一種充電樁諧波測試及濾波方法與流程
2023-11-06 05:37:32 4
所屬技術領域
本發明涉一種充電樁諧波測試及濾波方法。
背景技術：
隨著全球能源危機的不斷加深，石油資源的日趨枯竭以及大氣汙染、全球氣溫上升的危害加劇，節能和減排是未來汽車技術發展的主攻方向。電動汽車作為新一代的交通工具，在節能減排、減少人類對傳統化石能源的依賴方面具備傳統汽車不可比擬的優勢。
當電動汽車充電電池能源消耗到一定程度時，就需要使用能源供給裝置對該電池進行充電。當前充電裝置主要有兩種形式，一種是直流充電樁，該充電樁功率較大，100kw左右，充電時間短，體積比較大，因此一般安裝在固定的地點；另一種是交流充電樁，直接利用交流電網，輸出交流電能，通過電動汽車自帶的車載充電樁將交流電能轉換為直流電能為充電電池進行充電。該種充電形式功率較小，一般為10kw左右，充電時間長，體積小，因此可以充分利用城市的各個角落為電動汽車進行充電。
由於充電樁採用的充電樁和所帶的負載是非線性設備，因此在運行時會給電網的電能質量帶來不好的影響，主要體現在電網功率因數下降和給電網帶來諧波汙染等方面。尤其是，市場上目前開始大範圍推廣快充樁，並新建了大量的快充站，快充樁最為一種大功率電力電子器件，在使用時將會給電網帶來大量諧波。理論分析與實際測試表明快充樁產生的諧波次數主要是m＝6k±1(k＝1,2,3…,n)，即主要產生5，7，11，13，17，19次等諧波。且諧波幅值與諧波次數成反比，即諧波次數越高，諧波含量越低。
為提高電能質量，必須首先準確檢測出充電樁的諧波分量，才有可能補償這些諧波分量。因此，如何快速方便的檢測出諧波分量，一直是個重要的研究問題。現有的諧波檢測方案主要有以下四種：(1)使用模擬帶通或帶阻濾波器，輸入的信號經放大電路後經過各次諧波濾波器，各次濾波器的中心頻率是工頻的整數倍，其優點是原理結構簡單，輸出阻抗低，易於控制、實現，其缺點是中心頻率易受到外界因素的影響，不穩定，精度低；(2)基於小波變換的諧波檢測，在信號的不同部位得到最佳的時域解析度和頻域解析度，有效的從信號中提取有用的信息，能夠解決傅立葉變換不能解決的一些問題，小波對突發性信號非常的敏感，所以可以用來檢測動態諧波，而傅立葉變換通常用來檢測穩態的諧波；(3)瞬時無功功率理論的諧波檢測，在只檢測無功電流時，可以完全無延時的得出檢測結果，但是在檢測諧波電流時，由於諧波電流的構成和濾波器不同，這時造成的延時也不會超過一個電源周波，所以它的實時性很好，但是它的硬體多，成本高；(4)基於傅立葉變換的諧波檢測，該種諧波檢測的方法是當今使用最廣的一種方法，因為它計算精度較高，原理簡單，易於接受，但是傅立葉變換的諧波檢測需要一定時間才能完成，速度較慢，因為它的計算量大，為了克服這點，必須綜合考慮計算量和硬體的配合，由於採樣時肯定是對某段有限長信號進行截斷採樣，所以這樣必然會帶來頻譜洩漏，如果是同步採樣，則通過傅立葉變換就能直接得到諧波的幅值，頻率，相位，但往往由於ad採樣的延時、硬體設備的反應時間等，同步採樣是很難做到，這樣就會造成柵欄效應，影響諧波分析的結果，特別是相位受到的影響會很大。
技術實現要素：
為解決上述問題，本發明提供一種充電樁諧波測試及濾波方法，通過該方法，能夠快速準確的測試出充電樁網側各次諧波含量，且能夠快速及時濾除諧波電流，從而有效解決了現有技術中的問題。
為了實現上述目的，本發明提供一種充電樁諧波測試及濾波方法，該方法包括如下步驟：
s1.在不同工況下，對充電樁與配電網連接處電流波形進行採樣；
s2.對電流波形進行除噪處理，得到去噪後的波形；
s3.利用加窗插值fft諧波檢測算法，對去噪後的波形進行諧波測試，得到各次諧波值；
s4.將各次諧波值作為濾波裝置的輸入信號，自動濾除各次諧波。
優選的，在步驟s1中，在不同工況下，對充電樁與配電網連接處電流波形進行採樣，定義所得採樣樣本為x1,x2,...,xn，採樣時間間隔為δt，再將這n個採樣點劃分為m個子段，每個子段包含128個採樣點。
