開關模式放大器的製造方法

2023-11-01 19:14:42

開關模式放大器的製造方法
【專利摘要】一種開關模式放大器，包括Doherty放大器。所述Doherty放大器具有載波路徑(404)和峰值路徑(406)。所述Doherty放大器包括配置為放大從所述載波路徑接收的信號的載波放大器(410)和配置為放大從所述峰值路徑接收的信號的峰值放大器(412)。所述器件包括具有連接到所述峰值路徑的第一端和連接到參考電壓的第二端的電阻性開關(422)，以及控制器(424)，配置為當所述Doherty放大器的功率輸入低於閾值時，將所述電阻性開關設置為第一電阻值以及當所述Doherty放大器的所述功率輸入高於所述閾值時，將所述電阻性開關設置為第二電阻值。
【專利說明】開關模式放大器

【技術領域】
[0001]本發明主題實施例涉及具有提高效率的放大器，並且更具體地，涉及通過利用可變電阻或開關以控制放大器的運行的具有改進接通特性的放大器。

【背景技術】
[0002]001！6代7放大器是在無線通信系統中常用的放大器。當今，例如，001！6代7放大器越來越多地應用於啟動無線通信網絡運行的基站。00^1^7放大器適合於在這類應用中使用，因為該放大器包括獨立的放大路徑一通常是載波路徑和峰值路徑。配置這兩個路徑在不同的類進行運行。更具體地說，載波放大路徑通常在仙類模式運行，而偏置峰值放大路徑，使其在(:類模式運行。與平衡放大器相比，這在無線通信應用中常見的功率水平上提高了放大器的功率附加效率和線性度。
[0003]通常，功率分配器向00^1^7放大器中的每個放大路徑提供輸入信號。功率分配器或信號分配器或分割器是已知的，顧名思義，用於將信號分割或分配為具有已知的、預定的功率關係的兩個或更多個信號。
[0004]在001161*1:7放大器中，通常期望放大器表現出高效率。然而，在傳統001161*1:7放大器中，峰值放大器開始傳導的方式可能降低放大器的整體效率。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0005]在附圖中，類似的參考符號貫穿單獨的視圖指示相同或功能相似的元素，所述附圖連同以下【具體實施方式】合併進說明書並形成說明書的一部分，起到進一步說明各種實施例並且解釋根據本發明主題的各種原理以及優點的作用。
[0006]圖1示出了包括了主路徑或載波路徑和峰值路徑的傳統001！6代7放大器排布。
[0007]圖2八和圖28是示出了傳統001！6代7放大器的理想化運行的圖表，其中載波放大器和峰值放大器建模為理想的電壓和電流源。
[0008]圖3八和圖38分別示出了修改的圖2八和圖28以描繪00116代7放大器的實際運行的圖表。
[0009]圖4示出了包括了主路徑和峰值路徑以及連接到峰值路徑的電阻性開關或可變電阻的001161^7放大器排布。
[0010]圖5是描繪了開關的電阻對.的圖表。
[0011]圖6八和圖68是描繪了理想化的001161*1:7放大器、傳統001161*1:7放大器以及圖4中描繪的001161^7放大器的運行的圖表。
[0012]圖7是說明了圖4中描繪的001！6代7放大器的開關的控制器的功能組件的方框圖。
[0013]圖8是描繪了傳統001161*1:7放大器的效率以及本001161*1:7放大器對放大器功率輸出的圖表。

【具體實施方式】
[0014]總體來說，本公開描述了本發明主題的實施例，其涉及可以具有提高的效率的放大器，更具體地說，涉及可以通過利用可變電阻或開關以控制放大器的運行的具有改進的接通特性的放大器。
[0015]在本公開中，結合001161^7放大器描述了系統的實施例，但應了解，在其它實施例中，本公開中的放大器可以由替代的雙路徑或多路徑放大器所取代。
[0016]根據本發明，提供本公開以在應用時以能夠實現的形式進一步解釋製造和使用各種實施例的最好的模式。進一步提供本公開以增強對發明原則及其優點的理解和認識，而不是以任何方式限制本發明的範圍。
[0017]還應理解關係術語的使用，例如第一和第二，頂部和底部等等，如果有的話，僅用於將一個實體或動作從另一個實體或動作中區分，而不一定需要或暗含在這種實體或動作之間的任何實際的這種關係或順序。
[0018]使用或在集成電路(1(?)中最好地實現許多本發明功能和許多本發明原理，其中集成電路可能包括專用冗或具有集成處理或控制或其它結構的集成電路。雖然可能的顯著努力和例如由可用時間，當前技術和經濟考慮驅動的很多設計選擇，當被此處公開的概念和原理引導時，期望普通技術人員將容易地能夠以最少實驗生成這樣的X和結構。因此，為了簡潔和最小化模糊根據本發明下述實施例的原理和概念的任何風險，如果有的話，進一步討論這樣的結構和X將限制為關於各種實施例的原理和概念的本質。
