Ofdm系統中用於信號處理的方法和信號處理器的製作方法

2023-07-31 08:08:01

專利名稱：Ofdm系統中用於信號處理的方法和信號處理器的製作方法
技術領域：
本發明涉及無線通信系統中一種用於編碼數位訊號的接收機的信號處理方法，以及一種對應的信號處理器。
本發明也涉及一種接收該OFDM編碼信號的接收機，以及包括這種接收機的移動裝置。本發明也涉及一種包括移動裝置的通信系統。該方法可以用於減輕例如在使用OFDM技術的地面視頻廣播系統DVB-T中例如由都卜勒展寬所引起的載波間幹擾(ICI)。
一種移動裝置，例如可以是便攜電視、行動電話、個人數字助理(PDA)或移動計算機，諸如膝上電腦或任何其組合。
背景技術：
在用於傳輸數字信息，諸如傳送聲音或視頻信號的無線系統中，廣泛地使用了正交頻分復用(OFDM)技術。OFDM可以用來對付頻率選擇性衰落無線電信道。對於有效數據恢復和數據糾錯方案的使用可以使用數據交織。
如今OFDM例如在數字音頻廣播(DAB)系統Eureka 147和地面數字視頻廣播系統DVB-T中使用。根據調製和編碼模式，DVB-T支持8MHz帶寬上5-30Mbps的淨比特率。對於8K模式而言，使用具有子載波間隔為1116Hz的6817個子載波(總共為8192)。有用的OFDM符號時間間隔為896μm，並且OFDM保護間隔為該時間間隔的1/4、1/8、1/16或1/32。
然而在移動環境中，諸如在汽車或火車中，該接收機所感知到的該信道傳輸函數隨著時間函數的變化而變化。OFDM符號中的該傳輸函數的這種變化可能導致該OFDM子載波之間的載波間幹擾ICI，諸如所接收信號的都卜勒展寬。該載波間幹擾隨著車輛速度的增加而增加，並且使得高於臨界速度時如果沒有措施就不可能進行可靠檢測。
先前在WO 02/067525、WO 02067526和WO 02/067527中已經有一種信號處理方法，其中為所考慮的特定OFDM符號計算數據信號a和OFDM符號的信道傳輸函數H及其時間導數H′。
而且，US6654429公開了一種用於導頻輔助的信道估計的方法，其中在已知位置將導頻符號插入到每一數據包中，從而佔據該時頻空間中的預定位置。對所接收到的該信號進行二維逆傅立葉變換、二維濾波和二維傅立葉變換，以恢復該導頻信號，從而估計該信道傳輸函數。

發明內容
本發明的目的是提供一種具有更小複雜度的信號處理方法。
本發明的另一目的是提供一種信號處理方法，其中使用該信道傳輸函數H的時間相關性。
本發明進一步的目的是提供一種用於OFDM接收機的信號處理方法，其中減小了載波間幹擾ICI。
通過一種用於處理OFDM編碼數位訊號的方法實現這些和其它目的。該OFDM編碼數位訊號在幾個頻率通道中作為子載波傳輸。通過信道估計方案來估計每一子載波中的信道傳輸函數 ，隨後通過數據估計方案從所述信道傳輸函數 和信號(y0)來估計數據(1)。而且，通過時間濾波估計該子載波的子集中所述信道傳輸函數的導數(H』j.)。通過使用所述估計的數據(1)和所述信道傳輸函數的所述估計的導數(H』j.)從所述信號中刪除載波間幹擾(ICI)，以得到乾淨的接收信號(y1)。
可以在虛擬導頻信道中執行該時間濾波，以得到所述導頻信道I的所述導數H1′，隨後從所得到的所述導數H1′中進行頻譜內插，以計算OFDM符號內其餘信道的導數Hj′。該虛擬導頻信道可以是所有信道的子集，例如在3和12個信道之間被間隔。因此，有可能具有足夠精度地從虛擬導頻信道到該中間信道進行內插。
該時間和頻譜濾波可以通過使用具有預先計算的濾波器係數的有限衝擊轉移函數(FIR)濾波器來執行。於是，該信號處理變得具有更小複雜度。
