電源頻率同步短脈衝串式電源的製作方法
2023-11-06 15:09:12 1
專利名稱：電源頻率同步短脈衝串式電源的製作方法
技術領域：
本發明一般涉及電源領域，更具體地說，涉及電視接收器的備用方式電源。
電子設備在備用方式下消耗的功率正成為日益顯露的公共政策問題。例如，1997年9月19日一期《歐洲能源》報導了歐洲委員會優先考慮減少電子設備在備用方式下工作所消耗的能量。文章還指出該委員會已將最初的努力集中在減少電視和VCR(錄像機)的備用功率消耗，並從這些產品的製造商那得到自願許若以不斷地減少平均備用功率消耗。
現代電視會有5到10瓦特的備用功率消耗，該功率消耗是由退磁電路和運行在備用方式下的開關式電源引起的。具有附加備用電源以及與退磁電路不相連的電視可將電源消耗減少到1瓦特。
在用於視頻顯示裝置的傳統電源裝置中，備用變壓器的初級繞組連到AC電源。在備用變壓器次級繞組的變換電壓被全波整流，並由某些線性調節形式調整，以在備用方式操作下為視頻顯示裝置提供電源。只要視頻顯示裝置連接到AC電源，備用電源就消耗功率，並因此在運行方式操作期間也消耗功率。在備用方式下，功率損耗部分地因開關損耗引起。美國專利No.6043994提出了一種用於減小因開關式電源控制器集成電路IC的啟動電阻引起的功率消耗的電源。
因此，希望提供一種用於減小因開關損耗引起的備用電源消耗的簡單和經濟有效的方法。
本發明針對一種備用電源電路，該備用電源電路減小因整個AC電源耦合到功率變換電路的開關損耗引起的備用消耗。同步短脈衝串式電源包括功率變換器，用於將AC電源從較低頻率轉換到較高頻率；響應所述AC電源的選通電路，用於在每當所述AC電源出現在預定範圍內時使得所述功率變換器啟動較高頻率的短脈衝串輸出脈衝。提供同步短脈衝串式電源的方法包括以下步驟接收較低頻率的AC電源；檢測所述AC電源何時出現在預定範圍內；以及響應所述檢測步驟，啟動比所述較低頻率高的頻率的短脈衝串輸出脈衝。
結合附圖，通過閱讀下述描述，本發明上述及其它特徵、方面和優點將變得清楚，其中相同的標號表示相同的元件。
圖1示出說明本發明的方框圖和波形圖。
圖2和圖3示出了體現本發明的備用電源的原理圖。
每幅圖中相同的標號表示相同的元件。所示電阻值的測量單位表示為歐姆、千(k)歐姆、或兆(M)歐姆，電容值的測量單位表示為微法拉(μ)或微微法拉(p)。
本發明減小備用開關式電源SMPS中與電路開關有關的功率損耗。發明的備用SMPS直接連接到脈動然而整流過的電源電壓，接著在整流過的電源電壓的低電平期間，所述電源電壓被選通到SMPS。通過產生短脈衝串進行響應的將整流後的電源電壓選通到備用SMPS的過程與整流過的電源電壓中的預定範圍是同步的。
用圖1中的方框圖10和波形圖11-13來說明本發明。由二極體D1對電源電壓Vmains進行整流以向閾值檢測器1提供脈動的正半波電壓V1。當正半波電壓V1的上升和下降低於閾值(圖1中圖11的水平線16)時，閾值檢測器1輸出電壓脈衝V2。例如50或60赫茲的較低電源電壓Vmains頻率下的電壓脈衝V2被自激振蕩器23轉變為較高頻率的鋸齒電流脈衝ITr。在某種意義上，就把部分正半波傳送到振蕩電路23而言，檢測器充當選通門。應該指出，AC電源獨自地觸發並終止短脈衝串V2，不依賴於任何外部開關控制。在圖1的示例性實施例中，對檢測器1輸出的每個電壓脈衝V2產生9個鋸齒脈衝ITr。這個數字與振蕩器的自激頻率有關，例如25kHz。因為施加在變壓器Tr1上的正半波脈衝V1從其峰值下降到零，所以鋸齒電流脈衝的峰值以線性傾斜方式下降，如圖所示的那樣。施加在變壓器上的電壓滿足關係(電壓/電感)乘以時間。在本電路中時間因子是常數，而電源正弦波電壓從零上升到峰值然後又從其峰值下降到零。從峰值到零的下降引起鋸齒電流脈衝ITr中的線性衰減峰值。相反，在電源電壓正弦波的上升沿期間，鋸齒電流脈衝ITr的峰值線性上升。