[0019]001！6代7放大器用於很多無線應用中，這是由於該放大器在寬輸出功率範圍內能夠實現高效率並且可以通過使用各種線性化方案實現所需的線性度。在很多實現方式中，001161^7放大器包括兩個放大器，載波或主放大器和峰值放大器。在對稱001161^7放大器中，載波和峰值放大器大小相同。現通常使用對稱放大器，但是採用峰值放大器比載波放大器大的非對稱001161^7放大器提供了提高附加效率的可能性。
[0020]在00116代7放大器中，在主放大路徑或電路和峰值放大路徑或電路之間的輸入或功率分配器處分割輸入信號。分割信號隨後分別由001161^7放大器的主和峰值放大器放大，並在輸出級結合。當結合主和峰值放大器的輸出時，可以期望對器件的輸入分配器的相位和幅值或衰減量作出細微調整，以提供每一個路徑的輸出之間的最優化平衡。為了促進這一調整，001！6代7放大器可以包括可調節功率分割器或分配器，其可以用於微調主放大器和峰值放大器的輸入信號的配置。00^1^7放大器還可以包括可調節相位延遲和/或被配置以選擇性地修改001！6代7放大器的一個或多個路徑的相移和丨或幅值的幅值調節。
[0021]圖1示出了包括主路徑和峰值路徑的傳統00116代7放大器排布10。在所示的圖1中，功率分配器12，例如可調節功率分配器或射頻功率分配器，耦接到001！6代7放大器10的主路徑14和峰值路徑16。配置功率分配器12將輸入信號18 (例如，(^1^)的射頻)分割為分別沿著不同放大路徑傳送的多個信號。每個放大路徑可以包括多個衰減器、相移器和/或放大器。在圖1中，功率分配器12生成兩個輸出信號。
[0022]在一種實現方式中，功率分配器12可以包括功率分配器，其具有用於接收輸入射頻信號的輸入，以及第一和第二分割器輸出。在某些實施例中，當連接到對稱放大器時，功率分配器12可以將在輸入18接收的輸入信號分配或分割為兩個具有非常相似的相等功率的信號。然而在其它情況下，功率分配器12可以輸出具有不相等功率的信號。
[0023]功率分配器12的輸出連接到主或載波放大器20和峰值放大器22。載波放大器20通過匹配網絡或電路(未示出)耦接到功率分配器12的第一輸出。峰值放大器22通過匹配網絡或電路(未示出)耦接到功率分配器12的第二輸出。正如本領域普通技術人員根據此處說明書所將理解的，載波放大器20和峰值放大器22可以包含相對較低功率水平放大和相對較高功率水平放大的一個或多個級。
[0024]阻抗變換器或\ /4傳輸線相移元件24連接到載波放大器20的輸出和求和節點之間，峰值放大器22的輸出也耦接到求和節點。在一些實現方式中，由元件24引入的相移通過由相移元件26引入的存在於路徑16上的90度相對相移補償。
[0025]阻抗網絡，包括阻抗28，起到將適當的負載阻抗呈現給載波放大器20和峰值放大器22中每一個，並且在共用輸出節點將由每個放大器產生的信號結合的作用。輸出負載30 (例如，50歐姆)連接到載波放大器20和峰值放大器22的輸出。
[0026]配置放大器10，使得載波放大器20提供低水平輸入信號的放大，並且放大器20和22相結合運行以提供高輸入水平信號的放大。在一種實現方式中，配置載波放大器20放大從主路徑14接收的信號，而配置峰值放大器22，只有當從峰值路徑16接收的信號超過預定閾值時，才放大從峰值路徑16接收的信號。
[0027]這可以例如通過偏置載波放大器20使得載波放大器20在仙類模式運行，並且偏置峰值放大器22使得峰值放大器22在類模式運行來實現。
[0028]圖1中描繪的001！6代7放大器10體系結構廣泛用於通信系統，這是由於該體系結構能夠在擴展的輸入信號範圍內實現高效率。該體系結構還可以使用數字預失真①?!))技術更好地進行線性化。
[0029]圖2八和圖28是示出了傳統001！6代7放大器的理想化運行的圖表，其中載波放大器和峰值放大器建模為理想的電壓和電流源。在圖2八中，縱軸表示位於圖1的載波放大器20和峰值放大器22的輸出節點處的電壓和\63151118，而橫軸表不歸一化的輸入電壓.(正如在圖1中所確定的)。相對於最大輸入電壓V#.歸一化V#。在圖28中，縱軸表不電流和正如在圖1中所確定的)，而橫軸表不歸一化的輸入電壓、」電流I是從零到導致等於一的更高值掃過輸入功率的結果。
在這兩個圖表中，在約1.0伏⑴或安培㈧附近已分別歸一化電壓和電流值。圖2八和圖28中所描繪的曲線表示了理想化的載波和峰值放大器的所有可能的運行點。在圖2八中，線200示出載波放大器的電壓，而線202示出峰值放大器的電壓。在圖28中，線204示出載波放大器的電流，而線206示出峰值放大器的電流。