可以使用從至少一個其它OFDM符號的所述信道傳輸函數H的估計。該其它OFDM符號可以是以前或未來的OFDM符號。
可以通過使用所述信道傳輸函數的所述導數H′的初始估計和數據的初始軟估計來刪除該載波間幹擾(ICI)。至少在所述虛擬導頻信道中刪除所述載波間幹擾(ICI)之後可以進一步對所述信道傳輸函數H進行估計，從而可以得到更加精確的數據估計。
載波間幹擾(ICI)可以通過數據估計步驟和刪除步驟的迭代而除去。
本發明的其它方面包括用於執行上面所示的該方法步驟以及根據用於減小載波間幹擾的上述方法步驟，使用時間維納濾波、隨後使用頻譜維納濾波的信號處理器。


參照附圖，閱讀下面本發明的示範實施例的描述，可以清楚本發明進一步的目的、特徵和優點，其中圖1的圖形所示為作為頻率和時間的函數的該信道傳輸函數圖2的表圖所示為所想要的作為(子載波)頻率的函數的信號圖3的示意圖為OFDM符號；和圖4為本發明實施例的流程圖；圖5的圖表所示為對於各種速度在ICI刪除之前和之後的SINR；圖6的圖表所示為對於各種速度，H的平均MSA；圖7的圖表所示為對於各種速度，在ICI刪除之前和之後的比特誤差率BER。
具體實施例方式
圖1的圖形所示為在移動環境中，通過該接收機所感知到的作為頻率和時間的函數的子載波信道傳輸函數H(f)的變化。OFDM符號中H(f)的變化導致出現在該OFDM子載波之間的載波間幹擾ICI，就是該接收信號的所謂都卜勒展寬。
圖2所示為所想要的該信號在頻率上的變化，通過上面的實線1表示。該ICI和噪聲的總和通過虛線2表示。該曲線之間的差就是信號-幹擾-噪聲比SINR。然而，ICI隨著車輛速度的增加而增加，這就使得高於臨界速度時如果沒有措施就不可能進行可靠檢測。
根據本發明，觀察發現對於所有的合理車輛速度和子載波頻率，對於給定頻率，該信道傳輸函數H在一個OFDM符號的持續期間幾乎是作為時間的函數而線性變化。在這種情況下，可以表明該接收的信號y可以記作y≈(diag{H}+Ξ·diag{H′})·a+n所想要的ICI噪聲信號，其中H是該信道的複數傳輸函數；
H′是H的時間導數；Ξ是該ICI擴展矩陣；a是傳輸的數據向量；n是複數環形白高斯噪聲向量。
本發明也是基於發現該等式可以用作為信號處理方法的基礎，其使用H(f)的時間和頻譜相關性，以得到每一OFDM符號的每一信道中H和H′的估計。該方法可以在頻域和時域中都使用維納濾波器以得到H和H′的可靠估計，最小MSE(均方差)維納數據估計器，以及使用連續或反覆的數據估計、ICI取消和H估計。結果就是一種信號處理方法，其可以用於在存在都卜勒展寬下的有效DVB-T接收，複雜度降低到適當程度。
DVB-T信號的特徵是OFDM符號的時間連接，其中每一OFDM符號6包含數據載波3、導頻載波4和空載波5，如圖3中示意所示。
在給定的OFDM符號中，具有已知傳輸值的子載波i上的導頻7能夠用來估計OFDM符號中的H1。
使用取決於信道的延遲擴展的H(f)的頻譜相關性以及SINR特性，可以設計維納濾波器，其工作於給出給定OFDM符號的所有信道中Hj的最小均方差(MMSE)估計的頻率域中。該維納濾波器稱為頻譜維納濾波器。
設計另一個維納濾波器，其使用每一信道中Hj的時間相關性以及SINR特徵，Hj的時間相關性取決於多路徑的都卜勒頻率分布。該時間維納濾波器給出給定OFDM符號中的時間導數H′j和Hj的MMSE估計。
設計上述濾波器用於跟蹤和預測給定OFDM符號中的H′j和Hj。
該時間維納濾波器可以在預選組的信道I中工作，稱為「虛擬導頻信道」，並且該頻譜維納濾波器為每一OFDM符號提供H1的估計。這種虛擬導頻信道可以在3和12個信道之間被間隔。
