一種高速電位轉換電路的製作方法

2023-11-04 00:11:07 1

本發明涉及半導體技術領域，具體涉及一種高速電位轉換電路。

背景技術：

在高速輸出驅動電路中，將小擺幅信號電位轉換為大擺幅時往往很難實現好的佔空比。在點到點串口傳輸電路中，類似LVDS接口，信號佔空比直接影響接收端信號採樣的建立保持時間，從而成為接口電路速度制約的一個關鍵因素。

如圖1所示，一種典型的電位轉換電路，通過一對輸入NMOS管和一對交叉耦合的PMOS管實現電位的轉換。其中輸入信號為一對極性相反的信號INP/INN，即當INP為高時，INN為低，相反當INP為低時，INN為高，且兩個信號幅度均為低電平域。該電路工作時，若INP為高，INN為低，則MN1工作，MN2關閉，從而MP2的柵端電壓被拉低，MP2工作，對OUTP充電，使其電壓升高。由於MN2關閉，因此MP1柵端電壓被抬高，MP1關閉。OUTN點電荷通過MN1洩放，電壓降到0V，而OUTP點電壓上升到Hi-V。這種典型電位轉換電路的缺點在於很難保證優秀的佔空比：在輸出信號開始的上升階段，MN1就開始給OUTN洩放電荷，OUTN電位下降，但MP2還沒有開始工作，當OUTN電位下降到(Hi-V–Vthp)時才開始開啟，給OUTP充電。該典型的電位轉換電路的瞬態仿真結果的輸入輸出波形，如圖2所示。因此，上述圖1中的電位轉換電路面臨速度制約，因為OUTN/OUTP為輸出點，有很大的負載電容，因此充放電荷的過程很慢；並且其佔空比急需優化。

技術實現要素：

為了克服以上問題，本發明旨在提供一種優化佔空比的高速電位轉換電路，該電路支持信號從低電位到高電位的高速轉換，同時能夠在不同PVT條件下保證優秀的佔空比。

為了達到上述目的，本發明提供了一種高速電位轉換電路，包括電位轉換器、與電位轉換器相連接的信號放大反向器、以及與信號放大反向器相連接的正反饋連接反向器；其中，電位轉換器將低電壓轉換為高電壓之後輸出給信號放大反向器，信號放大反向器將所輸入的高電壓進行放大後將放大的信號輸出給正反饋連接反向器，正反饋連接反向器對放大的信號的佔空比進行優化。

優選地，電位轉換器具有第一PMOS管、第二PMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管、第一輸出節點(A)、第二輸出節點(B)、第一NMOS管、第二NMOS管；其中，

第一PMOS管和第二PMOS管的源極相連接且接高壓電源；

第一PMOS管的漏極與第三NMOS管的漏極共同連接至第一輸出節點(A)；第三NMOS管的源極與第一NMOS管的漏極連接於節點(X)，第三NMOS管的柵極接高壓電源；

第二PMOS管的漏極與第四NMOS管的漏極共同連接至第二輸出節點(B)；第四NMOS管的源極與第二NMOS管的漏極連接於節點(Y)，第四NMOS管的柵極接高壓電源；

第一PMOS管的柵極接於節點(Y)，第二PMOS管的柵極接於節點(X)；

第一NMOS管的源極與第二NMOS管的源極相連接；第一NMOS管的柵極接第一輸入端(INP)，第二NMOS管的柵極接第二輸入端(INN)。

優選地，所述電位轉換器還包括第五NMOS管和第六NMOS管；第五NMOS管的柵極與第一NMOS管的柵極相連接，第六NMOS管的柵極與第二NMOS管的柵極相連接；第五NMOS管的漏極連接於第一輸出節點(A)，第六NMOS管的漏極連接於第二輸出節點(B)，第五NMOS管的源極、第六NMOS管的源極、第一NMOS管的源極、第二NMOS管的源極之間相互連接。

優選地，所述第五NMOS管和所述第六NMOS管的尺寸為4μm/0.4μm。

優選地，所述信號放大反向器包括第一反饋端(OUTP)、第二反饋端(OUTN)、第三PMOS管、第四PMOS管、第七NMOS管和第八NMOS管；其中，

所述第三PMOS管的柵極與第七NMOS管的柵極共同連接於第一輸出節點(A)，第三PMOS管的漏極和第七NMOS管的漏極相連接且共同接於第一反饋端(OUTP)；

所述第四PMOS管的柵極與第八NMOS管的柵極共同連接於第二輸出節點(B)，第四PMOS管的漏極和第八NMOS管的漏極相連接且共同接於第二反饋端(OUTN)；

第七NMOS管的源極與第五NMOS管的源極相連接，第八NMOS管的源極與第六NMOS管的源極相連接；

第三PMOS管的源極與第一PMOS管的源極相連接至高壓電源；第四PMOS管的源極與第二PMOS管的源極相連接至高壓電源。

優選地，所述正反饋連接反向器包括第五PMOS管、第六PMOS管、第九NMOS管和第十NMOS管；其中，第五PMOS管的源極和第六PMOS管的源極均接於高壓電源；所述第五PMOS管的柵極和第九NMOS管的柵極相連接且接於第一反饋端(OUTP)，第五PMOS管的漏極和第九NMOS管的漏極相連接且接於第二反饋端(OUTN)；所述第六PMOS管的柵極和第十NMOS管的柵極相連接且接於第二反饋端(OUTN)，所述第六PMOS管的漏極與第十NMOS管的漏極相連接且接於第一反饋端(OUTP)；所述第九NMOS管的源極和所述第十NMOS管的源極均接地。

