通過不同子帶域之間通道進行數據處理的方法

2023-07-10 22:26:16 3

專利名稱：通過不同子帶域之間通道進行數據處理的方法
技術領域：
本發明涉及一種通過不同子帶域之間轉換的數據處理，具體來說，但不以任何方式排外，涉及一種兩種類型的壓縮編碼/解碼之間的代碼轉換。
背景技術：
目前用於多媒體信號的數字編碼格式的發展允許高的壓縮率。此外，傳輸和訪問網絡的容量的增加保證每天由公眾使用大量的數字多媒體內容(語音、音頻、圖像、視頻等等)。該內容的消費在各種類型的終端上(計算機、移動終端、個人助理(PDA)、電視解碼終端(「機頂盒」)等等)並通過各種類型的網絡(IP、ADSL、DVB、UMTS等等)實現。這種由用戶對多媒體內容的訪問在這些各種終端上並經過這些網絡必須以透明的方式完成。然後有人提出「universal access to multimedia content(多媒體內容的通用接入)」或表示「Universal Multimedia Access(通用多媒體接入)」的「UMA」，其示意圖如圖1所示。
由於終端的不同引起的主要問題之一涉及它們能夠解釋的編碼格式的多樣性。一種可能的解決方案將會是在以兼容的格式傳輸內容之前恢復終端的容量。根據考慮(下載、流或廣播)的多媒體內容的傳輸的任務，該解決方案可以證實是更有效或有效性更低。在某些情況下其變得不適用，例如對於多播模式的廣播或流。代碼轉換(或改變編碼格式)的概念因此被證明很重要。該操作可能在傳輸鏈的各層發生。其可能在伺服器層發生用於在存儲至例如資料庫中之前改變內容的格式，或者在網絡的網關中發生，等等。
代碼轉換直接和慣用的方法包括解碼內容並且重新編碼以得到新的編碼格式的表示。這種方法一般具有使用大量計算機能量、由於處理增加算法延遲以及有時增加多媒體信號的感觀質量的輔助下降的缺點。這些參數在多媒體應用中非常重要。其改進(減少複雜性和延遲並保持質量)是這些應用成功的重要因素。該因素有時成為實現的重要條件。
以改進這些參數為目的，所謂的「智能」代碼轉換的原則已經形成。這類代碼轉換包括執行初始編碼格式的最小可能的部分解碼，來提取允許重建新編碼格式的參數。因此通過該方法減少算法複雜性和算法延遲以及保持或者甚至增加感觀質量的能力評估這種方法的成功。
在圖像和視頻編碼中，已經完成了許多有關代碼轉換的工作。我們引用示例，如圖片大小從CIF到QCIF，或者MPEG-2到MPEG-4格式的改變。對於語音信號的代碼轉換，典型的在電話中，正在進行解決關於編碼格式問題的工作。另一方面，很少或者幾乎沒有工作解決音頻信號處理。現有的工作保持限制在一個和相同格式之中減少比特率或當在非常類似的結構的某些編碼格式之間轉換時減少比特率的情況。主要原因在於最廣泛使用的音頻編碼器是變換(或子帶)類型，並且一般來說，這些編碼器使用不同的變換或濾波器組。這樣，可以理解在涉及音頻領域的智能代碼轉換的任何其他問題能夠攻克之前，用於在這些變換域或濾波器組中的信號的表示之間轉換的系統實現因此是要克服的第一困難。
下面在簡要提示感觀音頻子帶編碼的原理之後，給出音頻代碼轉換的定義和其引起的主要問題。
現有專為各種類型的應用和廣泛的比特率以及質量而設計的大量類型的語音編碼。這些編碼可以稱為構造器(或「專用」)，或者由國際組織確定的其它標準。此外，這些都具有共同的基本結構並且依靠同樣的原理。
感觀頻率音頻編碼的基本原理包括通過利用人類聽覺系統的特性減少信息的比特率。音頻信號的非相關分量被除去。該操作利用所謂的「掩蔽」的現象。由於這種掩蔽效果的說明主要在頻域實現，信號的表示在頻域實現。
具體的，編碼和解碼系統的基本示意圖如圖2a和2b所示。參照圖2a，數字音頻輸入信號Se首先由一組分析濾波器20分解。得到的頻譜分量之後由模塊22量化然後編碼。該量化採用感觀模塊24的結果從而來自該處理的噪音聽不到了。最後，由模塊26執行各種編碼參數的多路復用並且從而構建了一個音頻幀Sc。
參照圖2b，以雙重方式執行解碼。由模塊21進行音頻幀的解復用，各種參數被解碼然後信號的頻譜分量由模塊23解量化。
最後，通過一組合成濾波器25重構暫時音頻信號。
因此任何感觀音頻編碼系統的第一部分包括一組分析濾波器20，用於時間/頻率變換。大量的濾波器組和變換已經被開發並用於音頻編碼器。可以建議利用偽QMF(正交鏡像濾波器)濾波器組、混合濾波器組、MDCT(修正離散餘弦變換)變換器組。在本文中MDCT變換目前證明是最有效的。這是最新最有效的音頻編碼算法的基礎，例如那些在來自法國電信的UIT-T標準G.722.1的TDAC編碼器/解碼器(「時域混疊消除」的標準)中，用於MPEG-4AAC，TwinVQ和BSAC，Dolby AC-3標準的那些算法。
雖然已經分別開發這些各種變換，可以通過類似的通用數學方法以及從各種觀點說明這些變換調製餘弦濾波器組、重疊正交變換(或「LOT」)以及更一般的對於具有最大抽取的濾波器組，也就是說用臨界採樣。濾波器組的臨界採樣的特性在於子採樣/過採樣因子等於子帶的數目。
圖3a和3b分別示出了在根據第一編碼格式的編碼器CO1和根據第二編碼格式的解碼器DEC2之間，傳統代碼轉換和智能代碼轉換在通信鏈中的示意圖。在傳統代碼轉換的情況下，由根據第一格式(圖3a)的解碼器模塊DEC1執行完整的解碼操作，接著由根據第二格式的編碼器模塊CO2的再編碼，從而最終以第二編碼格式結束。
在圖3b的示例中，圖3a的兩個模塊DEC1和CO2在另一方面以一個集成後的模塊31代替，該集成後的模塊31被稱為「智能」代碼轉換模塊。
圖4表示的是合併入智能代碼轉換的實現的操作的詳細情況。這主要包括在模塊31中集成了傳統代碼轉換的合成濾波器組BS1和分析濾波器組BA2的功能模塊從而最後在一個系統中子帶域之間直接轉換。
各種類型濾波器組(不同的大小，尤其是按照子帶的數目，以及不同的結構)的編碼器的使用是主要和首先要克服的問題。因此這涉及一幀的整組採樣從初始濾波器組的域到目標濾波器組的域的轉換。這種轉換是在任何智能音頻代碼轉換系統中完成的第一步操作。
下面的表1總結了關於在眾所周知的基於轉換的音頻編碼器中使用的濾波器組的類型，以及其特性。可以看到，除了最廣泛採用的MDCT(修正離散餘弦變換)變換以外，還有偽QMF(正交鏡像濾波器)組。此外，他們都形成最大抽取和調製餘弦組的族的一部分，其正好或幾乎滿足完全重構的特性。
表1在音頻編碼中應用最廣泛的濾波器組及其特性

表1顯示出AAC和AC-3格式之間的轉換目前引起大量興趣。
下面的表2重複說明表1中的某些類型的子帶編碼，詳細說明其一些應用。
表2用於音頻信號和語音信號的子帶編碼器的示例及其主要應用的一些示例。


在現有技術的音頻代碼轉換中，文獻US-6,134,523介紹了對於由MPEG-1層I或層II編碼的音頻信號在編碼域減少比特率的處理。即使該處理類似於音頻代碼轉換處理，但是其在編碼器格式之間不能實施任何改變並且子帶的信號改變保留為一個並且相同變換域的表示，即偽QMF濾波器組的表示。這裡，所述信號根據新的比特分配非常簡單的重新量化。
此外，在文獻US-2003/0149559中，建議在代碼轉換操作期間減少心理聲學模型的複雜性。這樣，從而在代碼轉換期間不必採取計算掩蔽閾值的操作，該新系統使用存儲在失真模板資料庫中的值。即使該過程處理代碼轉換的問題，其仍然遠離關於在濾波器組域之間的轉換的目標。
在文獻US-2003/014241中，提出一種用於在MPEG-1層II和MPEG-1層III音頻編碼格式之間的代碼轉換的系統。具體來說，MPEG-1層II格式採用偽QMF分析濾波器組而MPEG-1層3格式採用相同的濾波器組接著對所述濾波器組的輸出子帶信號應用大小為18的MDCT變換。有人稱為「混合濾波器組」。該文獻中提出的這種轉換系統在於在MPEG-1層II幀的子帶採樣的反量化之後施加這種轉換。因此該系統得益於兩種編碼格式的相似性。
關於在本發明的意義之中廣受歡迎的目的，注意下面的說明
●這種現有技術只能應用於這種特殊情況的代碼轉換。
●這種技術不是真正在新的不同的子帶域中執行轉換的處理。其簡單包含級聯新的缺少的分析濾波器組，其使得可能增加頻率解析度。