在該虛擬導頻信道中，使用對應的時間維納濾波器從所得到的Hi中計算給定OFDM符號的H′i。因此，使用頻譜維納濾波器從虛擬導頻信道中的結果計算得到每一OFDM符號的所有子載波中H′j和Hj的MMSE估計。
算法的數據估計部分是基於數據載波中未知數據的初始估計進行的，並使用每一信道中所接收到的信號和所計算的Hj。然後，使用相關子載波中的H′j、初始數據估計和導頻減去估計的ICI，以獲得淨數據載波。最後，在淨數據載波中進行未知數據的重新估計。
由於H的精確估計最後對於數據估計非常重要，所以也可以從淨導頻載波中重新計算或濾波信道傳輸函數H。
於是，本發明的基本思想是使用都卜勒補償所需要的基本計算流程，基本使用虛擬導頻子載波中的時間維納濾波，以得到這些導頻子載波中H′1和H1的估計。然後對於噪聲平均和內插就使用頻譜濾波，以獲得所有子載波中的H′j和Hj。
在地面數字視頻廣播(DVB-T)中，使用正交頻分復用(OFDM)來通過頻率選擇廣播信道傳輸數字信息。
如果所有對象都固定，諸如發射機、接收機和其它分散的對象，那麼使用具有適當長度的保護間隔、包含循環前綴的OFDM就得到正交的子載波，即使用FFT同時解調所有子載波就不會得到載波間幹擾。如果對象移動太快，使得在OFDM符號時間的持續期間該信道不能再象固定時那樣被注意到，那麼就丟失了子載波之間的正交性，並且所接收到的信號被ICI破壞，即用來調製特定子載波的信號在解調之後也幹擾了其它子載波。在頻率域中，頻率選擇性瑞利衰落信道的這種都卜勒展寬可以被理解為就像該信道的頻率響應H(f)作為時間的函數進行卷積，但是對於非常遠離相干帶寬的頻率是非常獨立的。最後對於使用8k FFT的OFDM系統，前述ICI級別就不包括使用在低車速時的64-QAM。
在本發明中，使用維納濾波來開發OFDM符號內以及之間的頻譜和時間相關性，用於估計H(f)和H′(f)。
假定線性移動多路徑傳播信道由未相關路徑組成，其每一個都具有複數衰落h1、延遲τ1以及不均勻分布的到達角θ1。該複數衰落h1是具有零平均值的環形高斯隨機變量。該信道脈衝響應具有指數衰落的功率分布圖，並且特徵是均方根延遲擴展τrms。進一步假定該接收機以某一速度v移動，導致每一路徑中具有都卜勒相移f1＝fdcosθ1，那麼路徑1在時間t的複數衰落變為h1(t)＝h1exp(j2πf1t)。該最大都卜勒相移fd與車輛速度的關係為fd＝fc(v/c)(假定對於所有子載波都是一樣)，其中c＝3×108m/s，並且fc是該載波頻率。
在OFDM系統中，N個「QAM-型」符號(在DVB-T系統中，N是2048或8192)表示為s＝[s0，……，sN-1]T，通過N點IFFT將其調製到N個正交子載波上，以形成具有持續期為Tu的OFDM符號。該符號進一步擴展有循環前綴並隨後被發送。所發送的信號傳播通過時變的選擇性衰落信道。假定該循環前綴擴展比信道脈衝響應的持續期更長，那麼所接收的信號就不會受到符號間幹擾的影響。在接收機側，以1/T(其中T＝Tu/N)的速率採樣接收的信號，並去除該循環前綴。接下來，使用N點FFT來同時解調該複合信號的所有子載波。
該基帶接收信號在時間域中記作r(t)，並且表示為r(t)=n=0N-1Hn(t)ej2nfstsn+v(t),---(1)]]>Hn(t)=lhl(t)e-j2nfsTu,]]>其中Hn(t)是在時間t時子載波n的信道頻率響應，fs＝1/Tu是子載波間隔，並且v(t)是具有N0/2的雙側頻譜密度的AWGN。
