射頻壓控振蕩器的製作方法

2023-11-08 05:58:02

本發明涉及射頻振蕩控制技術領域，特別是涉及一種射頻壓控振蕩器。

背景技術：

隨著智能終端的普及，作為標配的wi-fi與藍牙這兩種射頻無線連接技術已經被廣泛使用。由於受電池技術的限制，對射頻晶片的低功耗要求是無止境的。壓控振蕩器(voltage-controloscillator，vco)是射頻晶片的關鍵電路模塊，對其相位噪聲指標的要求非常苛刻。

通常的射頻vco為b類，具有中心抽頭的電感與兩個可變電容構成lc諧振迴路，通過改變可變電容的電容量從而控制lc諧振迴路的諧振頻率為所需要的值；兩個電晶體作為振蕩管交叉耦合連接成振蕩單元，為lc諧振迴路提供能量以維持振蕩；利用電流源提供參考電流，通過由電晶體構成的電流鏡為振蕩單元提供偏置電流。b類vco具有起振容易且可靠的優點，但缺點也很明顯：振蕩管的導通角為180度，電流利用率低，功耗非常高。為滿足低功耗的要求，業界提出c類射頻壓控振蕩器，c類射頻壓控振蕩器的振蕩管的導通角小，電流利用率高，但存在起振困難的缺點。因此，如何提供一種起振容易且電流利用率高的射頻壓控振蕩器是亟待解決的問題。

技術實現要素：

基於此，有必要針對上述問題，提供一種起振容易且電流利用率高的射頻壓控振蕩器。

一種射頻壓控振蕩器，包括自適應偏置電路、振蕩電路和lc諧振迴路，所述振蕩電路連接所述自適應偏置電路和所述lc諧振迴路，

所述自適應偏置電路用於輸出偏置電壓至所述振蕩電路；

所述振蕩電路用於根據所述偏置電壓以b類狀態驅動所述lc諧振迴路開始振蕩且振蕩幅度逐漸增大；所述振蕩電路在所述偏置電壓的幅值小於預設的第一閾值電壓時進入c類狀態，以及在所述偏置電壓的幅值小於預設的第二閾值電壓時振蕩幅度停止增大；所述第一閾值電壓大於所述第二閾值電壓；

所述自適應偏置電路包括電流源、第一電晶體、第二電晶體、補償電阻和濾波電容，所述電流源連接所述第一電晶體的輸入端、所述第二電晶體的輸入端和所述振蕩電路，所述電流源與所述振蕩電路的公共端通過所述濾波電容接地；所述第一電晶體的控制端和所述第二電晶體的控制端均連接所述振蕩電路，所述第一電晶體的輸出端和所述第二電晶體的輸出端均通過所述補償電阻接地。

上述射頻壓控振蕩器，自適應偏置電路輸出偏置電壓至振蕩電路，振蕩電路根據偏置電壓以b類狀態啟動lc諧振迴路開始振蕩且振蕩幅度逐漸增大。振蕩電路在偏置電壓的幅值小於預設的第一閾值電壓時進入c類狀態，以及在偏置電壓的幅值小於預設的第二閾值電壓時振蕩幅度停止增大。電流源輸出的電流通過第一電晶體和第二電晶體產生的偏置電壓給振蕩電路，在第一電晶體、第二電晶體的輸出端與地之間增加補償電阻，以保持負反饋的穩定性，提供寬工作範圍內的穩定性。通過自適應偏置電路輸出偏置電壓使振蕩電路以b類狀態驅動lc諧振迴路開始振蕩，隨著振蕩幅度的增大，又使振蕩電路進入c類狀態進行振蕩，起振容易且電流利用率高。