鋸齒電流脈衝ITr轉換為次級繞組電壓VTR1，然後二極體D7將該電壓整流成未調整的電壓V3。未調整電壓V3由電壓調整器3平滑並調整為5V的DC輸出電壓Vout。
圖2中的示例性電路包括用於可控地將電源電壓Vmains連接到運行方式電源(未示出)的連接點的電路裝置20。對通過限流電阻器R13來自已知類型微控制器(未示出)的運行控制信號作出反應，通過光繼電器，三端雙向可控矽開關T2來通斷電壓電源Vmains。可以採用其它繼電器開關替代三端雙向可控矽開關驅動器T2。電壓Vmains還連接到三端雙向可控矽開關T1，後者在電源電壓通過三端雙向可控矽開關驅動器T2並降落在由R1和R2組成的電壓分壓器時被觸發。通過三端雙向可控矽開關T1的電源電壓Vmains連接通過退磁電路21，由二極體橋路裝置D11-D14全波整流並由電容器C11濾波，用於運行方式電源。
圖2的電路實施例還包括閾檢測器1、自激振蕩器2和穩壓器3的示例性電路實施例。
來自電源電壓Vmains且由二極體D1整流過的正半波電壓V1在電阻R4和R5之間被分壓，且由穩壓二極體D3限壓，並由電容器C1進行波紋衰減以向電晶體Q1的發射極E提供+12V電壓。電晶體Q1由分壓器電阻R1和R3以及濾波電容器C2構成的整流器裝置在電晶體Q1的基極B產生的電壓進行偏置。任選的可調電阻R2允許對基極B的電壓進行微調。二極體D2保護電晶體Q1以防因在電晶體Q1的發射極E產生的+12V電壓引起的可能反向偏置。當電晶體Q1的基極B的輸入電壓低於由電晶體Q1的發射極E的電壓和分壓器R4、R5和D3決定的某個閾值時，電晶體Q1就導通並為自激振蕩器電路23提供偏置電壓。應該指出，電阻R5使振蕩器電路23的接通時間適應不同的電源電壓。
在閾值檢測電路22中，電容器C1的正極上的+12V電壓與電晶體Q1的基極B的電壓相比較。電晶體Q1的基極B上大於0小於11.3伏的正電壓使電晶體Q1偏置導通，提供大約11.3伏的閾值電平16。在基極B的電壓超過11.3伏時，PNP電晶體Q1被偏置為斷開。閾值檢測器或選通電路22提供低電壓電平轉換以減少不然會出現在通常的開關式備用電源中的損耗。
圖2中的振蕩器23是由變壓器Tr1、電阻器R6、電容器C3、次級繞組n3和電晶體Q2形成的阻塞式振蕩器。該阻塞式振蕩器按常規方式工作。應該指出，二極體D4和D5以及電阻器R7對所述振蕩電路的基本操作並不是必需的，它是作為一種信號波形調節形式而包括在其中。對阻塞式振蕩電路23的描述僅是示例性的而不排斥使用本發明範圍內的其它振蕩電路或拓撲結構。
由次級繞組n3提供的正反饋使得電晶體Q2導通。流過電晶體Q2基極B的電流使得電容器C3放電，直到電容器C3兩端的電壓為1.4伏，這時電晶體Q2停止導通，電源通過繞組n2以回授(flyback)方式傳送到次級側。當次級繞組n3有回授電壓時，電容器C3被反向偏置為負。這時電流必須再次通過電阻器R6饋送以對電容器C3充電並開始傳送從正半波脈衝V1得到的另一個鋸齒電流ITR。電容器C4減少了快速轉換的輻射。
阻塞式振蕩器23以幾乎恆定的頻率工作，該頻率取決於電壓Vmains、電阻器R6、電容器C3和繞組n1與繞組n3之間的關係。所述振蕩器的工作周期可以基本恆定以使傳送到次級繞組n2的能量基本恆定。這種基本恆定的能量得到兩個結果。首先，固有地保護備用電源以防變壓器Tr1次級側的短路情況。其次，使用並行電壓調節技術可用來調節次級繞組n2提供的電壓。例如，在圖2中，由次級繞組n2提供的+5伏輸出電壓部分地受到穩壓二極體D7的限制，並由電壓調節器IC1調節。使用電壓調節器IC1和二極體D7的用途僅僅是用於說明性的而並不是排斥應用本發明範圍內的其它調節技術。