優選地，所述第一NMOS管和第二NMOS管的尺寸為20μm/0.4μm，所述第三NMOS管和所述第四NMOS管的尺寸為8μm/0.4μm。

優選地，所述高壓電源為直流高壓電源。

優選地，所述第一輸入端(INP)和所述第二輸入端(INN)所輸入的信號為極性相反的信號。

優選地，所述第一輸入端(INP)和所述第二輸入端(INN)所輸入的信號均為低電平域。

本發明在提高電位轉換器工作速度的同時保證了優秀的輸出信號佔空比。

附圖說明

圖1為一種典型的電位轉換電路示意圖

圖2為圖1中的典型的電位轉換電路的瞬態仿真結果示意圖

圖3為本發明的一個較佳實施例的高速電位轉換電路示意圖

圖4為本發明的一個較佳實施例的高速電位轉換電路的瞬態仿真結果示意圖

具體實施方式

為使本發明的內容更加清楚易懂，以下結合說明書附圖，對本發明的內容作進一步說明。當然本發明並不局限於該具體實施例，本領域內的技術人員所熟知的一般替換也涵蓋在本發明的保護範圍內。

以下結合附圖3和4和具體實施例對本發明作進一步詳細說明。需說明的是，附圖均採用非常簡化的形式、使用非精準的比例，且僅用以方便、清晰地達到輔助說明本實施例的目的。

本實施例包括電位轉換器、與電位轉換器相連接的信號放大反向器、以及與信號放大反向器相連接的正反饋連接反向器；其中，電位轉換器將低電壓轉換為高電壓之後輸出給信號放大反向器，信號放大反向器將所輸入的高電壓進行放大後將放大的信號輸出給正反饋連接反向器，正反饋連接反向器對放大的信號的佔空比進行優化。

本實施例中，請參閱圖3，電位轉換器具有第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、還可以包括第五NMOS管MN5和第六NMOS管MN6；第一輸出節點A、第二輸出節點B；信號放大反向器包括第一反饋端OUTP、第二反饋端OUTN、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第七NMOS管MN7和第八NMOS管MN8；正反饋連接反向器包括第五PMOS管PM5、第六PMOS管PM6、第九NMOS管NM9和第十NMOS管NM10。

第一PMOS管PM1和第二PMOS管PM2的源極相連接且接高壓電源Hi-V；

第一PMOS管PM1的漏極與第三NMOS管NM3的漏極共同連接至第一輸出節點A；第三NMOS管NM3的源極與第一NMOS管NM1的漏極連接於節點X，第三NMOS管NM3的柵極接高壓電源Hi-V；

第二PMOS管PM2的漏極與第四NMOS管NM4的漏極共同連接至第二輸出節點B；第四NMOS管NM4的源極與第二NMOS管NM2的漏極連接於節點Y，第四NMOS管NM4的柵極接高壓電源Hi-V；

第一PMOS管PM1的柵極接於節點Y，第二PMOS管PM2的柵極接於節點X；

第一NMOS管NM1的源極與第二NMOS管NM2的源極相連接；第一NMOS管NM1的柵極接第一輸入端INP，第二NMOS管NM2的柵極接第二輸入端INN。

第五NMOS管NM5的柵極與第一NMOS管NM1的柵極相連接，第六NMOS管NM6的柵極與第二NMOS管NM2的柵極相連接；第五NMOS管NM5的漏極連接於第一輸出節點A，第六NMOS管NM6的漏極連接於第二輸出節點B，第五NMOS管NM5的源極、第六NMOS管NM6的源極、第一NMOS管NM1的源極、第二NMOS管NM2的源極之間相互連接。

第三PMOS管NM3的柵極與第七NMOS管NM7的柵極共同連接於第一輸出節點A，第三PMOS管NM3的漏極和第七NMOS管NM7的漏極相連接且共同接於第一反饋端OUTP；

第四PMOS管PM4的柵極與第八NMOS管NM8的柵極共同連接於第二輸出節點B，第四PMOS管PM4的漏極和第八NMOS管NM8的漏極相連接且共同接於第二反饋端OUTN；