附圖說明

圖1為一實施例中射頻壓控振蕩器的結構圖；

圖2為一實施例中射頻壓控振蕩器的原理圖；

圖3為一實施例中自適應偏置電壓與振蕩幅度的變化過程示意圖。

具體實施方式

在一個實施例中，一種射頻壓控振蕩器，如圖1所示，包括自適應偏置電路110、振蕩電路120和lc諧振迴路130，振蕩電路120連接自適應偏置電路110和lc諧振迴路130。自適應偏置電路110用於輸出偏置電壓至振蕩電路120。振蕩電路120用於根據偏置電壓以b類狀態驅動lc諧振迴路130開始振蕩，隨著lc諧振迴路130的振蕩幅度逐漸增大，振蕩電路120在偏置電壓的幅值小於預設的第一閾值電壓時進入c類狀態，以及在偏置電壓的幅值小於預設的第二閾值電壓時振蕩幅度停止增大；第一閾值電壓大於第二閾值電壓。

第一閾值電壓和第二閾值電壓的具體取值並不唯一，可通過對振蕩電路120內部電子元器件的選取調整閾值電壓。具體地，自適應偏置電路110輸出偏置電壓至振蕩電路120，並控制偏置電壓的幅值隨著振蕩電路120的振蕩幅度增大而減小，直至振蕩電路120的振蕩幅度停止增大。振蕩電路120根據偏置電壓以b類狀態驅動lc諧振迴路130開始振蕩且振蕩幅度逐漸增大。通過自適應偏置電路110輸出偏置電壓使振蕩電路120以b類狀態啟動lc諧振迴路130開始振蕩，並在振蕩電路120跟隨lc諧振迴路130振蕩後減小偏置電壓的幅值，使振蕩電路120進入c類狀態進行振蕩。

如圖2所示，自適應偏置電路110包括電流源iref、第一電晶體mn3、第二電晶體mn4、補償電阻rz和濾波電容cf。

電流源iref連接第一電晶體mn3的輸入端、第二電晶體mn4的輸入端和振蕩電路120。具體地，電流源iref的輸入端可連接電源端vdd，輸出端連接第一電晶體mn3、第二電晶體mn4和振蕩電路120，電流源iref由輸入端接入電源並由輸出端輸出電流。電流源iref與振蕩電路120的公共端通過濾波電容cf接地，第一電晶體mn3的控制端和第二電晶體mn4的控制端均連接振蕩電路120，第一電晶體mn3的輸出端和第二電晶體mn4的輸出端通過補償電阻rz接地。

電流源iref輸出的電流通過第一電晶體mn3和第二電晶體mn4產生的偏置電壓vba給振蕩電路120提供足夠大的增益，使振蕩電路120控制lc諧振迴路130開始振蕩，這個啟動過程是處於b類狀態。當振蕩幅度逐漸增大，由於第一電晶體mn3和第二電晶體mn4的整流作用，使偏置電壓vba開始下降。偏置電壓vba下降到第一閾值電壓後，振蕩電路120進入c類狀態。偏置電壓vba再進一步下降，使得振蕩電路120減小對lc諧振迴路130電流的供給，振蕩幅度不再增大，偏置電壓vba不再減小，振蕩電路120與自適應偏置電路110處於平衡狀態。在偏置電壓vba開始下降時，電容cf的濾波使得偏置電壓vba的下降過程平滑。為保持負反饋的穩定性，在第一電晶體mn3、第二電晶體mn4的輸出端與地之間增加補償電阻rz，提供寬工作範圍內的穩定性。

振蕩電路120的結構也並不是唯一的，在一個實施例中，振蕩電路120包括第三電晶體nm1、第四電晶體nm2、偏置電阻組件122、第一耦合電容cb1和第二耦合電容cb2。

第三電晶體nm1的輸入端連接lc諧振迴路130，第三電晶體nm1的控制端通過偏置電阻組件122連接第四電晶體nm2的控制端，第四電晶體nm2的輸入端連接lc諧振迴路130，第三電晶體nm1的輸出端和第四電晶體nm2的輸出端均接地；偏置電阻組件122與第三電晶體nm1的公共端、偏置電阻組件122與第四電晶體nm2的公共端以及偏置電阻組件122均連接自適應偏置電路110。具體地，偏置電阻組件122連接自適應偏置電路110中的電流源iref，偏置電阻組件122與第三電晶體nm1的公共端連接自適應偏置電路110中第一電晶體mn3的控制端，偏置電阻組件122與第四電晶體nm2的公共端連接自適應偏置電路110中第二電晶體mn4的控制端。