圍繞t0取Hn(t)的泰勒展開式，並且逼進到第一級多項式Hn(t)＝Hn(tO)+H′n(t0)(t-t0)+O((t-t0)2).(2)在進行了採樣操作和FFT之後，使用等式(1)和(2)，可以逼進得到第m個子載波處接收到的信號ym，表示如下ym1Nk=0N-1n=0N-1Hn(t0)ej2fs(n-m)kTsn---(3)]]>+1Nk=0N-1n=0N-1Hn(tO)(kT-t0)ej2fs(n-m)kTsn+vm]]>其中vm是在FFT之後的第m個噪聲採樣。將T＝1/(Nfs)進行替換，並使用等式(3)，可以記作如下1Nk=0N-1ej2(n-m)k/N=(n-m)---(4)]]>ymHm(t0)sm+n=0N-1Hn(tO)m,nsn+nm]]>其中t0＝ΔT。通過矩陣表示，可以將下面的逼進用於該信道模型y≈Hs+ΞH′s+n，(6)其中H＝diag(H0(t0)，……，HN-1(t0))，H′＝diag(H′0(t0)，…，H′N-1(t0))。選擇t0，使得信道逼進的誤差最小，即在OFDM符號的有用部分的中間。
等式(6)中的第一項等於在沒有移動的靜態環境中失真的不想要的信號。對應的信道頻率響應H在時間和頻率中具有下面的第二級統計
E[Hm(t0)Hn*(t0)]=11+j2rms(m-n)fs---(7)]]> 其中Jn是第一類階n的貝塞耳(Bessel)函數。等式(6)的第二項中所描述的ICI是通過由導數H′m加權的固定擴展矩陣Ξ擴展在所有其它子載波所傳輸的符號的結果。由於Ξ是固定矩陣，該信道模型的特徵完全由Hm和H′m確定。該結構的知識對於信道估計有利，因為所要估計的參數的數目是2N，而不是N2。
等式(6)也形成該ICI抑止方案的基礎，首先使用H′和s的估計來逼進該ICI，隨後從該接收的信號y中減去該ICI。
通過應用離散時間或離散頻率維納濾波得到信道參數(Hm和H′m)的線性最小均方差(MMSE)估計以及所發射的數據。假設一組觀察的噪聲yk有效，kε{1，……，L}，從其中將要估計隨機變量x1。通過使用L-抽頭FIR濾波器得到x1的線性MMSE估計^l=k-1LkYk,---(9)]]>其中該均方差的最小值要求αk滿足所謂的該標準方程E[lYm*]=k-1LkE[YkYm*],m{1,...,L}.---(10)]]>其然後可以表明使用這些濾波器係數的估計的均方差(MSE)等於MSE＝E[|xl|2]-E[|x^l|2]。
通過使用按照DVB-T標準所定義的OFDM符號中分散導頻的規則結構，基於每個OFDM符號估計該矩陣H。該導頻符號提供在導頻位置處H的噪聲初始估計，其中該噪聲由AWGN和都卜勒展開所產生的ICI組成。在頻率和/或時間域中應用FIR濾波器，以得到導頻符號處H的MMSE估計，使用H的頻譜相關性。接下來，對這些結果進行內插，以得到這些導頻子載波之間其餘數據子載波處的H。
該方法是要使用如等式(8)中所給出的Hm的時間相關來估計H′m。可以看到存在隨機處理H′m(t)，因為RHH(t)有帶寬限制，其中RHH(t)代表在固定頻率的H的時間相關性。給定來自多個連續的OFDM符號的一組噪聲測量y(t)＝Hm(t)+n(t)，如果第二階統計E[y(t)y*(s)]和E[H′m(t)y*(s)]是已知的，那麼可以設計時間維納濾波器，其使用這些噪聲測量提供H′m(t)的MMSE估計。使用噪聲和H之間的獨立性以及等式(8)，得到等式(11)E[y(t)y*(s)]=JO(2fd(t-s))+n2(t-s).