在轉換域中的多速率處理和濾波在圖像和/或視頻數據處理的其它情況中已經知道，尤其是通過該會議「2-D Transform-Domain ResolutionTranslation」，J.-B.Lee和A.Eleftheriadis，IEEE Trans.On Circuit and Systemsfor Video Technology(IEEE學報，視頻技術電路和系統)，Vol.10，No.5，2000年8月。
說明了一種在變換後的域(TDF表示「變換域濾波器」)中線性濾波處理的概述。具體來說，該概述建立在下述情況下即第一變換(反向)T1和第二變換(正向)T2是相同大小。該概述首先在於擴展所述處理到變換不是相同大小的情況。然後這種處理稱為「非一致TDF」(或NTDF)。之後擴展到除了濾波，在變換後的域中加入多速率處理操作(子採樣和過採樣)的情況，這產生「多速率TDF」(MTDF)。
推薦的應用為改變變換域中的解析度(TDRT代表「變換域解析度轉換」)，特別是圖像和視頻應用(CIF和QCIF圖像格式之間的轉換)，其中變換是DCT(代表「離散餘弦變化」)。因此，該引用僅僅對變換後的域中的濾波感興趣。提出的這種處理僅僅限於沒有重疊的變換的情況，例如DCT、DST等等，但是通常不能應用於有重疊的變換例如MLT(代表「調製重疊變換」)以及，更一般的，應用於任何類型的具有最大抽取的濾波器組，這些濾波器甚至具有有限或無限衝激響應。
關於不同大小的DCT域之間的變換，仍舊是用於圖像和視頻的代碼轉換，可以引用下面的文獻作為參考「Direct Transform to Transform Computation″，A.N.Skodras，IEEE Signal Processing Letters(IEEE信號處理快報)，Vol.6，No.8，1999年8月，頁碼202-204。
在該文獻中提出用於在DCT域中為圖像子採樣的不同大小的DCT變換之間轉換的處理。該處理的應用之一是代碼轉換。此外，該處理限於由兩個相鄰的各自大小為N/2的變換矢量構成一個大小為N的變換矢量。
文獻US-2003/0093282中介紹了在MDCT域中和DFT(離散傅立葉變換)域中信號表示之間轉換的處理。
這是為了將音頻信號轉換成可以方便修改的表示而開發的。具體的，與DFT濾波器組相反，TDAC濾波器組是更實用的並且在音頻編碼器中用的很多。此外，由於存在頻譜混疊部分，該變換域中的信號分量執行處理或修改既不充分也不足夠靈活。另一方面，當對音頻信號作修改，例如時標變化或基音平移時，DFT表示更有用。因此該參考文獻提出了一種用於MDCT和DFT域之間轉換的直接處理代替採用傳統的處理，傳統的處理在於通過逆MDCT合成暫時信號，然後應用DFT。因此該處理允許在編碼的域直接進行修改。該文獻還提出用於在DFT和MDCT域之間轉換的雙處理，其在修改之後需要重編碼音頻信號的情況下將很有用。
在該參考文獻中，與傳統變換過程相比在複雜性方面沒有減少。此外，證明內存的少量增加允許數據的存儲。
然而，●在該參考文獻中提出的的處理解決特殊情況。其僅限於在MDCT和DFT域之間變換的情況，反之亦然。
●該處理限於這兩個濾波器組是相同大小的情況。
還可以引用出版物「An Efficient VLSI/FPGA Architecture for Combining anAnalysis Filter Bank following a Synthesis Filter Bank」，Ravindra Sande，Anantharaman Balasubramanian，IEEE International Symposium on Circuits andSystems(IEEE電路和系統國際討論會)，Vancouver，British Columbia，Canada，2004年5月23日到26日。
該出版物公開了一種用於實現由具有L個子帶的合成濾波器組後面接著具有M個子帶的分析濾波器組構成的系統的有效的結構，其中M和L一個是另一個的倍數。該結構對於以VLSI(「超大規模集成」)集成技術或FPGA(「現場可編程門陣列」)或並行處理器實現有效。其需要更少的邏輯塊、低電耗以及使得可以擴展並聯的級數。在基於子帶的一個處理接著另一個子帶處理的情況下以及並且在不需要中間的合成信號的情況下可以應用該提子網掩碼處理。
然而●上述的處理做限制性假設，即考慮的濾波器組是調製的並且可以分解成為多相結構。
●該處理僅限於其中M和L一個是另一個的倍數的特殊情況。
應當指出，用於在子帶域之間轉換的該方案的結構展示了與復用轉換問題某些相似性，尤其是在「Multirate Systems and Filter Banks」(多速率系統和濾波器組)，P.P.Vaidyanathan，Prentice Hall，Englewood Cliffs，NJ，1993，第148-151頁中介紹的復用轉換。
具體的，在從TDM到FDM(表示從「時域復用」到「頻域復用」)的復用轉換中，採用了合成濾波器組。為了重構交錯時域信號(也就是說執行從FDM到TDM的復用反變換操作)，採用分析濾波器組。因此TDM-FDM-TDM系統的結構等於是合成濾波器組和分析濾波器組的級聯，這正好對應也在傳統代碼轉換系統中使用的結構。在這些復用變換系統中一般提出的問題是在TDM-FDM-TDM操作之後沒有失真地重構初始信號。這主要涉及在這些濾波器組中，消除由於採用非理想帶通濾波器引起的串音幹擾現象引起的失真。合成濾波器和分析濾波器的一種明智的設計如同在下述參考文獻中所示「Multirate Systems and Filter Banks」(多速率系統和濾波器組)，P.P.Vaidyanathan，Prentice Hall，Englewood Cliffs，NJ，1993，第259-266頁，該設計使得可能克服該問題。在這些濾波器的設計建議中，給出了合併合成濾波器組和分析濾波器組的處理，從而考慮提出一種智能變換系統。
然而●在該文獻建議的多路復用結構中，合成濾波器組和分析濾波器組具有相同的子帶數目(M＝L)。
●沒有構建一個合併合成濾波器組和分析濾波器組的復用變換系統，正如在代碼轉換中。這兩個濾波器組是獨立左級聯。

發明內容
本發明尋求相對上述現有技術改進其狀況。
為了該目的，本發明提出了一種由計算機資源實現的通過在不同子帶域之間轉換來處理數據的方法，在於在同一處理中緊縮包括將含有第一數目L個單獨的子帶分量的第一矢量應用到一組合成濾波器，然後應用到一組分析濾波器，以獲得包括第二數目M個單獨的子帶分量的第二矢量。
在本發明意義內的方法包括以下步驟，在確定第三數目K，即第一數目L和第二數目M之間的最小公倍數之後
a)如果第三數目K不同於第一數目L，通過第一矢量的串/並變換進行區塊排列以得到p2個多相分量矢量，其中p2＝K/L，b)選擇的包括K×K維方陣T(z)的矩陣濾波應用到所述p2多相分量矢量以獲得第二矢量的p1個多相分量矢量，其中p1＝K/M，以及c)如果第三數目K不同於第二數目M，通過並/串變換進行區塊排列以得到所述第二矢量。
這樣，本發明尤其提出，但如下所示並不排除，從任何第一類型編碼到任何第二類型編碼的代碼轉換。還可以理解子帶的各自的數目M和L是任何自然整數並且在最通用的情況下不需要成比例的關係。
這樣，本發明的意思中的方法可以有利地應用於從第一類型的壓縮編碼/解碼到至少一種第二類型的壓縮編碼/解碼的代碼轉換。該應用典型地在於同一處理中緊縮有如下步驟-根據所述第一類型，以包括第一數目L個單獨子帶分量的第一矢量的形式至少部分解碼恢復數據，-將第一矢量應用到根據所述第一類型的合成濾波器組，然後應用到根據第二類型的分析濾波器組，以及-恢復包括第二數目M個單獨子帶分量的第二矢量並且該第二矢量可以應用到後來的根據第二類型的編碼步驟。
本發明的目的還在於一種電腦程式產品，存儲在通信網絡中例如伺服器、網關、或其它終端的一項設備的內存中，並且包括用於實現如本發明所述方法的全部或部分的指令。
本發明的目的還在於一種用於通信網絡的設備例如伺服器、網關、或其他終端，，並且包括用於實現本發明所述方法的計算機資源。