[0030]圖2八和圖28中所示的001161^7放大器的運行是基於眾所周知的一階概念，其中當不飽和時，載波放大器20和峰值放大器22建模為電流源，以及當飽和時，其建模為電壓源。在低輸入功率水平，由於峰值放大器22的類偏置，放大器10的峰值放大器22不導電。因此，僅僅通過使用載波放大器20來實現由放大器10所生成的所有放大。隨著輸入功率水平的增大，達到一點(即，在圖2八和圖28上標示的轉換點0 ),在該點處，射頻(即)輸入信號足夠大使得載波放大器20達到飽和，並產生17(歸一化)的連續射頻輸出電壓-見圖2八的線200的水平部分。當飽和時，載波放大器20可以根據一階原則表示並建模為電壓源，使得隨著輸入功率的進一步增大，保持在單位值(歸一化由於阻抗變換器24和28(在圖1中所示的)，電壓Vlreaking小於單位值。隨著輸入功率的進一步增大,載波放大器20和峰值放大器22的運行超出到點α以外。載波放大器開始導電，並貢獻電流Ipeaking,其具有調節對於載波放大器20的阻抗的作用，電流Ipeaking隨後還允許載波放大器20貢獻附加RF電流。在Vin/Vin _等於單位值的全驅動條件下，載波放大器20和峰值放大器22都飽和並產生最大功率。
[0031]可以由期望的負載調節確定轉換點α的值，這與載波和峰值放大器的功率能力有關。通常，選擇轉換點α為I/(1+Pp/Pc)，其中Pp和Pc分別是峰值和載波放大器的功率能力。這是通過在圖2B的線206中描繪的峰值放大器22的電流在大於橫軸上的點α時的增加示出的。
[0032]在評估Doherty放大器的性能方面，可以考慮當輸入功率水平在轉換點α的附近(以上和以下)時放大器的運行，以及Doherty放大器在該區域的整體效率。Doherty體系結構的傳統分析中，載波和峰值放大器是由理想的電壓和電流源表示的，該分析表明在轉換點α ,僅僅由載波放大器確定整個Doherty放大器的效率；假定載波放大器的B類運行，在Vin/Vin max= α處表明為π/4的效率值。該分析假設峰值放大器無貢獻，因為在理想化的模型中，Ipeaking在轉換點α是零。
[0033]實際上，峰值放大器不是理想的電壓和電流源。由於峰值放大器的C類運行，隨著Vin/Vin—_從α以下轉換到α以上時，Ipeaking不會突然從零轉換到零以上。換句話說，在圖2Α和圖2Β的轉換點α處，線200、202、204和206的銳角沒有準確地描繪出真實Doherty放大器的運行。在實際中，Ipeaking^ Vcarrier的響應都是漸變的。
[0034]圖3A和圖3B分別示出了修改的、以描繪Doherty放大器關於轉換點α的實際運行的圖2Α和圖2Β的圖表。如圖3Α所示，關於轉換點α，載波放大器的電壓(由線202示出)不會急劇地增大以達到最大值1.0V地轉換。相反，如虛線302所示，轉換是漸變的。因此，在真實的放大器中，甚至在大於轉換點α的功率輸出水平的某些功率輸出水平處，載波放大器仍未達到完全飽和，再次，與理想化的模型相矛盾。
[0035]同樣，如圖3Β所示，當峰值放大器在轉換點α附近開始導電時，峰值放大器的電流(由線206示出)不會急劇地轉換。相反，如虛線304所示，轉換是漸變的。因此，在真實的放大器中，甚至在小於轉換點α的功率輸出水平的某些功率輸出水平處，峰值放大器已經導電，與理想化的模型相矛盾。
[0036]這些影響對關於轉換運行點α的整體Doherty效率是有害的。
[0037]在本發明的系統和方法中，通過使用可變電阻或電阻性開關元件調節在峰值放大器的輸入處的RF電壓。該調節控制峰值放大器的運行，並提高Doherty放大器的整體效率。在各種實現方式中，電阻性開關可以包括一個或多個電晶體，例如，可以使用砷化鎵(GaAs)製作的P-高電子遷移率電晶體(pHemts)、使用絕緣體上矽技術的FET (場效應電晶體)、或其它類型的電晶體。在一種實現方式中，電阻性開關是具有兩端的電路元件，其中在兩端之間具有可調節的電阻值。控制輸入接收配置為控制兩端之間的電阻值的信號。該輸入可以限於兩個候選值(例如，低和高電壓)，在這種情況下，兩個輸入值使得可調節電阻等於兩個候選值中的一個。或者，輸入可以是模擬的，其中輸入信號的幅值決定電阻性開關的電阻值。類似地，輸入可以是數字值，其中電阻性開關將數字輸入信號轉換為特定電阻值。可以配置電阻性開關，使得當其電阻值從一個值轉換到另一個值時，開關在一段時間內逐漸地改變電阻(例如，通過一些中間電阻狀態)，而不是突然地改變電阻。或者，電阻性開關的電阻可以是開關的輸入電壓的函數。在這種情況下，正如在下文關於圖5所述的，當輸入電壓低於第一閾值時，可以設置開關的電阻值為第一值。類似地，當輸入電壓高於第二閾值時，可以設置開關的電阻為第二值。當輸入信號落入第一和第二閾值之間時，開關的電阻可以是輸入電壓的函數。在一種實現方式中，該函數是線性函數。
