利要求
一種開關電源，將交流電壓作為輸入，將直流電壓作為輸出，其特徵在於，具備對上述交流進行整流的整流部、第一電容器、第一電路、以及第二電路，對於上述整流部並聯連接了上述第一電容器、上述第一電路、以及上述第二電路，在上述第一電容器的輸入側端子與上述第二電路的輸入側端子之間，對於上述整流部串聯連接了第一電感器，在上述第一電路中，串聯連接有第一開關元件和第二開關元件，進而，在上述第一電路中，對於上述第二開關元件並聯連接了第三電路，其中，在上述第三電路中，串聯連接有變壓器的初級繞組和第三電容器，上述變壓器的初級繞組對應於平滑電路中的變壓器的次級繞組，在上述第二電路中，串聯連接有第三開關元件和第二電容器。
2.根據權利要求1所述的開關電源，其特徵在於，在上述第三電路中，第二電感器串聯 連接於上述初級繞組的輸入側。
3.一種開關方法，是基於將交流電壓作為輸入並將直流電壓作為輸出的開關電源的開 關方法，其特徵在於，上述開關電源具備對上述交流進行整流的整流部、第一電容器、第一電路、以及第二電路，對於上述整流部並聯連接了上述第一電容器、上述第一電路、以及上述第二電路， 在上述第一電容器的輸入側端子與上述第二電路的輸入側端子之間，對於上述整流部 串聯連接了第一電感器，在上述第一電路中，串聯連接有第一開關元件和第二開關元件， 進而，在上述第一電路中，對於上述第二開關元件並聯連接了第三電路，其中，在上述 第三電路中，串聯連接有變壓器的初級繞組和第三電容器，上述變壓器的初級繞組對應於平滑電路中的變壓器的次級繞組， 在上述第二電路中，串聯連接有第三開關元件和第二電容器，上述開關電源使上述第一開關元件以及第二開關元件同時導通，在上述第一開關元件 以及第二開關元件同時成為導通的期間，進行使上述第三開關元件截止的控制。
4.根據權利要求3所述的開關方法，其特徵在於，在上述整流部的輸出電壓低於積蓄 於上述第一電容器中的電壓時，進行上述控制。
5.根據權利要求3所述的開關方法，其特徵在於，在上述第一開關元件導通、上述第二 開關元件截止的期間，使上述第三開關元件導通。
6.根據權利要求3所述的開關方法，其特徵在於，在積蓄於上述第二電容器中的電荷 沒有全部流完的期間內，通過使上述第三開關元件截止，使上述第二電容器的施加電壓上 升。
全文摘要
本發明的目的在於提供一種效率良好的開關電源和開關方法。將交流電壓作為輸入並輸出直流電壓的開關電源(1)，其特徵在於，對於整流交流的整流部(3)並聯連接了電容器(Cdc1)、第一電路以及第二電路，在電容器(Cdc1)的輸入側端子(N1)與第二電路的輸入側端子(N3)之間，對於整流部串聯連接了電感器(Lin)，在第一電路中，串聯連接有開關元件(Q1)和開關元件(Q2)，進而，在第一電路中，對於開關元件(Q2)並聯連接了第三電路，在該第三電路中，串聯連接有變壓器(Tr)的初級繞組和電容器(Cr)，變壓器(Tr)的初級繞組對應於平滑電路中的變壓器的次級繞組，在第二電路中，串聯連接有開關元件(Q3)和電容器(Cdc2)。
文檔編號H02M7/04GK101847938SQ20101011652
公開日2010年9月29日 申請日期2010年2月10日 優先權日2009年3月27日
發明者葉田玲彥, 大內貴之 申請人:株式會社日立媒介電子