---(11)]]>類似地，得到等式(12)E[Hm(t)y*(s)]=E[Hm(t)Hm*(s)+nm*(s))]=E[Hm(t)Hm*(s)]]]>=E[{l.i.m.0Hm(t+)-Hm(t)}Hm*(s)]]]>=lim0E[Hm(t+)Hm*(s)]-E[Hm(t)Hm*(s)]]]>=RHH(t,s)=-2fdJ1(2fd(t-s)),]]>(12)其中1.i.m代表「平均值中的極限」。使用這些相關函數，得到維納濾波器，其使用來自周圍OFDM符號的Hm(t)的噪聲估計來估計OFDM符號中間的H′m(t)。實際上，該時間維納濾波器可以僅用於相等間隔的子組的子載波，所謂的虛擬導頻子載波。在其餘的子載波，可以通過利用H′m的頻譜相關性在頻率域中進行內插得到H′m，其最後與Hm(等式(7))的相同。
最後，需要RH′H′(0)，該WSS導數的冪用於對H′m的維納濾波器的性能評估RHH(0)=-limO(dd)2RHH=-limO(dd)2J0(2fd)---(13)]]>=(2fd)22]]>使用標準MMSE均衡器對每個子載波執行數據估計。如果想要低複雜度的方案，可以選擇一個抽頭的MMSE均衡器。
使用如上面所給出的導數，子載波m處的估計符號可以給出如下s^m=H^m*|H^m|2+ICI,m2+H^2+N0Ym,---(14)]]>
其中ICI,m2=n=0N-1m,n|2|Hn|2E[snsn*]]]>是子載波m處的ICI的功率，σ2^H是H估計的MSE。
因為在高速環境中由於ICI的原因，所接收信號的信號功率與幹擾脈衝噪聲功率的比值(SINR)較低，所估計的數據可能對於符號檢測具有足夠的質量。然而，對於足夠精確地再現ICI仍然可以使用軟估計的數據，以便被用來主要從接收信號中刪除ICI。因為該ICI刪除操作，所以就提高了該SINR，並因此通過執行數據再估計可以得到更好估計的數據。然而，隨著該SINR增加，Hm的MSE也需要降低，從而使得所估計的Hm中的不精確性不至於成為數據再估計處理中的主要因素。因此也執行H的再估計。
圖4所示為根據本發明的完整的信道和數據迭代估計方案。在這些散開的導頻位置，藉助於方框11中已知的導頻符號ap從所接收的信號y0估計信道傳輸函數Hm。隨後將結果H0饋送到第一頻譜H維納濾波器12。該輸出H1饋送到第一時間/頻譜H′維納濾波器13，以得到子載波m處H′m的估計， 將該輸出y0(或y1)和 饋送到第一數據估計器14中。隨後使用所估計的數據1和 通過與等式(15)類似的方式，從y0中刪除ICI，參見方框15。
然後使用與估計H和數據類似的程序，但是濾波器和均衡器適合於ICI減少的情況，對減少ICI的接收信號y1執行H和數據的再估計。於是，在方框16中在導頻位置處執行第二次信道估計，以得到 其隨後在第二頻譜H維納濾波器17中進行濾波，以得到所有子載波中的 其用於在方框18中進行第二次數據估計，以得到數據2。
為了確保在第二H濾波器的輸入處的冗餘ICI加上噪聲處理的白度，即從接收信號中刪除導頻減少的ICI，在第一次數據估計(參見同時提交的專利申請ID696812，其內容在此引作參考)之前可以執行附加操作。該操作使用 和已知的導頻符號ap來重新產生由該導頻符號在所有子載波上所引起的ICI，並隨後從y0中將其刪除。
下面討論使用根據本發明所提出的迭代方案的DVB-T系統的性能。在仿真中使用8k模式。然而，為了縮短仿真時間，使用大約1000個子載波。隨機產生在數據子載波上調製的64-QAM符號。根據DVB-T規範插入分散的導頻。在IFFT之後，該信號擴展為具有1/8比率的循環前綴。該載波頻率fc選擇為600MHz，大約在該模擬TV的UHF波段中頻譜的中間。所使用的信道模式是頻率選擇性的瑞利衰落信道，其具有歸一化的指數衰落功率分布圖，並且τrms＝1μs，最大延遲擴展為10μs。在接收機側，增加Es/N0為30dB的高斯噪聲。對於維納濾波操作，分別將長度L＝11的對稱非因果濾波器和長度L＝10的不對稱因果濾波器用於H和H′濾波。為每一速度優化所有的濾波器。