[0038]如圖所示，圖4示出了包括主路徑和峰值路徑以及連接到峰值路徑的電阻性開關的Doherty放大器排布400。在圖4中，功率分配器402稱接到Doherty放大器400的主路徑404和峰值路徑406。功率分配器402配置為將輸入信號408 (RFIN)分割為多個信號，每一信號分別沿著不同放大路徑傳送。每個放大路徑可以包括多個衰減器、相移器和/或放大器。
[0039]功率分配器402的輸出連接到主或載波放大器410和峰值放大器412。載波放大器410通過匹配網絡或電路(未示出)耦接到功率分配器402的第一輸出。峰值放大器412通過匹配網絡或電路(未示出)耦接到功率分配器402的第二輸出。
[0040]阻抗變換器或λ /4線相移元件414連接到載波放大器410的輸出和求和節點之間，以及峰值放大器412的輸出也連接到求和節點。在一些實現方式中，由元件414引入的相移通過由相移元件416引入的存在於路徑406上的90度相對相移補償。在替代實施例中，器件400可以具有「倒置Doherty」配置。在這樣的配置中，阻抗變換器或λ/4線相移元件414連接到峰值放大器412的輸出和求和節點之間，而不是連接到載波放大器410的輸出和求和節點之間。此外，在倒置Doherty實現方式中，由元件414引入的相移可以通過存在於路徑404上，而不是路徑406上的90度相對相移補償。阻抗網絡，包括阻抗418和420，起到將適當的負載阻抗呈現給載波放大器410和峰值放大器412的每一個，並且在共用輸出節點將由每個放大器產生的合併的信號輸出。
[0041]電阻性開關422以分流配置連接到峰值路徑406。開關422的第一載流端在功率分配器402的輸出和峰值放大器412的輸入的之間連接到峰值路徑406。開關422包括用於接收信號V_tMl的控制輸入424。開關422的第二載流端例如通過接地電壓節點連接到參考電壓(例如，Vdd或接地)。可以由適當配置的控制器(未示出)，例如編程的微處理器或其它控制器，利用控制輸入424將開關422設置為載流端之間期望的電阻水平。
[0042]在一種實現方式中，開關422可以是二元的，並且僅僅接受兩種輸入為V_tMl。在這種情況下，在輸入424的第一輸入值或電壓將開關422轉換至低電阻或導電狀態(S卩，載流端之間的相對低電阻)以及第二輸入值或電壓將開關422轉換至高電阻或非導電狀態(即，載流端之間的相對高的電阻)。或者，在開關422的輸入424的輸入V_tMl可以是模擬的。在這種情況下，可以響應於設置V_tMl為特定模擬電壓值而設置開關422的電阻值。隨後開關422可以將模擬電壓值映射到特定電阻值。在另外的其它實施例中，可以配置開關422為多個不同電阻，其中在開關422的輸入424的V_tMl可以是二進位值以選擇這些不同電阻值中的特定的一個值。
[0043]在一種實現方式中，對於小於α的輸入信號水平Vin/Vin max，將開關422設置為低電阻值，以阻止C類偏置的峰值放大器412開啟並傳導電流。具體j也說，降低存在於峰值放大器的輸入處的RF電壓，從而將峰值放大器保持在非導電狀態。在該狀態下的電阻性開關的等效電阻不必接近零歐姆，而事實上，可以使用大於零歐姆的值以限制由開關動作造成的RF電壓駐波比(VSWR)不匹配效應。因此，電阻性開關運行為電阻元件，其在兩個電阻值或狀態之間切換，其中較低的電阻值可以在幾十歐姆(例如，在約5歐姆和約50歐姆或更大之間)，而高電阻值可以是大幾個量級的幅值(例如，在約1000歐姆和約5000歐姆或更大之間)。這允許載波放大器410接近其飽和電壓(例如，如圖3A和圖3B所示)，而沒有峰值放大器412的幹擾，從而在轉換點α產生更高的Doherty效率。相反，隨著輸入信號水平增長到大於α，在該點載波放大器410飽和，設置開關422為相對高的電阻，從而允許峰值放大器412開始運行。
[0044]通常，當從低電阻轉換到高電阻時，開關422在相對小的轉換電壓範圍內進行轉換。電壓轉換範圍可以在Vinjiax的約1%和10%之間。隨著開關422的電阻的增加，峰值放大器412觀察到在峰值放大器412的輸入處的輸入信號的幅值增加並開始導電。開關422的電阻在相對小的轉換電壓範圍內從低轉換到高導致峰值放大器412的平滑但相對突然的開啟，從而保持整個Doherty放大器400的平滑增益響應。然而，如果開關422是立即或幾乎立即從低電阻改變為高電阻，那麼電阻的這種改變可能將瞬態信號引入到Doherty放大器的信號路徑中。