本發明的其他特徵和優點將在研究下面的詳細說明和附圖之後變得明顯，其中圖1示出了對多媒體內容(UMA)的通用訪問的概念；圖2a和2b示出了分別在編碼和解碼過程中的感觀頻率音頻壓縮系統的基本方案；
圖3a和3b圖示了分別使用傳統代碼轉換和智能代碼轉換的通信鏈；圖4示出了上述的傳統代碼轉換的框圖(圖的上部分)和智能代碼轉換的框圖(圖的下部分)；圖5a和5b圖示了說明暫時信號的合成和用新濾波器組的分析(圖5a)與兩個子帶域之間的直接轉換(圖5b)等效的框圖；圖6示出了子帶域之間的傳統轉換的多速率區塊圖；圖7示出了本發明意義內的子帶域之間轉換的系統的多速率區塊圖；圖8示出了本發明意義內的在轉換系統中濾波的方法；圖9示出了在M＝pL的特定情況下本發明意義內的轉換系統的多速率區塊圖；圖10示出了在M＝pL的特定情況下本發明意義內的轉換系統中濾波的方法；圖11示出了在L＝pM的特定情況下本發明意義內的轉換系統的多速率區塊圖；圖12示出了在L＝pM的特定情況下的轉換系統中濾波的方法；圖13示出了以LPTV系統為例，L＝pM的情況下的轉換系統中濾波的方法，其中輸入比特率與輸出比特率不同；圖14示出了在LPTV系統M＝pL的情況下的轉換系統圖，其中輸入比特率與輸出比特率不同；圖15示出了在M和L不以特定比例關係相關的一般情況下以LPTV系統為例，本發明意義內的轉換系統的圖；圖16示出了在N＝3的情況下通過變換和疊加運算(術語OLA代表「重疊和相加」)的本發明意義內的轉換系統的實施；圖17示出了本發明意義內在對應於變換和具有疊加OLA的實施方式中的的轉換系統，用於允許飛速處理的高效實施；圖18示出了在M＝pL的特定情況下，本發明意義內在對應於變換和疊加OLA的實施方式中的轉換系統，用於允許飛速處理的高效實施；圖19示出了在L＝pM的特定情況下，本發明意義內在對應於變換和疊加OLA的實施方式中的轉換系統，用於允許飛速處理的高效實施；圖20a和20b分別示出了本發明意義內的與子帶域之間的轉換結合在一起的濾波以及等效的整個系統；圖21a和21b分別示出了傳統的和本發明意義內的採樣頻率變化(或「重採樣」)與子帶域之間的轉換的結合；圖22示出了本發明意義內結合了重採樣的子帶域之間的轉換的系統的多速率區塊圖；圖23示出了本發明意義內的系統，以LPTV應用了結合有重採樣的轉換的LPTV系統為例；圖24示出了對應於變換和疊加OLA的優選實施方式，用於允許圖23的轉換系統飛速處理的高效實施；圖25示出了本發明的可能應用的插入通信網絡的網關GW中的代碼轉換；圖26示出了直接插入伺服器SER的代碼轉換；以及圖27示出了在特定情況的編碼格式下本發明意義內的轉換系統的參數表。
具體實施例方式
在下面以本發明普通代表的方式描述子帶域之間轉換的方法。
由第一壓縮編碼系統使用並由其濾波器限定的L-帶合成組，其表示為Fk(z)，0≤k≤L-1，以及在第二壓縮系統中使用並由其濾波器限定的M-帶分析濾波器組，其表示為Hn(z)，0≤n≤M-1。如下所述，假設在兩個壓縮系統中使用的兩個濾波器組為優先最大抽取系統(或「臨界採樣系統」)。
用X(z)＝[X0(z)X1(z)...XL-1(z))]T和Y(z)＝[Y0(z)Y1(z)...YM-1(z)]T來表示分別代表第一和第二濾波器組的域中的信號的子帶的信號矢量。
圖5a和5b示出子帶域之間轉換的原理。包括查找相當於合成組BS1和分析組BA2(圖5a)的級聯的系統51，該系統51用於在子帶信號矢量X(z)和Y(z)之間轉換(圖5b)的系統51。目的是合併這兩個濾波器組之間的一定數學計算運算以降低算法複雜性(即，計算運算的數量和所需內存的數量)。另一目的在於將由該變換帶來的算法延遲降低到最小。
通過使用多速率塊，圖5a中的方案可以表示為圖6中的圖，其中分析濾波器組在合成濾波器組之後。具有L子帶的合成濾波器組在各子帶k，0≤k≤L-1中由按照因子L的過採樣的運算組成，所述過採樣之後是合成濾波器Fk(z)的濾波。對應於輸入矢量X(z)的第k分量的子帶信號首先被過採樣然後由濾波器Fk(z)濾波。隨後通過0≤k≤L-1的這些濾波結果相加得到在該合成組的輸出合成的暫時信號 該暫時信號隨後構成具有M子帶的分析組的輸入。在各子帶n，0≤n≤M-1上，由分析濾波器Hn(z)進行濾波，隨後是按照因子M的過採樣運算。然後在該分析組的輸出處獲得在z變換的域中用Y(z)表示的大小為M的子帶信號的矢量。在該傳統轉換系統中通常必須要進行時域信號的合成，這是與本發明意義中的下述轉換系統相比的區別之處。
現在根據普通表達描述本發明意義中的轉換系統。
用M和L的最小公倍數K(即，K＝1cm(M，L))以及p1和p2表示自然整數，從而K＝p1M且K＝p2L. (1)認為U(z)=[X0T(z),X1T(z),...Xp2-1T(z)]T]]>是通過信號矢量X(z)分解為p2多相分量而得到的矢量，並且認為V(z)=[Y0T(z),Y1T(z),...Yp1-1T(z)]T]]>是通過信號矢量Y(z)分解為p1多相分量而得到的矢量。
用g(z)表示合成和分析濾波器之間的乘積，大小為M×L的矩陣。該矩陣的元素可以寫為如下Gnk(z)＝Hn(z)Fk(z)，0≤n≤M-1，0≤k≤L-1.(2)並且，矩陣形式為g(z)＝h(z)fT(z)，(3)其中，h(z)＝[H0(z)H1(z)...HM-1(z)]T和f(z)＝[F0(z)F1(z)...FL-1(z)]T分別是第二濾波器組的分析濾波器的矢量和第一濾波器組的合成濾波器的矢量。
用下面公式表示子帶域之間的轉換V(z)＝T(z)U(z) (4)轉換矩陣T(z)的大小為K×K。其可以按如下表示T(z)＝[v(z)g(z)]|↓k， (5)其中，v(z)是大小為p1×p2的矩陣，其元素定義為如下
vij(z)＝ziM-jL，0≤i≤p1-1且0≤j≤p2-1(6)運算表示克羅內克(kronecker)積，從而 運算↓K表示按因子K的抽取，相當於在K個樣本中僅有一個樣本被保留的子採樣。
如下所述，轉換系統可以示意性地表示為如圖7所示，其中示出了系統有利地是所謂的「線性周期時變」或者LPTV系統。
在圖7中，輸入框71包含超前zp2-1和系列延遲，接著是按照因子p2的抽取72_p2-1至72_0，該輸入框被解釋為用於排列p2輸入矢量的各序列的機制，表示為X[n]，如單個矢量U[k]的K個區塊。後面的矢量U[k]應用到濾波矩陣T(z)(模塊74)，並且結果是與矢量U[k]大小相同的矢量V[k]。
符號X(z)簡單地涉及矢量X根據其z變換的表達式，而符號X[n]為矢量X在時域中的表達式，這點對於本領域技術人員來說是慣例。
圖7的最後一框73_p1-1至73_0最終能夠串行地設置矢量V[k]的各大小為M的p1連續子矢量，從而產生輸出矢量Y[r]。
圖7的輸入和輸出框最終與圖8的在框81中進行排列並隨後在框82串行設置的機制幾乎相同，圖8總結了本發明意義內的主要方法步驟。
優選地，本發明意義內的轉換系統具有最小延遲。
具體地，子帶域轉換系統的目的之一是使引起的算法延遲最小。因此，必須引入超前減少延遲。如果-在合成濾波器組的輸入處增加超前/延遲za，a∈Z，-並且在兩個濾波器組之間增加超前/延遲zb，b∈Z，那麼上述公式(5)變為T(z)=[[zaL+bziM-jLg(z)]|K]0ip1-10jp2-1---(8)]]>
指數eij＝aL+b+(iM-jL)，0≤i≤p1-1，0≤j≤p2-1在下面兩個極值之間變化當i＝0，j＝p2-1時，emin＝aL+b-([p2-1)L＝aL+b-K+L， (9)和當i＝p1-1，j＝0時，emax＝aL+b+(p1-1)M＝aL+b+K-M， (10)矩陣T(z)的元素濾波器都是因果濾波器，如果並且僅如果emax≤K-1， (11)即aL+b≤M-1. (12)本發明意義內的轉換系統因此可以用各種延遲並且通過做出關於參數a和b的不同選擇構造，但是條件是優選地滿足不等式(12)。
參數a和b因此被看作調整參數，其可以對用於子帶域之間轉換的系統所引起的算法延遲方面起作用。