在圖2的實施例中，阻塞式振蕩器23有助於用來將例如50到60赫茲的每個周期出現兩個電壓脈衝V2的較低電源電壓頻率轉換到對每個電壓脈衝V2產生九個鋸齒電流脈衝的頻率。這種轉換允許備用變壓器Tr1的尺寸減小，這又導致備用變壓器Tr1的消耗功率降低。在示例性電路中達到7.2伏的次級繞組電壓VTR1首先由二極體D5整流，由電容器C5濾波，然後由調節器IC1調節。在重新加載的情況下，二極體D7防止電容器C5和調節器IC1承受過高電壓。調節器IC輸出的電壓由電容器C6濾波以提供+5伏的備用電源。
除來自連接到閾值檢測電路22的電阻器R5與穩壓二極體D3之間的端子的附加光耦合器IC2的電流反饋環外，圖3的電路和圖2中的備用電源裝置是相似的。圖2中的電路實施例適合於靜態負載或負載的較小變化，其中可調整電阻器R2來最佳地對適合負載量的短脈衝串的啟動和終止進行定時。如果對某一負載最佳地調整R2並且實際負載較小，則短脈衝串頻率將過高而且功率輸出將大於負載所需，造成功率浪費。動態負載應用適合於圖3的電路實施例，其中電流反饋通過選通電路來調整短脈衝串V2的啟動和終止。圖3的電流反饋環消除了對圖2中可變電阻器R2調整的需要。
只要次級電壓V3高於D7兩端產生的參考電壓，光耦合器IC2就導通。光耦合器IC2的導通經由反饋環中的電流I1而使電晶體Q1的發射極的參考電壓減少，這減少了自激振蕩電路22的接通時間。結果，負載減小時輸入功率減小，並且圖2的電路實施例中的電壓控制電位器R2是不必要的。
圖4是輸入功率對輸出功率的範圍的示圖，說明了由本發明提供的效率增加。普通電源在輸出200mW時通常要消耗1W，表示20％的功率變換效率。如圖4所說明的那樣，例如，有了所發明的瞬時低電壓電源選通，約為337mW的輸入電源電壓功率Pinput轉換為約為115mW的備用功率。這表示功率變換效率增加到大約30％。
可利用約有0.1mm氣隙的EF16、N67鐵芯來構造備用變壓器TR1。利用0.1mm直徑的CuL線按兩層約繞160圈，備用變壓器Tr1的初級繞組n1的電感可約為18mH。可使用大約一層0.1mm厚的MYLAR牌聚合薄膜來提供兩層繞線之間的電絕緣以減小寄生電容。次級繞組n2可用23圈0.315mm直徑的CuL線，而次級繞組n3可用16圈0.315mm直徑的線。可使用大約兩層0.1mm厚的MYLAR牌聚合薄膜來提供初級繞組n1和次級繞組n2及n3之間的電絕緣。
儘管已經根據具體示例描述了本發明，然而本領域的技術人員將明白在不脫離本發明本質的情況下可對公開的實施例進行修改和變化。例如，在所討論的實施例中，示出了0到12V之間的正半波電壓電平部分通過振蕩器電路23。然而可以用2V到12V的閾值範圍啟動發明的AC電源及終止短脈衝串。然而，0到12V的範圍更好，因為較低的零邊界使電路設計更簡單。而且，作為對來自AC電源的正半波的最優選通的替代，AC電源的全波整流脈衝可以選通到振蕩電路23。然而，選通全波整流AC電源脈衝要求耗散過多的功率，對備用方式操作而言是不必要的，由此使得電源電路效率較低。因此，應參考後附的權利要求書而非前述描述，權利要求書指出本發明的實際範圍。
權利要求
1.一種同步短脈衝串式電源包括功率變換器(2)，用於將AC電源從較低頻率轉換到較高頻率；響應所述AC電源的選通電路(1)，用於在每當所述AC電源出現在預定範圍內時使得所述功率變換器(2)啟動較高頻率的短脈衝串輸出脈衝。