[0045]通過將開關422的電阻保持在輸入水平低於轉換點α的低值，由於開關422的低電阻，將峰值放大器412的輸入信號保持在與通過開關422的信號一樣小。因此，保持輸入信號幅值足夠小以阻止峰值放大器412在載波放大器410達到飽和之前導電。在全驅動條件下，並且當輸入水平超過轉換點α時，開關422處於高電阻，並且實現正常的Doherty運行。在一種實現方式中，開關422的低電阻值大於約10歐姆，並且可以在約10和約20歐姆之間。在替代實施例中，開關422的低電阻值可以在約20歐姆至約100歐姆或更多的範圍內。高電阻值大於1000歐姆，並且在某些情況下，高電阻值為放大器設計所允許的高電阻值(例如，高達約5000歐姆或更多)。
[0046]在本實施例中，期望開關422的低電阻值不等於或近似等於約O歐姆。如果開關422的低電阻近似短路，當改變狀態時(從低到高電阻或從高到低電阻)，開關可能會對放大器複數增益響應生成不期望的瞬態幹擾，並降低放大器的線性度。這個瞬態可以在放大器增益、幅值調節/相位調節，線性度等等中觀察到。線性度性能和放大器線性化(使用DH)為例)對於蜂窩通信基礎設施發送器應用非常重要。因此，在本系統中，開關422，當在其低電阻狀態時，對50歐姆系統至少表現出10歐姆的電阻值。
[0047]在一些實施例中，開關422呈現出是Vin/Vin _的函數的電阻。圖5是描繪了開關的電阻對Vin/Vin maJ^圖表。如圖5所示，開關422的響應是分段線性的，當然也可以使用其他函數。在Vin/Vin max低於轉換點α的水平，設置開關422的電阻為低值。隨著Vin/Vin max值轉換到大於轉換點α，開關422的電阻在表示為Vtransitim的轉換範圍內線性增加。在轉換範圍末端，設置開關422為高(例如，最大)電阻。在各種其它實現方式中，開關422的電阻，不是由Vin/Vin _值確定，而是可以是Doherty放大器的輸入信號的包絡的幅值的函數。例如，當包絡幅值相對低時，可以設置開關422為第一電阻狀態(例如，低電阻狀態)，而當包絡幅值相對高時，可以設置開關422為第二電阻狀態(例如，高電阻狀態)。
[0048]Doherty放大器400的替代實現方式要求開關422串聯連接在功率分配器402和峰值放大器412之間，而不是在圖4中描繪的分流配置。當串聯連接時，開關422將表現出相反的電阻特性，而不是上述開關422是分流配置中描述的那些特性。因此，當串聯時，對於低於轉換點α的Vin/Vinmax水平，將設置開關的電阻值為高值，並在轉換範圍內線性減小。在轉換範圍末端，將設置開關的電阻值為低(例如，最小)電阻。然而，在串聯配置中，與上述的分流配置相反，低電阻狀態可以是零歐姆或接近零歐姆(例如，在約O歐姆和約5歐姆之間)，而高電阻狀態必須限於最大的較高值(例如，在約100歐姆和約300歐姆或更大之間),例如約200歐姆，以阻止例如導致放大器增益和或相位的不連續性的VSWR失配效應。
[0049]通過將開關422合併到Doherty放大器400中以及根據上述方法控制開關422的可變電阻，與傳統器件相比，Doherty放大器400的性能可以更接近理想放大器。
[0050]同樣，圖6A和圖6B是描繪了理想化的Doherty放大器、傳統Doherty放大器以及圖4中描繪的Doherty放大器的運行的圖表。每一個圖表示出了 Doherty放大器的載波放大器和峰值放大器的數據。在圖6A中，線200示出了載波放大器的電壓，而線202示出了峰值放大器的電壓。在圖6B中，線204示出了載波放大器的電流，而線206示出了峰值放大器的電流。在這兩個圖表中，電壓和電流值已歸一化到約值1.0。正如圖3A和圖3B所示的，虛線302和304表示傳統Doherty放大器在轉換點α附近的實際電壓和電流曲線。曲線602和604表示了在根據圖4配置的Doherty放大器的轉換點α附近的電壓和電流曲線。
[0051]如圖6Α所示，在包含開關422的器件中，與傳統器件相比，載波放大器在轉換點α之外的減小的輸出達到飽和(見線602)。同樣，對於圖6Β，在包含開關422的器件中，與傳統器件相比，峰值放大器在更高的輸入功率水平開始導電(見線604)。Doherty放大器400的這兩個屬性可以通過增強峰值放大器的有效接通特性實現更理想的和更高效的Doherty功率放大器。