優選的，在步驟s2中，根據分形維數的定義，計算各子段的短時分形維數，根據所得的各子段短時分形維數，計算第k個子段的小波閾值參數，其中常數項需要根據實際噪聲的方差進行選取；分別對每個子段進行小波分解，利用所求得的閾值進行去噪，然後進行小波重構，得到去噪後的波形。
優選的，在所述步驟s1中，定義所得採樣樣本為x1,x2,...,xn，採樣時間間隔為δt，再將這n個採樣點劃分為m個子段，每個子段包含128個採樣點，則m＝n/128，對於第k個子段的128個採樣點，將其記為序列xi(k)(i＝1,2,...,128；k＝1,2,...,m)，定義
優選的，在步驟s2中，採用如下方式計算每個子段的短時分形維數
令
以及
式(2)中，n(k)(δ)和n(k)(2δ)分別表示用寬度為δ和2δ的正方形網格覆蓋這個區段信號的函數圖像所需要的網格數目，根據分形維數的定義，計算各子段的短時分形維數為：
優選的，步驟s2中，根據所得的各子段短時分形維數，按照公式計算第k個子段的小波閾值參數t(k)，其中常數c需要根據實際噪聲的方差進行選取，分別對每個子段進行小波分解，利用所求得閾值進行去噪，然後進行小波重構，得到去噪後的波形。
優選的，所述步驟s3具體包括如下步驟：
s31.設單一頻率信號x(t)的頻率為f0，幅值為a，初相位為θ，則用fs的採樣頻率對去噪後的波形進行採樣，則得到如下離散信號：
xn＝asin(2πf0n/fs)+θ)(4)；
s32.為上述離散信號進行加窗檢測，設所加窗的時域為ω(n)，其連續頻譜為w(2πf)，則加窗後該離散信號連續傅立葉變換為：
忽略負頻點-f0處頻峰的旁瓣影響，則在正頻點f0附近的連續頻譜為：
對上式進行離散抽樣，得到離散傅立葉變換表達式：
上式中離散頻率間隔為δf＝fs/n，n為採樣點數；
s33.設距離峰值點最近的兩根譜線為第k1和第k2條譜線，顯然這兩條譜線是峰值點附近最大的和次最大的譜線，並且一條在k0的左側，一條在k0的右側；在離散頻譜中找到這兩條譜線，從而可確定k1和k2；
令第k1和第k2條譜線的幅值分別是y1＝|x(k1δf)|，y2＝|x(k2δf)|；設f0＝(k1+λm)δf，|λm|≤0.5，λm為不同步度；k1通過尋找譜峰實現，為了確定不同步度λm，令k1與k2譜線值之比為：
由上式計算出同步偏差λm，修正後的頻率、幅值和相位的校正公式分別為：
頻率校正公式：f0＝(k1+λm)δf；
值校正公式：a＝2|x(ki)|/|w(2π·|λm|)/n)|；
相位校正公式：θ＝arg|x(ki)|+π/2-λmπ；
幅值校正公式和相位校正公式中的i選1或2。
優選的，在步驟s4中，具體採用如下方法實現諧波濾除：
s41.將檢測到的各次諧波電流大小，作為指令信號，與pwm變流器的輸出電流進行比較，誤差大小與滯環比較器的環寬相比較得到一組pwm波；
s42.pwm波發送給功率器件的控制端控制功率器件的開關，跟隨各次諧波電流；
s43.pwm變流器將各次諧波電流大小相等，方向相反的電流注入到配電網側，與配電網側中包含的各次諧波電流相互抵消，從而達到消除配電網側各次諧波電流的目的。
本發明具有如下優點：(1)對諧波信號進行測試之前，先對諧波信號進行去噪，去噪後的波形更加平滑，同時減少了信號的衰減；(2)本發明的加窗插值fft諧波檢測算法，在傅立葉變換的基礎上，利用幅值最大的一條譜線進行計算，能夠適當彌補短範圍洩漏造成的峰值點測量不準缺陷，減少檢測誤差，提高檢測效果；(3)採用pwm變流器快速跟隨諧波信號，可及時快速的消除檢測到的各次諧波。
附圖說明
圖1示出了本發明的一種充電樁諧波測試及濾波方法的流程圖。
具體實施方式
圖1示出了一種充電樁諧波測試及濾波方法，該方法包括如下步驟：
s1.在不同工況下，對充電樁與配電網連接處電流波形進行採樣；
s2.對電流波形進行除噪處理，得到去噪後的波形；
s3.利用加窗插值fft諧波檢測算法，對去噪後的波形進行諧波測試，得到各次諧波值；
s4.將各次諧波值作為濾波裝置的輸入信號，自動濾除各次諧波。