2.根據權利要求1的電源，其特徵在於還包括用於把來自所述轉換器電路(2)的變換輸出電壓(V3)調整到備用電壓(Vout)的裝置(3)，所述裝置(3)反饋到所述選通電路(1)以響應所述電源的負載變化來控制所述功率變換器電路(2)的操作。
3.根據權利要求1的電源，其特徵在於所述功率變換器包括自激振蕩電路(單元2)，並且當所述電源(V1)具有單一電壓極性時，所述選通電路(單元1)僅在所述AC電源的所述電源V1的每個周期的兩個時段期間允許所述自激振蕩電路操作。
4.根據權利要求1的電源，其特徵在於所述選通電路包括閾值檢測電路(22)，用於在檢測到所述電源電壓的正波形(V1)部分在所述預定範圍內時產生電壓脈衝(V2)。
5.根據權利要求4的電源，其特徵在於所述閾值檢測器(22)包括電晶體(Q1)，所述電晶體(Q1)的基極由所述正波形(V1)的第一分壓(R1，R2)進行偏置，以傳送所述正波形(V1)的第二分壓的所述電壓脈衝(V2)。
6.權利要求5的電源電路，其特徵在於所述第一分壓包括連接到所述電晶體(Q1)的基極的電阻器對(R1，R3)分壓器，並且所述第二分壓包括連接到所述正波形(V1)和所述電晶體(Q1)的發射極的電阻器對(R4，R5)。
7.權利要求4的電源電路，其特徵在於所述功率變換器電路(2)包括自激振蕩電路(23)，用於將來自所述選通電路(1)的第一頻率的所述電壓脈衝(V2)轉換成大於所述第一頻率的第二頻率的電流脈衝(ITr)。
8.權利要求7的電源電路，其特徵在於所述自激振蕩電路(23)包括電晶體(Q2)，其基極B由所述電壓脈衝(V2)進行偏置，以使所述第二電晶體(Q2)可以導通所述電流脈衝(ITr)，所述電壓脈衝(V2)由第一二極體整流並在之後對第一電容器(C3)充電，所述電流脈衝(ITr)是通過由連到所述第二電晶體(Q2)的發射極的第二電容器(C4)波紋衰減所述正波形(V1)得到的，所述正波形(V1)激勵變壓器(TR1)的初級繞組(n1)以回授方式在所述變壓器(TR1)的次級繞組(n2)的兩端產生次級繞組電壓(VTR1)。
9.權利要求7的電源電路，其特徵在於還包括連接到變壓器(TR1)的次極繞組(n2)的電壓調節電路(24)，所述變壓器(TR1)的初級繞組(n1)連接到所述自激振蕩器電路(2)，所述次極繞組(n2)由通過所述變壓器(TR1)初級繞組的所述電流脈衝(ITr)產生次極電壓(VTR1)。
10.權利要求9的電源電路，其特徵在於所述電壓調節電路(24)包括集成電壓調節器(IC1)，以提供由所述集成電壓調節器(IC1)穩定的次極電壓(V3)，所述集成電壓調節器(IC1)連接到用於對來自所述次極繞組(n2)的所述電流脈衝(ITr)進行整流及濾波的二極體D6和第一電容器(C5)裝置，所述裝置對來自所述第二繞組(n2)的所述電流脈衝(ITr)整流及濾波，由第二電容器(C6)對所述次極電壓進行濾波以提供備用電壓(Vout)。
11.權利要求7的電源電路，其特徵在於還包括電壓調節電路(244)，所述電壓調節電路(244)連接到變壓器(TR1)的次極繞組(n2)，通過所述變壓器的初級繞組(n1)，可控地導通所述電流脈衝(ITr)以產生次極繞組電壓(VTR1)，後者反饋到所述閾值檢測電路(222)並調整其接通時間的操作。
12.一種同步短脈衝串式備用電源包括自激振蕩功率變換器，用於接收AC電源；變壓器初級繞組，連接到所述功率變換器並從其接收脈衝，用於在所述變壓器的次極繞組上產生電源；和連接到所述AC電源及所述功率變換器的選通電路，其中在所述AC電源循環到預定範圍時，所述選通電路使得所述自激振蕩功率變換器可以操作；