[0052]圖7是說明圖4中描繪的Doherty放大器400的開關422的控制器的功能組件的方框圖。在本實現方式中，開關422具有兩種狀態一低電阻狀態和高電阻狀態。這兩種狀態是由輸入Vrantrol控制的，其可以有高值或低值。當設置V_tMl為高值時，開關422轉換到高電阻狀態。當設置火—為低值時，開關422轉換到低電阻狀態。然而，在其它實現方式中，開關422可以表現出響應於輸入V_tMl的不同行為，其中V_tMl的高值導致開關422的電阻值變低，反之亦然。
[0053]在輸入700,控制器接收用於由Doherty放大器(例如，圖4的Doherty放大器400)傳輸的數字輸入信號。在一種實現方式中，可以以JESD204或低電壓差分信號(LVDS)的信號形式接收輸入信號。在輸入700接收的信號隨後由接口(I/F)塊702處理。I/F塊702將JESD或LVDS接口協議和信號水平轉換為那些適合控制器的內部邏輯的接口協議和信號水平。例如，在JESD的情況下，I/F塊702將器件引腳處的差分信號水平轉換為內部邏輯水平，同步到串行比特流，並且將串行比特流轉換為將傳遞給數字濾波器704的並行數據字。數字濾波器704通常將數據字內插為數模轉換器(DAC) 706所要求的較高數據率。數字濾波器704還可以補償DAC或後續電路中的任何非線性。在某些情況下，數字濾波器704是可選的。當數字濾波器704包括在控制器中時，可以通過使用串行外圍接口(SPI)配置數字濾波器704。一旦濾波，將濾波後的信號傳遞給DAC706，在DAC706中將信號轉換成模擬信號。隨後可以由一個或多個模擬濾波器708濾波該模擬信號，並在節點710輸出以用於傳輸給Doherty放大器。該信號隨後將僅僅由Doherty放大器的載波放大器或由載波放大器及峰值放大器兩者放大，並且被應用於天線以進行傳輸。
[0054]配置比較器712以在處理期間接收數位訊號。如圖7所示，比較器712在數位訊號由可選的數字濾波器704濾波後接收數位訊號，當然比較器712可以在任何處理點接收數字輸入信號。隨後將數位訊號的值與存儲在寄存器714中的閾值進行比較。寄存器714可以是配置為在電子存儲器中存儲值的任何存儲器組件，其中電子存儲器可以是動態的或靜態的。如果數位訊號的值足夠低以致於峰值放大器不應該導電(即，小於轉換點α的值)，那麼控制器的輸出將設置開關422為導致峰值放大器不導電的電阻值。相反，如果數位訊號的值足夠高以致於峰值放大器應該導電(即，大於或等於轉換點α的值)，那麼控制器的輸出將設置開關422導致峰值放大器導電的電阻值。
[0055]在一種實現方式中，形成比較器712的一個輸入的數字濾波器704的輸出是以數字形式表示的將要傳送的基帶信號。在這種情況下，寄存器714存儲描述峰值放大器應該在該值或高於該值進行導電的基帶信號水平的值。隨後通過比較器712將基帶信號值與存儲在寄存器714中的值進行比較。隨後比較器712基於該比較確定應該設置輸出718為高還是低值。當基帶信號水平超過應該開啟峰值放大器的水平時(例如，該值大於或等於存儲在寄存器714中的值)，設置輸出718為使峰值放大器導電的值。然而，當基帶信號水平沒有超過應該開啟峰值放大器的水平時(例如，該值小於存儲在寄存器714中的值)，設置輸出718為使峰值放大器不導電的值。例如也可以使用SPI設置寄存器714中的閾值。通常，比較器712的時鐘與DAC706的時鐘同步，以確保由比較器712執行的比較與通過DAC706流入到功率放大器的數據同步。
[0056]根據數字輸入信號是否超過存儲在寄存器714中的閾值，比較器712的輸出將是高或低。可以通過延遲元件716延遲比較器712的輸出，其中延遲元件716在輸出718輸出延遲信號。隨後向開關422的輸入提供在輸出718的信號，例如，以控制開關422的狀態。如果輸出718為高，那麼開關422將進入其高電阻狀態。然而，如果輸出718為低，那麼開關422將進入其低電阻狀態。或者，開關422和比較器712的運行都可以倒置以實現相同屬性。
[0057]在替代實現方式中，比較器712可以輸出多比特值，該值表示開關422的電阻值範圍。隨後比較器輸出將與在所需的切換點周圍的可編程範圍比較，其中開關422通過該切換點可以從低阻抗狀態轉換到高阻抗狀態，反之亦然。通過將開關的電阻轉變拆分成多個較小的臺階，可以精細地控制峰值放大器的開啟。在另一中實現方式中，多比特比較器輸出通過預定或可編程序列步長以預定速率從開始到結束電阻值自動地連續進行。