第一耦合電容cb1一端連接第三電晶體nm1的輸入端，另一端連接偏置電阻組件122與第三電晶體nm1的公共端，第二耦合電容cb2一端連接第四電晶體nm2的輸入端，另一端連接偏置電阻組件122與第四電晶體nm2的公共端。第三電晶體nm1和第四電晶體nm2作為振蕩管構成交叉耦合。

自適應偏置電路110中產生的偏置電壓vba相比第三電晶體mn1、第四電晶體mn2的閾值電壓高的多，足夠將第三電晶體mn1、第四電晶體mn2偏置在放大區，提供足夠大的增益讓lc諧振迴路130開始振蕩。通過第一耦合電容cb1、第二耦合電容cb2的耦合作用，節點vg1、節點vg2跟隨lc諧振迴路130振蕩。當振蕩幅度逐漸增大，偏置電壓vba下降到小於第三電晶體mn1、第四電晶體mn2的閾值電壓的時候，可認為偏置電壓vba小於第一閾值電壓，振蕩電路120進入c類狀態。偏置電壓vba再進一步下降，使得第三電晶體mn1、第四電晶體mn2的導通角減小，從而減小對lc諧振迴路電流的供給，可認為偏置電壓vba小於第二閾值電壓，振蕩幅度不再增大，偏置電壓vba不再減小，振蕩電路120與自適應偏置電路110處於平衡狀態。

偏置電阻組件122的結構並不唯一，可以是多個電阻串聯、並聯或混聯組成。在一個實施例中，繼續參照圖2，偏置電阻組件122包括第一偏置電阻rb1和第二偏置電阻rb2，第一偏置電阻rb1和第二偏置電阻rb2串聯且公共端連接自適應偏置電路110，具體連接自適應偏置電路110中的電流源iref。第一偏置電阻rb1另一端連接第三電晶體nm1的控制端，第二偏置電阻rb2另一端連接第四電晶體nm2的控制端。

進一步地，在一個實施例中，振蕩電路120還包括振蕩調節組件124，第三電晶體nm1的輸出端和第四電晶體nm2的輸出端均通過振蕩調節組件124接地。可通過振蕩調節組件124對振蕩電路120的振蕩電流大小進行調節，以便操作人員選擇所需要的振蕩電流，提高了射頻壓控振蕩器的使用便利性。

振蕩電路120的結構也不是唯一的，本實施例中，振蕩調節組件124包括可變電阻rs和旁路電容cp，可變電阻rs和旁路電容cp並聯後一端連接第三電晶體nm1的輸出端和第四電晶體nm1的輸出端，另一端接地。通過改變可變電阻rs的電阻值，可以調節振蕩電流大小。旁路電容cp提供振蕩電路120處於c類工作狀態時所需的低阻交流通路。

在一個實施例中，如圖2所示，lc諧振迴路130包括電感l1、第一可變電容cv1和第二可變電容cv2，電感l1具有中心抽頭，第一可變電容cv1和第二可變電容cv2串聯後與電感l1並聯，且並聯後兩端均連接振蕩電路120；電感l1的中心抽頭連接電源端vdd。第一可變電容cv1、第二可變電容cv2的電容量由控制腳vtune的電壓決定。

具體地，第一可變電容cv1與第二可變電容cv2串聯後再與電感l1並聯，構成lc並聯諧振迴路，並聯迴路的諧振頻率由以下公式決定：

vxp與vxn為並聯諧振迴路的兩個節點，節點vxp連接振蕩電路120中的第一耦合電容cb1和第三電晶體nm1，節點vxn連接振蕩電路120中的第二耦合電容cb2和第四電晶體nm2。