對於具有最小算法延遲的轉換系統，應當引入最大可能超前。因此優選地以下述方式做出a和b的選擇emax＝K-1， (13)即aL+b＝M-1. (14)對於該選擇，公式(8)變為T(z)=[[zaL+bziM-jLg(z)]|K]0ip1-10jp2-1---(8)]]>否則T(z)＝[v(z)g(z)]|↓K(16)其中，在這裡，v(z)是元素按如下定義的矩陣vij(z)＝zM-1+iM-jL，0≤i≤p1-1且0≤j≤p2-1.(17)關係式(16)因此是轉換矩陣T(z)的通用公式，其能夠將由本發明意義內的轉換系統所引起的算法延遲減少到最小。
接下來，應當考慮具有最小延遲的轉換系統的情況。
如果使用符號eij＝M-1+(iM-jL)，其中0≤i≤p1-1且0≤j≤p2-1，那麼在公式(15)的基礎上給出矩陣T(z)的矩陣元素[zeijg(z)]|↓K的下面解釋
注意到，關係式(18)中考慮的多相分量對應於類型1至K階的分解，如前述參考文件″Multirate Systems and Filter Banks″，P.P.Vaidyanathan，PrenticeHall，Englewood Cliffs，NJ，1993中所描述的。
該解釋因此能夠從乘積濾波器Gnk(z)＝Hn(z)Fk(z)(0≤n≤M-1且0≤k≤L-1)和通過增加延遲構造的相應濾波器的類型1至K階的多相分量直接構造矩陣T(z)。
為了更清楚地表達矩陣T(z)的元素，寫出T(z)＝[Tml(z)]0≤m，l≤K-1(19)因此，矩陣T(z)的元素濾波器當0≤m，l≤K-1可以寫為 在後的公式(20)中，整數i，n和j，k與l和m的關係如下 且n＝m-iM，(21) 且k＝l-jL，(22)其中， 表示實數x的整數部分。
符號Gnkr(z)(其中0≤r≤K-1)表示從類型1至K階的分解得到的濾波器Gnk(z)的多相分量數r。
如果合成濾波器和分析濾波器具有有限衝激響應(或「FIR」)，可以直接確定多相分量Gnkr(z)(其中0≤r≤K-1)。在一個或兩個濾波器組使用遞歸濾波器(具有無限衝激響應或「IIR」)的情況下，乘積濾波器Gnk(z)也具有無限衝激響應。在來自參考文件″Traitement du signal audio dans le domaine codétechniques et applications″[Audio signal processing in the coded domaintechniques and applications]，A.Benjelloun Touimi，doctoral thesis from the écolenationale supérieure des télécommunications de Paris，May 2001的題為「Polyphase decomposition of recursive filters(遞歸濾波器的多相分解)」的附錄A中描述用於進行該分解的通用過程。
以下描述在M＝pL的特定情況下的本發明意義內的方案。
在M＝pL的情況下，出現K＝1cm(M，L)＝M且p1＝1同時p2＝p。那麼公式(4)變為Y(z)＝T(z)U(z).(23)其中，U(z)=[X0T(z),X1T(z),Xp-1T(z)]T]]>是矢量信號X(z)的p階的多相分量的矢量。
在該情況下的轉換矩陣是大小為M×M，並且可以寫為T(z)＝[[zpL-1g(z)]|↓M，[z(p-1)L-1g(z)]|↓M，...，[zL-1g(z)]|↓M](24)因此，根據合成和分析濾波器的乘積的矩陣g(z)的類型1至M階的分解，該矩陣是分別由通用指數(p-k)L-1(其中0≤k≤p-1)的多相分量的行矢量。
更清楚地，矩陣T(z)的元素濾波器可以寫為如下Tml(z)=Gmj(p-k)L-1(z),0m,lM-1---(25)]]>其中，j和k是通過下面的關係式由l獲得的整數 且j＝l-kL，(26)符號Gmjr(z)(其中0≤r≤M-1)表示由M階的分解得到的濾波器Gmj(z)的普通標號r的多相分量。
下面給出了轉換系統的方案，其中圖9為多速率表達，圖10示出了濾波方法的主要步驟。
下面描述在L＝pM的特定情況下的本發明意義內的方案。
在該特定情況下，出現K＝1cm(M，L)＝L且p1＝p同時p2＝1。那麼公式(4)變為V(z)＝T(z)X(z)，(27)其中，V(z)=[Y0T(z),Y1T(z),,Yp-1T(z)]T]]>是矢量信號Y(z)的p階的多相分量的矢量。
在該情況下的轉換矩陣是大小為L×L，並且可以寫為
T(z)=[zM-1g(z)]|L[z2M-1g(z)]|L[zpM-1g(z)]|L---(28)]]>根據合成和分析濾波器的乘積矩陣g(z)的類型1至L階的分解，該矩陣是分別包含通用標號(k+1)M-1(其中0≤k≤p-1)的多相分量的列矢量。
更清楚地，矩陣T(z)的元素濾波器可以寫為如下Tml(z)=Gil(k+1)M-1(z),0m,lL-1,---(29)]]>其中，i和k是通過下面的關係式從m獲得的整數 且i＝m-kM.(30)符號Gilr(z)(其中0≤r≤L-1)表示從L階的分解得到的濾波器Gil(z)的通用標號r的多相分量。
參數a和b的可能選擇包括採用a＝0且b＝M-1。在優先滿足等式(14)的條件下可以設想其他選擇，從而獲得具有最小延遲的系統。
下面給出了在L＝pM的特定情況下的轉換系統的方案，其中圖11為多速率表達，並且圖12示出了濾波方法的主要步驟。
現在根據線性周期時變系統的方案將描述本發明意義內的轉換系統。在該情況下，合成和分析組的濾波器優先地是臨界採樣濾波器。
圖7給出的轉換系統的方案顯示，這是在下述參考文件意義內的線性周期時變或「LPTV」系統「Multirate Systems and Filter Banks(多速率系統和濾波器組)」，P.P.Vaidyanathan，Prentice Hall，Englewood Cliffs，NJ，1993中的章節10.1。
為了確定該系統的周期並找到清楚說明其性質的等效結構，首先按以下設定特定情況L＝pM且M＝pL。
用fs表示時域中信號的採樣頻率，並且用fs1和fs2分別表示在第一和第二濾波器組的域中的採樣頻率。而且用Ts，Ts1和Ts2分別表示相應的採樣周期。這些參數滿足下列關係式fs1=fsL,]]>fs2=fsM---(31)]]>
在L＝pM的特定情況下，考慮圖7的方案和轉換矩陣的公式(28)，可以從中推導出轉換系統是周期pTs2=Ts1]]>的線性周期時變系統。用圖13的結構可以表達。其特徵是由下式定義的p傳遞矩陣Ak(z)(其中0≤k≤p-1)的組Ak(z)＝[z(k+1)M-1g(z)]|↓L，0≤k≤p-1(32)該系統在輸入和輸出不具有相同的比特率。輸入的比特率是fs1，並且輸出的比特率是fs2=pfs1.]]>傳遞矩陣Ak(z)以採樣頻率fs1運算，並且系統整體工作好像在系統輸出處開關130(圖13)以循環方式以該相同頻率fs1從一個矩陣框Ak(z)的輸出到另一個的輸出之間轉換。
注意到，在時刻nTs2，系統的輸出Y[n]等於在時刻 的矩陣Ak(z)的輸出，其中k＝n modp。
在M＝pL的其他特定情況下，考慮在該情況下採用的轉換矩陣的公式(24)，圖7的方案變為圖14的方案。
該轉換系統可以被視為LPTV系統，其中周期pTs1=Ts2,]]>特徵是由關係式(33)定義的p矩陣Ak(z)(其中0≤k≤p-1)的組並接下來對所有其輸出的求各Ak(z)＝[z(p-k)L-1g(z)]|↓M，0≤k≤p-1(33)在該系統的輸入，比特率是fs1=pfs2,]]>且輸出比特率是fs2。傳遞矩陣Ak(z)以採樣頻率fs2工作，並且系統整體工作好像在系統的輸入處開關140(圖14)以循環方式以該相同的頻率fs2從一個矩陣Ak(z)的輸入到另一個矩陣的輸入之間轉換。