[0058]應仔細選擇由延遲716實現的延遲，以補償可能在Doherty放大器和連接的組件中發生的多個潛在延遲。例如，在Doherty放大器中，一些濾波器和預驅動器可以引入傳播延遲。由延遲716提供的延遲應該在比較器712輸出的信號上引入類似的延遲。這使得開關422的運行與Doherty放大器400的剩餘部分的運行是時間對準的。如果在處理鏈中較早地插入比較器712，例如在數字濾波器714前面，那麼也可以使用延遲716補償通過數字處理鏈的傳播。在這種情況下，延遲716可以包括穿過數字濾波器704、DAC706、模擬濾波器和直到開關422的Doherty放大器路徑的延遲的總和。
[0059]因此，本系統及方法的實施例可以通過增強Doherty放大器的峰值放大器的有效接通特性，提供更理想的和更高效的Doherty功率放大器。對於低於轉換電壓的信號水平，開關衰減在峰值放大器的輸入的RF信號，從而將峰值放大器保持在斷開狀態。對於高於轉換電壓的輸入信號水平，改變開關電阻(例如，對於分流實施例增加或對於串聯實施例減小)，從而允許峰值放大器快速接通。
[0060]在仿真中，根據本公開配置的Doherty放大器已展示了提高的效率。圖8是描繪傳統Doherty放大器的效率以及本Doherty放大器器件對放大器功率輸出以分貝為單位的一個實施例的圖表。線802描繪傳統器件的效率，而線804描繪本Doherty放大器器件的一個實施例的效率。如圖8所示，在轉換點α附近，本Doherty放大器器件(線804)的一個實施例展示了與傳統器件相比的提高的效率。
[0061]在一些實現方式中，Doherty放大器可以實現為包括兩個以上的放大器(例如，超過一個載波放大器和峰值放大器)。這些放大器被稱為N路Doherty放大器，並且可以包括三個或更多個放大器。例如，3路Doherty將包括一個載波放大器和兩個峰值放大器電路。在該實施例中，電阻性開關元件可以設置在每個峰值放大器的輸入側，並且可以由單獨的和獨立的控制信號控制每個開關元件。類似於圖4中所示的兩個放大器Doherty排布的形式，在N路Doherty放大器中，N個放大器中的每一個可以配置為開始在不同輸入功率水平導電。正如本發明所描述的，在這種情況下，包含在N路Doherty放大器中的一個或多個放大器可以包括開關(例如，圖4的開關422)以控制放大器的運行。
[0062]在該實現方式中，也正如本發明所描述的，耦接到N路Doherty放大器中的一個或多個放大器的電阻性開關可以配置為與放大器分流或串聯設置。可以類似地配置各個開關中的每一個，其具有類似的低和高電阻特性，或者可以具有不同電阻特性。每個開關可以有輸入(例如，V_tMl)以控制是否將開關置於其低或高電阻狀態。
[0063]可以由一個或多個控制器提供每個開關的控制信號，其中該控制器配置為將放大器的輸入信號和閾值進行比較以確定相關的放大器是否應該運行。如果是，設置相關的開關為使放大器運行的電阻狀態。如果不是，設置相關的開關為禁止放大器運行的電阻狀態。
[0064]—個實施例器件包括具有載波路徑和峰值路徑的Doherty放大器。所述Doherty放大器包括配置為放大從所述載波路徑接收的信號的載波放大器和配置為放大從所述峰值路徑接收的信號的峰值放大器。所述器件包括具有連接到所述峰值路徑的第一端和連接到參考電壓的第二端的電阻性開關，以及配置為當所述Doherty放大器的功率輸入低於閾值時，將所述電阻性開關設置為第一電阻值以及當所述Doherty放大器的所述功率輸入高於所述閾值時，將所述電阻性開關設置為第二電阻值的控制器。
[0065]一個實施例器件包括具有第一路徑和第二路徑的放大器。所述第一路徑具有第一放大器以及所述第二路徑具有第二放大器。所述器件包括具有連接到所述第二路徑的第一端的電阻性開關，以及配置為當所述放大器的功率輸入低於閾值時，將所述電阻性開關設置為第一狀態以及當所述放大器的所述功率輸入高於所述閾值時，將所述電阻性開關設置為第二狀態的控制器。
[0066]控制器的一個實施例包括配置為接收數字輸入信號的輸入。配置所述數字輸入信號用於多路徑放大器的傳輸。所述多路徑放大器包括配置為接收控制信號以將所述電阻性開關的電阻設置為第一或第二電阻狀態的電阻性開關。當處於所述第一電阻狀態時，所述電阻性開關抑制所述多路徑放大器中的放大器的運行，並且當處於所述第二電阻狀態時，所述電阻性開關允許所述多路徑放大器中的所述放大器的運行。所述控制器包括配置為存儲閾值的寄存器，以及配置為將所述數字輸入信號和所述閾值進行比較的比較器；當所述數字輸入信號小於所述閾值時，生成第一輸出信號，所述第一輸出信號配置為使得所述電阻性開關具有所述第一電阻值，以及當所述數字輸入信號大於所述閾值時，生成第二輸出信號，所述第二輸出信號配置為使得所述電阻性開關具有所述第二電阻值。