為了便於更好地理解上述射頻壓控振蕩器，下面結合圖2進行詳細的解釋說明。

自適應偏置電路110由電晶體mn3、mn4，補償電阻rz，濾波電容cf，參考電流源iref組成。電晶體mn3、mn4的柵極分別與振蕩電路120的節點vg1、vg2相連，漏極與節點vba相連，源極與節點vns2相連。補償電阻rz連接節點vns2與地。濾波電容cf連接節點vba與地。參考電流源連接電源vdd與節點vba。

振蕩電路120由電晶體mn1、mn2，偏置電阻rb1、rb2，耦合電容cb1、cb2，串聯可變電阻rs和旁路電容cp組成。電晶體mn1作為振蕩管，其柵極vg1通過耦合電容cb2與節點vxn相連，其漏極連接到節點vxp，源極連接到節點vns1；電晶體mn2作為振蕩管，其柵極vg2通過耦合電容cb1與節點vxp相連，其漏極連接到節點vxn，源極連接到節點vns1。電晶體mn1、mn2構成交叉耦合。偏置電阻rb1、rb2分別與vg1、vg2相連，由自適應偏置電路110的節點vba給電晶體mn1、mn2提供直流偏置。進一步的，可變電阻rs與旁路電容cp連接電晶體mn1、mn2的源極節點vns1與地，通過改變可變電阻rs的電阻值，可以調節振蕩電流大小。旁路電容cp提供振蕩電路120處於c類工作狀態時所需的低阻交流通路。

lc諧振迴路130由電感l1、可變電容cv1、可變電容cv2組成，電感l1的中心抽頭接在電源vdd上，可變電容cv1與cv2串聯後再與電感l1並聯，構成lc並聯諧振迴路，vxp與vxn為並聯迴路的兩個節點。

開始時刻，電路處於靜止狀態，節點vxp與vxn約等於電源電壓vdd，vg1、vg2的電壓與vba相等。電流源iref的電流通過電晶體mn3、mn4產生的偏置電壓vba相比電晶體mn1、mn2的閾值電壓高的多，足夠將電晶體mn1、mn2偏置在放大區，提供足夠大的增益，讓lc諧振迴路開始振蕩，這個啟動過程是處於b類狀態。通過電容cb1、cb2的耦合作用，vg1、vg2也跟隨vxp、vxn振蕩。當振蕩幅度逐漸增大，由於電晶體mn3、mn4的整流作用，偏置電壓vba開始下降，電容cf的濾波使得偏置電壓vba的下降過程平滑。偏置電壓vba下降到小於電晶體mn1、mn2的閾值電壓的時候，振蕩電路120進入c類狀態。偏置電壓vba再進一步下降，使得電晶體mn1、mn2的導通角減小，從而減小對lc諧振迴路130電流的供給，振蕩幅度不再增大，偏置電壓vba不再減小，振蕩電路120與自適應偏置電路110處於平衡狀態。自適應偏置電壓vba與vxp振蕩幅度的示意過程如圖3所示。

上述射頻壓控振蕩器，通過自適應偏置電路110輸出偏置電壓使振蕩電路120以b類狀態驅動lc諧振迴路130開始振蕩，隨著振蕩幅度的增大，又使振蕩電路120進入c類狀態進行振蕩，起振容易且電流利用率高。在第一電晶體mn3、第二電晶體mn4的輸出端與地之間增加補償電阻，以保持負反饋的穩定性，提供寬工作範圍內的穩定性。

以上所述實施例的各技術特徵可以進行任意的組合，為使描述簡潔，未對上述實施例中的各個技術特徵所有可能的組合都進行描述，然而，只要這些技術特徵的組合不存在矛盾，都應當認為是本說明書記載的範圍。

以上所述實施例僅表達了本發明的幾種實施方式，其描述較為具體和詳細，但並不能因此而理解為對發明專利範圍的限制。應當指出的是，對於本領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明構思的前提下，還可以做出若干變形和改進，這些都屬於本發明的保護範圍。因此，本發明專利的保護範圍應以所附權利要求為準。