另外指出，在時刻nTs2，轉換系統Y[n]的輸出等於在各時刻由X[(n-1)p+k+1]反饋的Ak(z)(其中0≤k≤p-1)的輸出的和((n-1)p+k+1)Ts1=(n-1)Ts2+(k+1)Ts1.]]>現在描述在M和L不必通過比例關係相關的普通情況下的系統的工作方式。考慮圖7的方案和上面給出的兩個特定情況L＝pM且M＝pL的說明由關係式(15)給出的矩陣T(z)的形式，普通情況下的轉換系統可以概括為圖15所示的表達。普通系統包括周期各為p2Ts1的多個p1線性周期時變子系統。來自該組的階數i(其中0≤i≤p1-1)的LPTV子系統的特徵是下面的p2傳遞矩陣Aij(z)Aij(z)＝[zM-1ziM-jLg(z)]|↓K，0≤j≤p2-1(34)這些子系統的整個組並行運算，並且其輸出之一被周期性地選擇作為周期為p1Ts1的系統的輸出。整個系統也是周期為KTs的線性周期時變系統。具體地K＝p2L＝p1M，且Ts=Ts1L=Ts2M---(35)]]>因此，p1Ts2=p2Ts1=KTs]]>在圖15的輸入和輸出分別表達的兩個開關151和152以頻率 操作，該頻率也是傳遞矩陣Aij(z)的操作頻率。
在時刻nTs2，系統Y[n]的輸出等於在時刻nTs2，LPTV子系統i的輸出，其中i＝n modp1。在時刻kTs1，系統X[k]的輸入轉向各p1LPTV子系統中第j子系統的輸入，其中j＝k modp2。
在該系統輸入比特率是fs1，且輸出比特率是fs2，這使得本發明意義內的轉換系統能夠飛速處理輸入數據。
回想濾波器Aij，nk(z)(其中0≤n≤M-1且0≤k≤L-1)的表達式，傳遞矩陣Aij(z)的元素取決於eij，因此取決於標號i和j，並且可以寫為Aij,nk(z)=Gnkeij(z),]]>如果0≤eij≤K-1(37)且Aij,nk(z)=z-1GnkK+eij(z),]]>如果eij≤0 (38)下面描述本發明意義內的轉換系統的有利實施。
用N1表示濾波器Fk(z)(其中0≤k≤L-1)的長度，並且用N2表示濾波器Hn(z)(其中0≤n≤L-1)的長度。這些符號僅在這些濾波器具有有限衝激響應並對於兩個濾波器組的每個具有相同長度的情況下使用。
下面的表達式將用於基於T(z)的矩陣濾波模塊的輸入和輸出的矢量U(z)＝[U0(z)U1(z)...UK-1(z)]T(39)
且V(z)＝[V0(z)V1(z)...VK-1(z)]T(40)基於矩陣濾波的實施從公式(4)和圖8的轉換系統的方案代表直接得出。因而，矢量V[k]的分量的各信號Vm[k]是通過濾波器Tml(z)的每個信號Ul[k]的濾波結果的和，其中0≤m≤K-1，0≤l≤K-1。
在有限衝激響應合成和分析濾波器組的情況下，矩陣T(z)的所有元素濾波器也是有限衝激響應濾波器。通常，在該情況下可以使用基於卷積相乘特性的快速濾波處理。
在無限衝激響應濾波器的情況下，表示在實施中能夠分解出矩陣T(z)的元素之間的一定分母。
現在描述使用重疊變換的實施。這裡假設合成和分析組的濾波器是有限衝激響應並且為最大抽取類型。
轉換矩陣T(z)表達如下T(z)=n=0N-1Pnz-n---(41)]]>其中，Pn是大小為K×K的矩陣，並且N相當於T(z)的元素的濾波器Tml(z)的最大長度。
在最普通的情況下，該長度N通過下面的表達式給出 其中，r0通過下式給出r0＝(N1+N2-2)mod K.(43)接下來，考慮情況之間的變化，長度N使用下面的定義 通過矩陣T(z)的濾波運算可以寫為如下
V[n]=i=0N-1PiU[n-i]---(45)]]>考慮大小為NK×K的通過下式定義的矩陣PP=P0P1PN-1---(46)]]>系統因此可以通過矩陣變換P來構造，接下來是疊加運算。該實施與重疊變換″LT″的合成部分相似，所述重疊變換″LT″具體描述在″Signal Processingwith Lapped Transforms(重疊變換的信號處理)″，H.S.Malvar，Artech House，Inc.1992。
圖16示出了N＝3的特定情況。矩陣P將被稱為「轉換變換矩陣」。
在子帶域之間轉換的計算過程可以總結如下1.U[n]的構建基於輸入至轉換系統的p2連續矢量並對應於第一濾波器組的子帶信號X[k]的矢量。
2.通過轉換變換矩陣P變換矢量U[n]以獲得矢量W[n]W[n]＝PU[n].(47)3.如圖16中示出的N連續矢量W[n-N+1]，...，W[n-1]和W[n]上的疊加的運算。該運算的輸出是矢0量V[n]。
4.將矢量V[n]的大小為M的連續子矢量串行設置以獲得第二濾波器組的域的子帶信號Y[r]的矢量。
下面描述根據優選實施方式基於LPTV系統的表達的實施。
以下示出的方法提供了在該方法的實施中的計算機資源(軟體或硬體)的處理和高效利用中的平行性。因此至少在有限衝激響應濾波器組的情況下，這是一個當前優選的實施方式。
大小為NM×L的矩陣Bij，(其中0≤i≤p1-1且0≤j≤p2-1)是與上面定義的傳遞矩陣Aij(z)的每個相關的變換後的矩陣。如果這些矩陣表達為Aij(z)=n=0N-1Bij,nz-n,]]>其中矩陣Bij，n大小為M×L，那麼矩陣Bij可以按下如下定義
Bij=[Bij,0TBij,1TBij,N-1T]T---(48)]]>因為各傳遞矩陣Aij(z)包含取決於eij的值並且相同長度的濾波器，那麼相應的矩陣Bij也取決於eij。矩陣Bij包含零子矩陣並且其形式按如下給出·當0≤eij≤K-1，о如果0≤eij≤r0-1那麼Bij=[Bij,0TBij,1TBij,N-3TBij,N-2T0LM]T---(49)]]>о如果r0≤eij≤K-1那麼Bij=[Bij,0TBij,1TBij,N-3T0LM0LM]T---(50)]]>·當eij＜0，о如果0≤K+eij≤r0-1那麼Bij=
T---(51)]]>注意到，僅當K+emin≤r0-1時存在該情況。現在，emin＝M+L-1-K，從而該情況的存在條件是r0≥M+L。
о如果r0≤K+eij≤K-1那麼Bij=
T---(52)]]>其中，0L×M表示大小為L×M的零矩陣。
有利地，矩陣Bij的零區塊使得通過該矩陣輸入矢量變換中的計算減少。
應當注意P的子矩陣Pn和子矩陣Bij，n之間的下述關係式Pn=[Bij,n]0ip1-10jp2-1,0nN-1---(53)]]>圖17中示出了在子帶域之間轉換的計算過程，並且按如下進行1.各新的輸入矢量X[k]指向特徵是變換後的矩陣Bij的子系統的公共內存，其中0≤i≤p1-1，從而j＝k modp2。
2.對於各固定的i，其中，0≤i≤p1-1a、對於j＝k modp2，對矢量X[k]應用變換Bij。在該變換中，優點在於矩陣Bij的零區塊。
b、對於j＝0，...，p2-1從步驟2.a得到的所有變換矢量求和。
c、在從步驟2.b得到的和矢量上進行疊加「OLA」(代表「重疊並相加」)，以構造LPTV子系統i的輸出Yi[n]。
3.轉換系統的輸出Y[n]對應於LPTV子系統i的輸出Yi[n]，從而i＝n modp1。
用(N-1)M個元素的重疊對長度為NM的矢量進行步驟2.c的疊加。
注意到，該過程仍然是基於圖15的方案的原理。
在M＝pL的特定情況下，Aj(z)=n=0N-2Bj,nz-n,]]>其中0≤j≤p-1，並且用Bj表示相應的變矩陣。該矩陣具有下面的形式 其中，j0=p-[r0+1L]]]>如圖18所示，在子帶域之間轉換的計算步驟按如下進行1、各新的輸入矢量X[k]指向特徵為變換矩陣Bj的子系統的內存，從而j＝k modp。
2、對於j＝k modp，對矢量X[k]應用變換Bj。
3、對步驟2得到的矢量，即通過特徵為變換矩陣Bj的子系統的輸出進行求和，其中0≤j≤p-1。
4、轉換系統的輸出Y[n]對應於在從步驟3得到的和矢量上進行疊加後的結果。
在L＝pM的特定情況，寫為Ai(z)=n=0N-2Bi,nz-n,0ip-1]]>並且用Bi表示相應的變換矩陣。該矩陣具有下面的形式
其中i0=[r0M]-1.]]>圖19中示出了在子帶域之間轉換的計算步驟，並且優先地按如下進行1、各新的輸入矢量X[k]指向特徵為傳遞矩陣Ai(z)的所有子系統的公共內存，其中0≤i≤p-1。
2、對於各固定的i，從而0≤i≤p-1，對矢量X[k]應用變換Bi，隨後進行疊加以得到矢量Yi[n]。
3、轉換系統的輸出Y[n]對應於特徵為傳遞矩陣Ai(z)的子系統的輸出Yi[n]，從而i＝n modp。
下面描述廣泛用於音頻編碼中的濾波器組。在圖27中給出了在使用該編碼格式的濾波器組之間轉換的各種情況的轉換系統的參數，其中通過上面的公式(56)給出了參數N。