圖5、6和7顯示了該迭代方案中的各個處理階段中的SINR、H的平均MSE、以及比特誤差率(BER)，從靜態條件到250km/h的車輛速度。要注意，該平均MSE被歸一到H(E[|H|2]＝1)的平均功率。不需要任何操作，該SINR和H的平均MSE都隨著該車輛速度的增加而迅速降低。在200km/h時，並且SINR大約為18dB，很顯然不可能對瑞利衰落信道上的64-QAM進行可靠檢測。該第一H濾波12減少了該MSE大約6.5dB。在這一階段，測量ICI刪除之前的BER。由於刪除了ICI的原因，對於更高的速度，該SINR增加了大約8dB。要注意的是，該減少的SINR已經變得接近該H的精確度。使用該第二H濾波17，該MSE再次降低大約7dB。使用該重新估計的H和減少ICI的接收信號，在200km/h時得到2×10-2的BER。對於更低的車輛速度，由於該ICI不太嚴重，高斯噪聲變為更主要因素。這就是為什麼該增益由於ICI刪除而降低。
對於實際的實施方式，可以使用為最差情況下(例如速度為200km/h時)所設計的固定濾波器。雖然在更低速度時該性能不太理想，但是性能降低並不顯著。
作為範例，設計fd，max為112Hz並且TOFDM(連續OFDM符號之間的時間)為0.001s的時間濾波器，得到
w0w-1w-2w-3w-4w-5w-6w-7w-8w-9=103*0.7457-0.0940-1.0751-0.09850.56630.2850-0.2838-0.29220.22130.0039]]>對於相同條件的頻譜濾波器可以為w
w[1]w[2]w[3]w[4]w[5]w[6]w[7]w[8]w[9]w[10]=0.0026-0.0629i0.0003-0.0253i0.0151+0.0144i0.0450+0.0493i0.0877+0.0694i0.1337+0.0666i0.1682+0.0402i0.1770-0.0000i0.1544-0.0363i0.1068-0.0499i0.1012-0.0581i]]>通過專用數位訊號處理器(DSP)和軟體可以執行不同的濾波器和操作。可替換地，該方法步驟的所有或部分可以通過硬體或結合硬體與軟體來執行，諸如ASIC(專用集成電路)、PGA(可編程門陣列)等。
要提到的是，該表述「包括」並不排除存在其它元件或步驟，並且「一個」並不排除存在多個元件。而且，權利要求書中的附圖標記並不構成對權利要求書的範圍的限制。
此前已經結合附圖描述了本發明的幾個實施例。熟練的技術人員閱讀該描述會想到一些其它替換形式，並且這些替換形式都落入本發明的範圍內。除了這裡具體提到之外的其它組合也落入本發明的範圍內。只通過所附的專利權利要求書對本發明的範圍進行限定。
權利要求
1.一種處理OFDM編碼的數位訊號的方法，其中所述OFDM編碼的數位訊號在多個頻率通道中作為子載波傳輸，該方法包括通過信道估計方案來估計每一子載波中的信道傳輸函數 通過數據估計方案從所述信道傳輸函數 和接收信號(y0)中估計數據 通過時間濾波估計所述子載波的子集中所述信道傳輸函數的導數(Hj′)；和通過使用所述估計的數據 和所述信道傳輸函數的所述估計的導數(Hj′)從所述接收信號中刪除載波間幹擾(ICI)，以得到乾淨的接收信號(y1)。