13.權利要求12的電源電路，其特徵在於所述選通電路包括閾值檢測器(22)，用於在檢測到所述電源電壓的正波形(V1)低於閾值時產生電壓脈衝(V2)。
14.權利要求13的電源電路，其特徵在在於所述閾值檢測器包括電晶體(Q1)，所述電晶體(Q1)的基極由所述正波形(V1)的第一分壓(R1，R2)進行偏置，以傳送所述正波形(V1)的第二分壓和濾波的所述電壓脈衝(V2)。
15.權利要求14的電源電路，其特徵在於所述第一分壓包括連接到所述電晶體(Q1)的基極B的第一電阻器對(R1、R3)分壓器，並且所述第二分壓包括連接到所述正波形(V1)和所述電晶體(Q1)的發射極之間的第二電阻器對(R4、R5)。
16.權利要求2的電源電路，其特徵在於所述自激振蕩功率變換器電路將第一頻率的所述電壓脈衝(V2)變換到大於所述第一頻率的第二頻率的電流脈衝(ITr)。
17.權利要求16的電源電路，其特徵在於還包括連接到變壓器(TR1)的次極繞組(n2)的電壓調節電路(244)，通過所述變壓器(TR1)的初級繞組(n1)，可控地導通所述電流脈衝(ITr)以產生次極繞組電壓(VTR1)，所述次極繞組電壓(VTR1)反饋到所述閾值檢測電路(222)，用於影響所述自激振蕩功率變換器的接通時間操作。
18.權利要求17的電源電路，其特徵在於所述電壓調節電路(244)包括集成電壓調節器(IC1)和光耦合器(IC2)，所述集成電壓調節器(IC1)連接到二極體D6和電容器(C5)裝置，所述裝置用於接收所述次極繞組電壓(VTR1)並為所述集成電壓調節器(IC1)提供電壓輸入(V3)，所述光耦合器(IC2)連接到所述集成電壓調節器(IC1)，用以在所述電壓輸入(V3)高於參考電壓時將由所述次極繞組電壓(VTR1)得到的電流傳回到所述閾值檢測器(222)。
19.權利要求18的電源電路，其特徵在於所述參考電壓是在連接在所述電壓輸入(V3)和所述光耦合器(IC2)之間的電阻器(R8)和穩壓二極體(D7)的裝置的兩端產生的。
20.提供同步短脈衝串式電源的方法包括以下步驟接收較低頻率的AC電源；檢測所述AC電源何時出現在預定範圍內；和響應所述檢測步驟，啟動比所述較低頻率高的頻率的短脈衝串輸出脈衝。
21.根據權利要求20的方法，其特徵在於還包括如下步驟響應所述檢測，終止對所述短脈衝串輸出脈衝的進一步啟動。
22.根據權利要求20的方法，其特徵在於所述檢測步驟包括檢測何時所述AC電源低於第一閾值而高於第二閾值。
23.根據權利要求20的方法，其特徵在於還包括如下步驟將所述輸出脈衝調節到備用電壓輸出。
24.根據權利要求20的方法，其特徵在於還包括如下步驟通過從所述輸出脈衝得到的電壓來控制所述啟動的定時。
25.根據權利要求21的方法，其特徵在於還包括如下步驟通過從所述輸出脈衝得到的電壓來控制所述啟動和終止的定時。
全文摘要
一種同步短脈衝串式電源包括功率變換器和響應AC電源的選通電路,所述功率變換器用於將AC電源從較低頻率轉換到較高頻率,所述選通電路用於每當AC電源出現在預定範圍內時允許功率變換器(2)啟動較高頻率的短脈衝串輸出脈衝。在其它實施例中,電源具有調節電路,用於調節功率變換器的輸出,所述調節電路包括連到選通電路的電流反饋環,用於響應負載變化而對功率變換器進行預調節控制。
文檔編號H02M3/335GK1338868SQ01120889
公開日2002年3月6日 申請日期2001年6月6日 優先權日2000年6月6日
發明者A·W·凱勒 申請人:湯姆森許可公司