對於餘弦調製FIR濾波器組之間的轉換，濾波器組的特徵是通過低通的原型濾波器H(z)的餘弦調製獲得分析和合成濾波器。對於具有M帶的濾波器組，通過下面給出分析和合成濾波器的衝激響應的表達式hk[n]=h[n]cos[M(k+12)(n-N-12)-k],0kM-1---(57)]]>fk[n]=h[n]cos[M(k+12)(n-N-12)-k],0kM-1---(58)]]>其中0≤n≤N-1，且k=(2k+1)4,]]>並且h[n]是長度為N的原型濾波器的衝激響應。
如果額外滿足下面的條件，該類型的濾波器組擁有完全重構屬性-濾波器的長度為N＝2mM，其中m是整數，-合成濾波器為fk[n]＝hk[N-1-n]，-原型濾波器具有線性相位h[n]＝h[N-1-n]，並且-原型濾波器H(z)的2M階的多相分量另外滿足功率互補條件(powercomplementarity condition)，從而使其能夠被設計為原型濾波器。
等式(57)、(58)和上述條件能夠完整地表達餘弦調製和完全重構濾波器組的特徵。
這些餘弦調製和完全重構濾波器組是當代音頻編碼器的所有濾波器組的基礎。甚至MPEG-1/2層III編碼器的偽-QMF濾波器組都與該種類有關，假設原型濾波器充分好地設計為考慮滿足完全重構。
對於不同大小的MDCT變換之間的轉換，建立餘弦調製和完全重構濾波器組的特定情況，一個實例是TDAC濾波器組，其中N＝2M且m＝1。後面的一個可以被認為是MLT變換(代表「調製重疊變換」)，其已被稱為MDCT(代表「修正DCT」)。該變換用於大多數現代頻率音頻編碼器中(MPEG-2/4AAC，PAC，MSAudio，TDAC等)。
通過下式給出合成和分析濾波器組的表達式fk[n]=2Mh[n]cos[M(k+12)(n+N-12)],0kM-1,0n2M-1---(59)]]>且hk[n]＝fk[2M-1-n](60)為了保證完全重構，窗h[n]必須滿足對稱條件h[l]＝h[2M-1-l]，以及功率互補條件h2[l]+h2[l+M]＝1。
通過下面的正弦窗給出滿足這些條件的原型濾波器的可能且簡單的選擇h[n]=sin[(n+12)2M],0n2M-1---(61)]]>該窗的選擇使用在TDAC和G.722.1編碼器中。另一選擇包含採用由凱塞一貝塞爾窗(Kaiser-Bessel窗或者「KBD」)衍生出的窗，如在MPEG-4 AAC，BSAC，Twin VQ和AC-3編碼器的情況下。
應當理解，公式(59)和(60)以及窗h[n]的選擇完整地定義了對應於MDCT變型的濾波器組。
考慮在MPEG-1的PQMF濾波器組和MDCT之間的轉換，在MPEG-1/2層III編碼器中的濾波器組是具有M＝32帶的偽-QMF。這些分析和合成濾波器按如下定義hk[n]=h[n]cos[M(k+12)(n-16)]---(62)]]>fk[n]=32h[n]cos[32(k+12)(n+16)]---(63)]]>
其中0≤k≤31且0≤n≤511。
原型濾波器的衝激響應的係數h[n]可以在下面的參考文件中找到″Introduction to Digital Audio and Standards″，M.Bosi，R.E.Goldberg，pp 92-93，Kluwer Academic Publishers(2002)。
在MPEG-1音頻層I-II標準中提供的值對應於窗(-1)lh(2lM+j)，其中0≤j≤2M-1，且0≤l≤m-1。
下面描述根據將與濾波處理結合的子帶域之間的轉換的本發明的技術方案。
在代碼轉換運算中，能夠在將解碼後的信號重新編碼成新格式之前，對解碼後的信號進行中間處理。多媒體信號處理(音頻、圖像和視頻)的幾種情況基於線性濾波。可以引用下面的例子·用於重新採樣的圖像或視頻濾波(從CIF格式切換到QCIF格式)。
·用於聲音空間化的通過HRTF濾波器(「頭部相關傳遞函數」)的音頻濾波。這是結合代碼轉換和空間化的有趣情況之一。可能的應用典型地是在電信會議音頻橋中的處理。
參考圖5a的方框圖，在兩個合成和分析濾波器組以及所等效的系統之間引進濾波器S(z)。在圖20a和20b中示出了方框圖。
結合有濾波的轉換系統可以通過圖5b中示出的一個和相同類型的方案來模擬。然而，其特徵是由下式定義的新的濾波器矩陣 T~(z)=[v(z)g~(z)]|k---(64)]]>其中， 是大小為M×L的矩陣，其元素通過下式給出G~nk(z)=Hn(z)S(z)Fk(z),0nM-1,0kL-1---(65)]]>在上面的表達式(64)中，矩陣v(z)對應於公式(17)的定義。更清楚地，公式(64)可以寫為T~(z)=[[zM-1ziM-jLg~(z)]|K]0ip1-10jp2-1---(66)]]>現在描述結合有採樣頻率變化的子帶域之間的轉換。
這裡考慮在合成的暫時信號被第二分析組重新分析之前對合成的暫時信號進行採樣頻率的變化的情況。本發明意義內的系統因此結合子帶域之間的轉換和採樣頻率的變化，如圖21a和21b中所示。
在圖21a中，考慮按照有理數因子 改變採樣頻率的系統，其中Q和R是假設為互質的自然整數，因此gcd(Q，R)＝1，這不丟失一般性。
在該系統中，濾波器SPB(z)是低通濾波器，其標準化後的截止頻率為f~c=min(/Q,/R)]]>並且通頻帶增益為Q。
這裡將K′定義為QL和RM的最小公倍數(K′＝1cm(QL，RM))，並且q1，q2為兩個自然整數，從而K′＝q1RM且K′＝q2QL.(67)注意到，q1和q2是互質的。
在該情況下，考慮由信號矢量X(z)分解為q2多相分量得到的矢量U^(z)=[X^0T(z),X^1T(z),,X^q2-1T(z)]T]]>以及由信號矢量Y(z)分解為q1多相分量得到的矢量V^(z)=[Y^0T(z),Y^1T(z),,Y^q1-1T(z)]T.]]>結合有採樣頻率變化的轉換系統可以通過圖22的圖表來模擬。其特徵是按如下定義的大小為q1M×q2L的濾波器矩陣 T^(z)=[v^(z)g^(z)]|K---(68)]]>其中 是大小為M×L的矩陣，其元素通過下式給出G^nk(z)=Hn(zR)SPB(z)Fk(zQ),0nM-1,0kL-1---(69)]]>並且 是其元素按如下定義的矩陣v^ij(z)=ziRM-jQL,0iq1-1,0jq2-1---(70)]]>同時也符合下面的關係式V^(z)=T^(z)U^(z)---(71)]]>根據公式(69)， 解釋為按照因子R過採樣的濾波器Hn(z)、和濾波器SPB(z)以及按照因子Q過採樣的濾波器Fk(z)的卷積的結果。
為了減少整個系統的延遲，可以選擇其元素是按如下定義的矩陣 v^(z)=zcmax+iRM-jQL,0iq1-1,0jq2-1---(72)]]>其中cmax＝max{n∈N從而h≤RM-1且n是被gcd(L，R)可除盡的}。
對矩陣 的公式可以給出與上述相同的解釋。因而，濾波器 其中0≤m≤q1M-1且0≤l≤q2L-1，，該矩陣的元素可以按如下寫為 其中，0≤m≤q1M-1且0≤l≤q2L-1，並且e′ij＝cmax+iRM-jQL。整數i，n和j，k通過下式從l和m直接獲得 且n＝m-iM，(74) 且k＝l-jL，(75)在用 替代矩陣T(z)並且考慮以其為特徵的參數時對於子帶域之間轉換的系統給出的相同開發和說明對於該新的結合系統保持有效。系統採用線性周期時變系統(LPTV)的形式。也可以在該應用中設想上述實施的優選過程以及特定情況中的系統簡化。然而，注意到與本系統不同的特定情況涉及RM和QL是彼此的倍數的情況。
在該情況下，根據圖23的系統用矩陣 運算，從而A^ij(z)=[zcmaxziRM-jQLg^(z)]|K]]>0≤i≤q1-1且0≤j≤q2-1(76)在使用重疊變換的實施的情況下，優選地在合成和分析濾波器組以及用於重新採樣的低通濾波器具有有限衝激響應的假設下，從而A^ij(z)=n=0N-1B^ij,nz-n]]>其中矩陣 的大小為M×L，如圖24中示出的矩陣 的下面定義可以通過下式給出Bij^=[B^ij,0TB^ij,1TB^ij,N-1T]T,]]>0≤i≤q1-1且0≤j≤q2-1. (77)