2.權利要求1的方法，其中在虛擬導頻信道中執行所述時間濾波以得到所述導頻信道的所述導數(H1′)；並且進一步包括從所述得到的導數(H1′)中進行頻譜內插，以計算在OFDM符號內其餘信道的導數(Hj′)。
3.權利要求2的方法，其中所述導頻信道是所有信道的子集，例如在3和12個信道之間被間隔。
4.前述任一權利要求的方法，其中通過使用具有預先計算的濾波器係數的有限衝擊轉移函數(FIR)濾波器來執行所述時間濾波。
5.前述任一權利要求的方法，其中通過使用具有預先計算的濾波器係數的有限衝擊轉移函數(FIR)濾波器來執行所述頻譜濾波。
6.權利要求4的方法，其中所述有限衝擊轉移函數濾波器使用來自至少一個其它OFDM符號的所述信道傳輸函數H的估計。
7.權利要求6的方法，其中所述其它OFDM符號是未來的OFDM符號。
8.前述任一權利要求的方法，進一步包括減去通過使用所述信道傳輸函數的所述導數(H′)的初始估計和數據的初始軟估計所計算的載波間幹擾(ICI)。
9.權利要求8的方法，其特徵在於在刪除所述載波間幹擾(ICI)之後，至少在所述虛擬導頻信道中進一步估計所述信道傳輸函數(H)，從而得到更加精確的數據估計。
10.前述任一權利要求的方法，進一步包括通過所述數據估計步驟和刪除步驟的迭代來刪除所述載波間幹擾(ICI)。
11.一種信號處理器，其用來處理OFDM編碼的數位訊號，用於抵消由都卜勒展寬引起的載波間幹擾(ICI)，其中所述OFDM編碼的數位訊號在形成OFDM塊的多個頻率通道中作為子載波傳輸，該信號處理器包括信道估計器，其用來通過信道估計方案來估計每一子載波中的信道傳輸函數 數據估計器，其用來通過數據估計方案從所述信道傳輸函數 和接收信號(y0)中估計數據 導數估計器，其用來通過時間濾波估計每一子載波中所述信道傳輸函數的導數(Hj′)；載波間幹擾刪除器，其用來通過使用所述估計的數據 和所述信道傳輸函數的所述估計的導數(Hj′)從所述信號中刪除載波間幹擾(ICI)，以得到乾淨的信號(y1)。
12.根據前述用於抵消載波間幹擾(ICI)的任一權利要求的方法，使用時間維納濾波用於信道估計，隨後使用頻譜維納濾波。
13.一種接收機，其用來接收OFDM編碼的數位訊號，所述OFDM編碼的數位訊號在形成OFDM塊的多個頻率通道中作為子載波傳輸，該接收機包括信道估計器，其用來通過信道估計方案來估計每一子載波中的信道傳輸函數 數據估計器，其用來通過數據估計方案從所述信道傳輸函數 和接收信號(y0)中估計數據 導數估計器，其用來通過時間濾波估計每一子載波中所述信道傳輸函數的導數(Hj′)；載波間幹擾刪除器，其用來通過使用所述估計的數據 和所述信道傳輸函數的所述估計的導數(Hj′)從所述信號中刪除載波間幹擾(ICI)，以得到乾淨的信號(y1)。
14.一種移動裝置，其包括根據權利要求13的接收機。
15.一種移動裝置，其用來執行根據權利要求1-10的任一項的方法。
16.一種通信系統，其包括根據權利要求13或14的移動裝置。
全文摘要
一種用於接收機的OFDM編碼的數位訊號的信號處理方法，用於抵消由都卜勒展寬引起的載波間幹擾(ICI)。該OFDM編碼的數位訊號在形成OFDM塊的多個頻率通道中作為子載波傳輸。該方法包括通過信道估計方案來估計每一子載波中的信道傳輸函數(H
文檔編號H04L25/02GK1961550SQ200580017327
公開日2007年5月9日 申請日期2005年5月24日 優先權日2004年5月28日
發明者C·P·M·J·巴根, S·A·胡森, M·L·A·斯塔森, H·Y·曾 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司