第七NMOS管NM7的源極與第五NMOS管NM5的源極相連接，第八NMOS管NM8的源極與第六NMOS管NM6的源極相連接；

第三PMOS管PM3的源極與第一PMOS管PM1的源極相連接至高壓電源；第四PMOS管PM4的源極與第二PMOS管PM2的源極相連接至高壓電源Hi-V。

第五PMOS管PM5的源極和第六PMOS管PM6的源極均接於高壓電源Hi-V；第五PMOS管PM5的柵極和第九NMOS管NM9的柵極相連接且接於第一反饋端OUTP，第五PMOS管PM5的漏極和第九NMOS管NM9的漏極相連接且接於第二反饋端OUTN；第六PMOS管PM6的柵極和第十NMOS管NM10的柵極相連接且接於第二反饋端OUTN，第六PMOS管PM6的漏極與第十NMOS管NM10的漏極相連接且接於第一反饋端OUTP；第九NMOS管NM9的源極和第十NMOS管NM10的源極均接地。

本實施例中，第一NMOS管NM1和第二NMOS管NM2的尺寸為20μm/0.4μm，第三NMOS管NM3和第四NMOS管NM4的尺寸為8μm/0.4μm，第五NMOS管NM5和第六NMOS管NM6的尺寸為4μm/0.4μm。

高壓電源為直流高壓電源。第一輸入端INP和第二輸入端INN所輸入的信號為極性相反的信號。第一輸入端INP和第二輸入端INN所輸入的信號均為低電平域。

舉例來說，電位轉化器包括MN1～MN6/MP1～MP2管。其中MN1～MN2構成了輸入對管，MN3～MN4構成了一對cascode對管，其柵端接電源電壓，漏端接輸出節點。MN3～MN4管的作用在於一方面可以抬高輸出節點的靜態電位，一方面隔離了輸出端的大負載電容，使X、Y點的負載電容大大降低。此外，MN5～MN6作為NMOS輸入對管的一個補充，用來協助輸出點的充放電，其柵極分別接輸入互補信號INP、INN，漏極接電位轉換器的輸出節點A、B。MP1～MP2構成了交叉耦合對，主要作用時對輸出節點A、B充放電，實現輸出節點A、B信號擺幅提高到Hi-V。MP1～MP2的柵端分別接X、Y節點，漏極分別接輸出節點A、B。

電位轉換器的輸出節點A、B分別接到兩對反相器的柵極，MN7～MN8、MP3～MP4構成了這兩對放大器。經反相器放大後從第一反饋端OUTP、第二反饋端OUTN得到信號。該信號再經過由MN9～MN10、NP5～MP6構成的正反饋反相器進行佔空比優化。其中MN9和MN5構成一個反相器，MN10和MP6構成一個反相器。MP5、MN9反相器的柵端接到MN10、MP6的輸出端，MN10、MP6的柵端接到MN9、NP5的輸出端。通過正反饋實現了佔空比的優化。

請對比圖4和圖2，通過增加MN3～MN10、MP3～MP6，本實施例在提高電位轉換器工作速度的同時保證了優秀的輸出信號佔空比。對電路的瞬態仿真結果如圖四所示，對比圖2，可看到優勢如下：

1)對比圖4的第一個波形和圖2的波形，可以看到本實施例中的電位轉換器輸出佔空比有明顯優化。另一方面，本實施例中的電位轉換器各管尺寸為：MN1～MN2(20μm/0.4μm)，MN3～MN4(8μm/0.4μm)，MN5～MN6(4μm/0.4μm)，NMOS管的總尺寸為64μm/0.4μm，而在圖2中的電位轉換器中NMOS管總尺寸為120μm/0.4μm。因此本實施例通過結構優化不僅提高了信號的佔空比性能，同時節約了MOS管尺寸；

2)反相器正反饋電路的引進進一步優化了佔空比，使電路在不同PVT條件下均能實現保證好的佔空比。

綜上所述，本實施例通過增加兩個NMOS管MN3/MN4，其柵即接電源電壓Hi-V。MN3、MN4的作用有兩個方面，首先通過MN3/MN4提高了輸出電壓的靜態工作點，優化了輸出信號佔空比。其次起到了隔離輸出節點A、B和MN1、MN2的功能。為了提高電路工作速度，需要MP1、MP2儘快開啟或關斷。考慮到輸出結點的負載電容較大，MN3、MN4使X、Y節點與輸出節點A、B隔離，從而提高了X、Y節點的充放電速度，從而使MP1、MP2管能迅速進入開啟或關斷狀態。再者，增加輔助洩放管MN5、MN6，這兩個NMOS管MN5、MN6可以進一步增加輸出節點A、B的電壓充放電速度。其次，MN9～MN10、MP5～MP6提供了一個正反饋電路，通過將兩個反向器的輸入和輸出分別連接，有助於優化信號佔空比。同時MN7～MN8、MP3～MP4的引入隔離了佔空比優化電路對前級電位轉換器輸出電位的幹擾，同時起到了對電位轉換器的輸出信號放大穩定的作用。

雖然本發明已以較佳實施例揭示如上，然所述實施例僅為了便於說明而舉例而已，並非用以限定本發明，本領域的技術人員在不脫離本發明精神和範圍的前提下可作若干的更動與潤飾，本發明所主張的保護範圍應以權利要求書所述為準。