優選的，在步驟s1中，在不同工況下，對充電樁與配電網連接處電流波形進行採樣，定義所得採樣樣本為x1,x2,...,xn，採樣時間間隔為δt，再將這n個採樣點劃分為m個子段，每個子段包含128個採樣點。
優選的，在步驟s2中，根據分形維數的定義，計算各子段的短時分形維數，根據所得的各子段短時分形維數，計算第k個子段的小波閾值參數，其中常數項需要根據實際噪聲的方差進行選取；分別對每個子段進行小波分解，利用所求得的閾值進行去噪，然後進行小波重構，得到去噪後的波形。
優選的，在所述步驟s1中，定義所得採樣樣本為x1,x2,...,xn，採樣時間間隔為δt，再將這n個採樣點劃分為m個子段，每個子段包含128個採樣點，則m＝n/128，對於第k個子段的128個採樣點，將其記為序列xi(k)(i＝1,2,...,128；k＝1,2,...,m)，定義
優選的，在步驟s2中，採用如下方式計算每個子段的短時分形維數
令
以及
式(2)中，n(k)(δ)和n(k)(2δ)分別表示用寬度為δ和2δ的正方形網格覆蓋這個區段信號的函數圖像所需要的網格數目，根據分形維數的定義，計算各子段的短時分形維數為：
優選的，步驟s2中，根據所得的各子段短時分形維數，按照公式計算第k個子段的小波閾值參數t(k)，其中常數c需要根據實際噪聲的方差進行選取，分別對每個子段進行小波分解，利用所求得閾值進行去噪，然後進行小波重構，得到去噪後的波形。
優選的，所述步驟s3具體包括如下步驟：
s31.設單一頻率信號x(t)的頻率為f0，幅值為a，初相位為θ，則用fs的採樣頻率對去噪後的波形進行採樣，則得到如下離散信號：
xn＝asin(2πf0n/fs)+θ)(4)；
s32.為上述離散信號進行加窗檢測，設所加窗的時域為ω(n)，其連續頻譜為w(2πf)，則加窗後該離散信號連續傅立葉變換為：
忽略負頻點-f0處頻峰的旁瓣影響，則在正頻點f0附近的連續頻譜為：
對上式進行離散抽樣，得到離散傅立葉變換表達式：
上式中離散頻率間隔為δf＝fs/n，n為採樣點數；
s33.設距離峰值點最近的兩根譜線為第k1和第k2條譜線，顯然這兩條譜線是峰值點附近最大的和次最大的譜線，並且一條在k0的左側，一條在k0的右側；在離散頻譜中找到這兩條譜線，從而可確定k1和k2；
令第k1和第k2條譜線的幅值分別是y1＝|x(k1δf)|，y2＝|x(k2δf)|；設f0＝(k1+λm)δf，|λm|≤0.5，λm為不同步度；k1通過尋找譜峰實現，為了確定不同步度λm，令k1與k2譜線值之比為：
由上式計算出同步偏差λm，修正後的頻率、幅值和相位的校正公式分別為：
頻率校正公式：f0＝(k1+λm)δf；
值校正公式：a＝2|x(ki)|/|w(2π·|λm|)/n)|；
相位校正公式：θ＝arg|x(ki)|+π/2-λmπ；
幅值校正公式和相位校正公式中的i選1或2。
優選的，在步驟s4中，具體採用如下方法實現諧波濾除：
s41.將檢測到的各次諧波電流大小，作為指令信號，與pwm變流器的輸出電流進行比較，誤差大小與滯環比較器的環寬相比較得到一組pwm波；
s42.pwm波發送給功率器件的控制端控制功率器件的開關，跟隨各次諧波電流；
s43.pwm變流器將各次諧波電流大小相等，方向相反的電流注入到配電網側，與配電網側中包含的各次諧波電流相互抵消，從而達到消除配電網側各次諧波電流的目的。
採用本發明的方法，可控制所述配電網電壓總諧波畸變率閥值為5.0％,奇次諧波電壓含有率閥值為4.0％,偶次諧波電壓含有率閥值為2.0％。這些數值的確定是依據標準號為gb_t_14549-1993的國家標準，標準名稱為電能質量公用電網諧波。
以上內容是結合具體的優選實施方式對本發明所作的進一步詳細說明，不能認定本發明的具體實施只局限於這些說明。對於本發明所屬技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明構思的前提下，做出若干等同替代或明顯變型，而且性能或用途相同，都應當視為屬於本發明的保護範圍。