[0067]本公開是旨在解釋如何根據本發明製作和使用各種實施例，而不是限制本發明真正的、預期的以及清楚的範圍及其精神。前述描述不旨在窮盡性的或限制本發明為所公開的精確形式。根據上述教導，可以做出修改和變化。選擇並且描述一個或多個實施例，以提供本發明原理及其實際應用最好的說明，以及使本領域所屬的普通技術人員能夠在各種實施例中使用本發明，並且使用具有適於特定設想的使用的各種修改的本發明。當根據它們公平地、合法地以及公正地授權時的範圍解釋時，所有這些修改和變化都在所附權利要求及其所有等同物確定的本發明範圍內，所附權利要求在該專利申請的未決期間可以修改。
【權利要求】
1.一種器件，包括: Doherty放大器，具有載波路徑和峰值路徑，所述Doherty放大器包括載波放大器，配置為放大從所述載波路徑接收的信號，以及峰值放大器，配置為放大從所述峰值路徑接收的信號； 電阻性開關，具有連接到所述峰值路徑的第一端和連接到參考電壓的第二端；以及 控制器，配置為當所述Doherty放大器的功率輸入低於閾值時，將所述電阻性開關設置為第一電阻值，以及當所述Doherty放大器的所述功率輸入高於所述閾值時，將所述電阻性開關設置為第二電阻值。
2.根據權利要求1所述的器件，其中所述電阻性開關包括一個或多個電晶體。
3.根據權利要求2所述的器件，其中所述電阻性開關包括高電子遷移率電晶體。
4.根據權利要求1所述的器件，其中所述第一電阻值小於所述第二電阻值。
5.根據權利要求1所述的器件，其中所述控制器被配置為在一段功率輸入範圍將所述電阻性開關的電阻從所述第一電阻值增加到所述第二電阻值。
6.根據權利要求5所述的器件，其中所述第一電阻值大於10歐姆。
7.根據權利要求6所述的器件，其中所述第二電阻值大於1000歐姆。
8.根據權利要求1所述的器件，其中通過分析所述器件的數字輸入信號的包絡確定所述功率輸入。
9.一種器件，包括: 放大器，具有第一路徑和第二路徑，所述第一路徑具有第一放大器以及所述第二路徑具有第二放大器； 電阻性開關，具有連接到所述第二路徑的第一端；以及 控制器，配置為當所述放大器的功率輸入低於閾值時，將所述電阻性開關設置為第一狀態，以及當所述放大器的所述功率輸入高於所述閾值時，將所述電阻性開關設置為第二狀態。
10.根據權利要求9所述的器件，其中所述電阻性開關包括高電子遷移率電晶體。
11.根據權利要求9所述的器件，其中所述第一狀態使得所述電阻性開關具有第一電阻值以及所述第二狀態使得所述電阻性開關具有第二電阻值。
12.根據權利要求11所述的器件，其中所述電阻性開關以分流配置連接到所述第二路徑。
13.根據權利要求12所述的器件，其中所述第一電阻值大於10歐姆。
14.根據權利要求12所述的器件，其中所述第二電阻值大於1000歐姆。
15.根據權利要求11所述的器件，其中所述電阻性開關串聯連接到所述第二放大器的輸入。
16.根據權利要求15所述的器件，其中所述第一電阻值在O歐姆和5歐姆之間。
17.一種控制器，包括: 輸入，配置為接收數字輸入信號，所述數字輸入信號配置用於由多路徑放大器傳輸，所述多路徑放大器包括電阻性開關，配置為接收控制信號以將所述電阻性開關的電阻設置為第一或第二電阻狀態，當所述電阻性開關處於所述第一電阻狀態時，所述電阻性開關抑制所述多路徑放大器中的放大器的運行，並且當所述電阻性開關處於所述第二電阻狀態時，所述電阻性開關允許所述多路徑放大器中的所述放大器的運行； 寄存器，配置為存儲閾值； 比較器，配置為: 將所述數字輸入信號和所述閾值進行比較； 當所述數字輸入信號小於所述閾值時，生成第一輸出信號，所述第一輸出信號配置為使得所述電阻性開關具有所述第一電阻值，以及 當所述數字輸入信號大於所述閾值時，生成第二輸出信號，所述第二輸出信號配置為使得所述電阻性開關具有所述第二電阻值。
18.根據權利要求17所述的控制器，其中所述控制器包括數字濾波器，所述數字濾波器配置為將所述數字輸入信號濾波為基帶信號。
19.根據權利要求17所述的控制器，其中所述寄存器中的所述閾值被配置為使用串行外圍接口而被修改。
20.根據權利要求17所述的控制器，包括延遲級，其配置為基於所述多路徑放大器的至少一個組件的延遲，將所述第一和第二輸出信號延遲一段時間。
【文檔編號】H03F1/07GK104348421SQ201410334274
【公開日】2015年2月11日 申請日期:2014年7月15日 優先權日:2013年7月29日
【發明者】J·斯多丁格, P·哈特, R·S·安巴爾, J·瓦格裡卡 申請人:飛思卡爾半導體公司