通常，應當理解本發明給出用於將信號表示從一個子帶域轉換(或變換)到另一個的一般方案。如上所述，該方法優先地應用在兩個壓縮系統所使用的濾波器組是最大抽取類型的情況下。
雖然上述詳細的說明基本上是關於音頻編碼的，但是可以對於多媒體信號的所有子帶或基於變換的編碼器都設想上述實施方式，尤其是在視頻、圖像、語音編碼等中使用的那些編碼器。這些實施方式也可以表現為合成組和分析組的級聯的任何設備實施，尤其是在下面的例子中·子帶語音的質量改進，接下來是子帶回波消除，反之亦然。
·回波消除或子帶噪音抑制算法，接下來是子帶編碼器。
·子帶解碼器，接下來是回波消除或子帶抑制算法。
·用於通過例如SBR(代表「譜帶複製」)重構音頻中的高頻帶的處理，因為該處理實施分析組並且其輸入是音頻解碼器的輸出。
應當理解，本發明的應用絕不局限於兩種不同編碼格式之間的簡單代碼轉換。
然而，下面將描述對音頻代碼轉換的一些應用。
音頻編碼格式之間的代碼轉換在關於現有終端以及傳輸和訪問網絡的當前多樣性方面變得越來越重要。
根據音頻內容的服務和交付情況，代碼轉換可以插入傳輸鏈中的不同點。接下來，區分一些可能的情況。
廣播涉及使用各種類型音頻編碼器的數字廣播系統。因而，在歐洲(DVB標準)，需要MPEG-2BC音頻層II編碼器。另一方面，在美國，提倡Dolby AC-3編碼器。在日本，選擇MPEG-2 AAC編碼器。如圖25所示，代碼轉換機制TRANS優選地在網絡RES的網關GW中，該網絡RES用於將來自伺服器SER的音頻內容發送到配置有解碼器DEC1的第一終端TER1和配置有另一解碼器DEC2的另一終端TER2的目的地。
在所謂的多播流應用中，單一內容由於傳輸網絡RES中的帶寬優化而優選地發送到幾個終端TER1，TER2。對於各終端用戶在網絡的最後節點的層級上進行私人適配。如前面的圖25所示，這些用戶可以具有支持不同解碼器的終端，因此在網絡節點中進行代碼轉換是有用的。
在單播流的情況下，可以在伺服器SER進行代碼轉換TRANS(圖26)以使內容適用於終端TER1，TER2的容量。伺服器SER已經接收並分析關於終端容量的信息。
在「下載」模式中，以給定編碼格式存儲音頻內容。實時進行代碼轉換從而在下載前與用戶的各請求的終端兼容。
在組通信(電話會議、音頻會議等)中，涉及的終端在編碼器/解碼器方面具有不同容量。在集中式電話會議架構中，實施音頻橋，代碼轉換可以插在橋的層級。
下面的表3表示了根據應用領域音頻編碼格式之間的一些可能的、有利的代碼轉換。
表3感興趣的代碼轉換及其應用領域的一些類型的實施例。

圖27示出了用於這些特定情況的編碼格式下本發明意義內的轉換系統的參數。
權利要求
1.一種由計算機資源實現通過在不同子帶域之間轉換來處理數據的方法，在於在同一處理中緊縮包括將含有第一數目L個單獨的子帶分量的第一矢量(X(z))應用到合成濾波器組，然後應用到分析濾波器組，以獲得含有第二數目M個單獨的子帶分量的第二矢量(Y(z))，其特徵在於，所述方法包括以下步驟，在確定第三數目K，即第一數目L和第二數目M的最小公倍數以後a)如果第三數目K不同於第一數目L，通過第一矢量的串/並轉換進行區塊排列以得到p2個多相分量矢量，其中p2＝K/L，b)選擇的涉及K×K維方陣T(z)的矩陣濾波應用到所述p2個多相分量矢量以獲得第二矢量的p1個多相分量矢量，其中p1＝K/M，以及c)如果第三數目K不同於第二數目M，通過並/串轉換進行區塊排列以得到所述第二矢量。
2.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述步驟a)的串/並轉換相當於對第一矢量(X(z))應用超前zp2-1，接下來是一組以因子p2子採樣的延遲，以獲得所述p2個多相分量矢量，對應第一矢量(X(z))的p2階的分解。
3.根據權利要求1和2之一所述的方法，其特徵在於，所述步驟c)中的並/串轉換包括施加給p1個多相分量矢量的按照因子p1的過採樣，對應於p1階的分解，所述分量用於形成第二矢量(Y(z))。
4.根據權利要求1至3中之一所述的方法，其特徵在於，所述方陣T(z)是通過對由p1×p2個各自由zlM-jLg(z)表示的子矩陣進行按照因子K的抽取產生的，其中-zX根據X的符號表示超前或延遲，-i在0和p1-1之間，-j在0和p2-1之間，並且-g(z)是M×L維矩陣，該矩陣是由h(z).fT(z)的乘積產生的，其中h(z)和f(z)是分別與分析濾波器組和合成濾波器組關聯的傳遞函數的矢量，符號MT表示矩陣M的轉置矩陣。
5.根據權利要求4所述的方法，其特徵在於，超前zM-1也應用到所有p1×p2子矩陣，來獲得所述矩陣T(z)的元素，所述元素各自對應因果濾波器並且一起定義具有最小算法延遲的轉換系統。
6.根據權利要求5所述的方法，其特徵在於，所述矩陣T(z)的元素表示為由Gnk(z)＝Hn(z)Fk(z)給出的乘積濾波器Gnk(z)的K階的多相分量的函數，其中-n在0和M-1之間而k在0和L-1之間，並且-Hn(z)和Fk(z)，分別與分析濾波器組和合成濾波器組關聯的傳遞函數的矢量的第n和第k分量。
7.根據權利要求5所述的方法，其特徵在於，分析濾波器組和合成濾波器組之間，還提供了一個補充濾波器S(z)，矩陣T(z)的元素表示為由Gnk(z)＝Hn(z)S(z)Fk(z)給出的乘積濾波器Gnk(z)的K階的多相分量的函數，其中-n在0和M-1之間而k在0和L-1之間，並且-Hn(z)和Fk(z)，分別與分析濾波器組和合成濾波器組關聯的傳遞函數的矢量的第n和第k分量。
8.根據權利要求6和7之一所述的方法，其特徵在於，矩陣T(z)的元素濾波器Tml(z)由下式表示 其中eij＝(M-1)+(iM-iL)，並且-在符號Gnkx(z)中，x對應多相分量數，由乘積濾波器Gnk(z)的K階分解產生，-i對應比值m/M的整數部分，-j對應比值l/L的整數部分，-數字n由n＝m-iM給定，而-數字k由k＝l-jL給定。
9.根據權利要求8所述的方法，其特徵在於，如果第二數目M是第一數目L的倍數，矩陣T(z)的元素濾波器Tml(z)表示為Tml(z)=Gmj(p-k)L-1(z),]]>m和l在0和M-1之間，並且其中-p＝M/L，-k是l/L的整數部分，並且-數字j由j＝l-kL給定。
10.根據權利要求8所述的方法，其特徵在於，如果第一數目L是第二數目M的倍數，矩陣T(z)的元素濾波器Tml(z)表示為Tml(z)=Gil(k+1)M-1(z),]]>m和l在0和L-1之間，並且其中-k是m/M的整數部分，並且-數字i由i＝m-kM給定。
11.根據上述權利要求之一所述的方法，其特徵在於，採用線性周期時變型的轉換系統，並且周期T由T＝K·Ts定義，其中Ts＝Ts1/L＝Ts2/M，其中Ts1和Ts2是在合成濾波器組和分析濾波器組的域中在臨界採樣下各自的採樣周期。
12.根據權利要求11所述的方法，其特徵在於，採用p1線性周期時變子系統，各周期為p2·Ts1，並且以周期p1·Ts2周期性地選擇連續子系統的輸出。
13.根據權利要求12所述的方法，其特徵在於，整個轉換系統的輸入的比特率是1/Ts1，而其輸出比特率是1/Ts2，用於飛速處理輸入數據。
14.根據權利要求12和13之一所述的方法，結合權利要求8，其特徵在於，標號i在0和p1-1之間的各子系統包括p2個傳遞矩陣Aij(z)，j在0和p2-1之間，所述傳遞矩陣的元素是濾波器Aij，nk(z)，其中n在0和M-1之間而k在0和L-1之間，從而如果0≤eij≤K-1，Aij,nk(z)=Gnkeij(z),]]>並且如果eij＜0，Aij,nk(z)=z-1GnkK+eij(z).]]>
15.根據上述權利要求之一所述的方法，其特徵在於，合成濾波器組和分析濾波器組的濾波器具有有限衝激響應，所述選擇的矩陣濾波表示為由NK×K維的矩陣P的疊加變換，從而P=P0P1PN-1]]>子矩陣Pn是K×K維並且矩陣T(z)滿足如下關係T(z)=n=0N-1Pnz-n]]>其中N對應T(z)的元素濾波器的最大長度。
16.根據權利要求15所述的方法，其特徵在於，所述T(z)的元素濾波器的長度的最大值N由下面表達式確定 其中-r0由關係式r0＝(N1+N2-2)mod K確定，-N1和N2是合成濾波器組和分析濾波器組各自的長度，-符號mod n表示對數字n的模，-符號 表示實數x的整數部分。
17.根據權利要求15和16之一所述的方法，其特徵在於，包括以下步驟，用於子帶域之間的轉換-在p2個第一連續矢量X[k]的基礎上，在合成濾波器組的子帶域中構造矢量U[n]，-對矢量U[n]應用變換後的轉換矩陣P，以獲得矢量W[n]＝P·U[n]，-對N個連續矢量W[n-N+1]，W[n-N+2]，...，W[n-1]，W[n]進行疊加，以形成矢量V[n]，-串行排列矢量V[n]的連續子矢量，這些子矢量各自的維數對應第二數目M，以形成所述第二矢量(Y[r])。
18.根據權利要求17所述的方法，其特徵在於，包括以下步驟-在合成濾波器組的子帶域中表示的第一矢量 應用到包括變換矩陣Bij的子系統，其中i在0和p1-1之間並且j＝k mod p2，-對於範圍在從0到p1-1各個固定i*對矢量X[k]應用矩陣Bij的變換，j＝k mod p2，各矩陣Bij表示如下Bij=Bij,0TBij,1TBij,N-1TT,]]>其中對於在0和N-1之間的任意n，元素Bij，n使得Aij(z)=n=0N-1Bij,nz-n]]>且Pn=[Bij,n]0ip1-10jp2-1;]]>*對於j＝0，...，p2-1，變換所產生的所有矢量進行求和；*對求和產生的矢量進行疊加，以在標號為i的子系統的輸出構建矢量Yi[n]，-在整個轉換系統的輸出得到對應標號為i的子系統的矢量Yi[n]的矢量Y[n]，從而i＝n mod p1，符號mod n表示對數字n的模。
19.根據權利要求18所述的方法，其特徵在於，矩陣Bij包括L×M維的零區塊，從而-對於0≤eij≤K-1，·如果0≤eij≤r0-1，則Bij=Bij,0TBij,1TBij,N-3TBij,N-2T0LMT]]>·如果r0≤eij≤K-1，則Bij=Bij,0TBij,1TBij,N-3T0LM0LMT]]>-對於eij＜0，·如果0≤K+eij≤r0-1，則Bij=0LMBij,1TBij,N-3TBij,N-2TBij,N-1TT]]>·如果r0≤K+eij≤K-1，則Bij=0LMBij,1TBij,N-3TBij,N-2T0LMT]]>其中*0L×M表示L×M維的零區塊，並且 其中-N1和N2是合成濾波器組和分析濾波器組各自的長度，-符號mod n表示對數字n的模，-符號 表示實數x的整數部分。
20.根據權利要求19所述的方法，其特徵在於，如果第一數目M是第二數目L的倍數，從而M＝pL，矩陣Aij成為Aj(z)=n=0N-2Bj,nz-n,]]>其中-0≤j≤p-1，-並且Bj是變換矩陣，其表示為 其中 符號 表示實數x的整數部分。
21.根據權利要求20所述的方法，其特徵在於，包括以下步驟-合成濾波器組的子帶域中表示的第一矢量X[k]應用到含有變換矩陣Bj的子系統，其中j＝k mod p，-對於0≤j≤p-1的任意j，對應用變換矩陣Bj產生的矢量進行求和，-通過對所述求和產生的矢量進行疊加在整個轉換系統的輸出獲得矢量Y[n]，-符號mod n表示對數字n的模。
22.根據權利要求19所述的方法，其特徵在於，如果第二數目L是第一數目M的倍數，從而L＝pM，矩陣Aij成為Ai(z)=n=0N-2Bi,nz-n,]]>其中-0≤i≤p-1，並且-Bi是變換矩陣，其表示為 其中 符號 表示實數x的整數部分。
23.根據權利要求22所述的方法，其特徵在於，包括以下步驟-在合成濾波器組的子帶域中表示的第一矢量X[k]應用到包括傳遞矩陣Ai(z)的子系統，其中0≤i≤p-1，-對於任何固定的i，0≤i≤p-1，對矢量X[k]應用矩陣Bi的變換，並且疊加以得到輸出矢量Yi[n]，-得到對應矢量Yi[n]的整個轉換系統的輸出矢量Y[n]，其中i＝n mod p，-符號mod n表示對數字n的模。
24.根據權利要求4至23之一所述的方法，其特徵在於，所述分析濾波器組和合成濾波器組的濾波器是餘弦調製且有限衝激響應類型，其中，分析濾波器和/或合成濾波器由低通原型濾波器H(z)的餘弦調製得到，從而對於具有M個帶的濾波器組，可以按下式分別表示分析濾波器和/或合成濾波器的衝激響應，分別形成傳遞函數h(z)和/或f(z)的矢量hk[n]=h[n]cos[M(k+12)(n-N-12)-k],0kM-1]]>和/或fk[n]=h[n]cos[M(k+12)(n-N-12)+k],0kM-1]]>其中-k=(2k+1)4,]]>-h[n]是長度為N的原型濾波器的衝激響應，-n是0≤n≤N-1。
25.根據權利要求24所述的方法，其特徵在於，-濾波器的長度N由N＝2mM給定，其中m是整數，-合成濾波器由fk[n]＝hk[N-1-n]給定，-原型濾波器具有線性相位並且滿足關係h[n]＝h[N-1-n]的關係，並且-原型濾波器H(z)的2M階的多相分量滿足功率互補條件。
26.根據權利要求25所述的方法，其特徵在於，N＝2M，並且合成濾波器組和分析濾波器組的表達式為fk[n]=2Mh[n]cos[M(k+12)(n+M+12)]]]>其中0≤k≤M-1，0≤n≤2M-1，並且hk[n]＝fk[2M-1-n]，並且此外對於l在0和2M-1之間，原型濾波器h[n]的衝激響應還滿足以下條件-h[l]＝h[2M-1-l]以及-h2[l]+h2[l+M]＝1。
27.根據權利要求26所述的方法，其特徵在於，所述原型濾波器的衝激響應由以下關係式給出h[n]=sin[(n+12)2M],0n2M-1.]]>
28.根據權利要求27所述的方法，其特徵在於，所述合成濾波器組具有偽QMF類型的格式，具有M＝32個帶，而分析濾波器組是MDCT類型，或者反之亦然，分析濾波器和合成濾波器分別定義為hk[n]=h[n]cos[32(k+12)(n-16)],]]>fk[n]=32h[n]cos[32(k+12)(n+16)]]]>其中0≤k≤31並且0≤n≤511。
29.根據權利要求4和5所述的方法，其特徵在於，如果在合成濾波器組和分析濾波器組之間以有理數因子Q/R進行重採樣，大小為q1M×q2L的濾波器矩陣 定義為T^(z)=[v^(z)g^(z)]|K']]>其中 是大小為M×L的矩陣，其元素由下式給定G^nk(z)=Hn(zR)SPB(z)Fk(zQ),0nM-1,0kL-1,]]> 是其元素優先以下式定義的矩陣v^ij(z)=zcmax+iRM-jQL,0iq1-1,0jq2-1]]>其中cmax＝max{n∈N從而h≤RM-1且n是被gcd(L，R)可除盡的}，並且SPB(z)優選是截止頻率f~c=min(/Q,/R)]]>且帶通增益為Q的低通濾波器。
30.根據上述權利要求之一所述的將第一類型的壓縮編碼/解碼代碼轉換到至少一個第二類型的壓縮編碼/解碼方法的應用，其特徵在於，在同一處理中緊縮有如下步驟-根據所述第一類型，以包括第一數目L個單獨子帶分量的第一矢量(X(z))的形式至少部分解碼以恢復數據，-將第一矢量應用到根據所述第一類型的合成濾波器組，然後應用到根據第二類型的分析濾波器組，以及-恢復包括第二數目M個單獨子帶分量的第二矢量(Y(z))，並且該第二矢量可以應用於後來的根據第二類型的編碼步驟。
31.一種電腦程式產品，存儲在通信網絡中例如伺服器、網關、或其它終端的一項設備的內存中，其特徵在於，包括用於實現如權利要求1至29之一所述方法的全部或部分的指令。
32.一種用於通信網絡的設備例如伺服器、網關、或其他終端，其特徵在於，其包括用於實現如權利要求1至29之一所述方法的計算機資源。
全文摘要
本發明涉及通過第一數目L到第二數目M的子帶分量的不同子帶域之間的通道進行數據處理。在確定第三數目K，即第一數目L和第二數目M之間的最小公倍數以後，a)如果K不同於L，輸入矢量X(z)通過串/並轉換進行區塊排列以得到p
文檔編號G10L19/16GK101069233SQ200580034793
公開日2007年11月7日 申請日期2005年8月23日 優先權日2004年9月16日
發明者阿卜杜勒拉蒂夫·本傑羅恩圖伊米 申請人:法國電信公司