功率變換裝置製造方法
2023-07-09 02:32:36 2
功率變換裝置製造方法
【專利摘要】本發明提供一種功率變換裝置。在功率變換裝置中，在降低因開關動作而產生的零相電流的同時，抑制同樣由開關動作引起的不愉快的噪音。本發明的功率變換裝置具有：具有第一電位和第二電位的直流電路；第一變換電路，連接在第一多相交流與所述直流電路之間，通過開關元件在直流與交流之間進行功率變換；第二變換電路，連接在第二多相交流與所述直流電路之間，通過開關元件在直流與交流之間進行功率變換；和控制所述第一變換電路及所述第二變換電路的控制器；所述控制器進行控制，使得在所述第一變換電路的兩個以上的相同時從所述第一電位變為所述第二電位的定時，所述第二變換電路的至少一個相也從所述第一電位變為所述第二電位。
【專利說明】功率變換裝置
【技術領域】
[0001]本發明涉及一種由開關元件構成的功率變換裝置，尤其是涉及對由PWM整流器和PWM逆變器構成的功率變換裝置進行控制的技術。
【背景技術】
[0002]圖12是功率變換裝置的結構的一例。在電動機的可變速驅動中，如圖12所示，一般的方法是通過變換器11將交流的電源21變換為直流，將進一步通過平滑電容器41平滑後的直流電通過逆變器12變換為可變頻變壓的交流，並將經變換得到的交流電供應給電動機22以對其進行驅動。變換器11和逆變器12的各相分別由上下一對的開關元件(在此以IGBT(絕緣柵雙極型電晶體)為例進行說明)構成，通過使上下的開關元件交替進行開關動作來進行功率變換。
[0003]這裡，IGBT中會產生進行開關動作時產生的開關損耗以及在導通期間產生的導通損耗。其中，開關損耗隨著開關動作的次數增加而增加。另一方面，例如為了降低因開關動作而產生的噪音而避開人的音感強烈的頻率等原因，開關頻率通常設定為IOkHz左右。如上所述，開關頻率通常設定為高於人的音感強烈的頻率，在降低開關損耗方面，作為能夠在抑制噪音的不愉快感的同時降低開關頻率的方法，可以列舉出以下方法。
[0004]首先，在專利文獻I中，通過向載波頻率賦予Ι/f波動來降低從PWM逆變器產生的噪音的不愉快感。同樣，在專利文獻2中，通過使載波頻率擴展來降低噪音的不愉快感。與在上述示例中使載波變形的方法不同，在專利文獻3中，通過在各相的調製波上疊加共同的分量來使開關動作分散。使調製 波變形的方法的優點在於能夠方便地應用於逆變器控制用的微型計算機等中。
[0005]上述噪音抑制方法用於逆變器的抑制方法，沒有涉及到同時設置有PWM整流器和逆變器的場合。在同時設置有變換器和逆變器的場合，存在以下問題。如圖12所示，由於有電源21的對地雜散電容91和電動機22的對地雜散電容92存在，所以在零相電壓因變換器11和逆變器12的開關動作而發生了變化時，會產生零相電流。該零相電流導致在控制電路中產生雜波。為了避免出現這種情況，如圖12所示，通常的方法是在電源21與變換器11之間連接具有電抗器51，52和對地電容器53的濾波電路5，使因電動機的對地雜散電容92引起的零相電流經由對地電容器53循環一周，以此來避免該零相電流流入電源21。但是，零相電流的增大會導致濾波電路大型化，因此並不理想。
[0006]圖13示出了不設置濾波電路5的對地電容器53時的零相電路的大致結構。在變換器側零相電壓的變動分量△&_(:與逆變器側零相電壓的變動分量AVz_i之間存在差值Λ Vz時，因零相阻抗Zz和電源21的對地雜散電容91以及電動機22的對地雜散電容92而產生零相電流。
[0007]因此，在專利文獻4中，通過使變換器和逆變器的開關動作同步來抑制兩者的零相電壓的變化，由此來降低零相電流。
[0008]專利文獻4的方式具有降低零相電流的效果，但是，由於逆變器的開關定時受到變換器的開關定時的制約，所以噪音的抑制效果並不理想。
[0009]在先技術文獻
[0010]專利文獻
[0011]專利文獻I日本特開平6-14557號公報
[0012]專利文獻2日本特開2010-259326號公報
[0013]專利文獻3日本特開2011-211777號公報
[0014]專利文獻4日本特開2012-80765號公報
【發明內容】
[0015]本發明所要解決的課題是在功率變換裝置中，在降低因開關動作而產生的零相電流的同時，抑制同樣由開關動作引起的不愉快的噪音。
[0016]解決方案
[0017]為了解決上述課題，本發明的功率變換裝置例如具有:具有第一電位和第二電位的直流電路；第一變換電路，其連接在第一多相交流與所述直流電路之間，通過開關元件在直流與交流之間進行功率變換；第二變換電路，其連接在第二多相交流與所述直流電路之間，通過開關元件在直流與交流之間進行功率變換；以及用於控制所述第一變換電路和所述第二變換電路的控制器，所述功率變換裝置的特徵在於，所述控制器進行控制，使得在所述第一變換電路的兩個以上的相同時從所述第一電位變為所述第二電位的定時，所述第二變換電路的至少一個相也從所述第一電位變為所述第二電位。
[0018]發明效果
[0019]根據上述結構，能夠在降低因開關動作產生的噪音引起的不愉快感的同時降低零相電流。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0020]圖1是表示本發明的第一實施例的結構的結構圖。
[0021]圖2是表示現有技術中的一般的控制方法的場合的波形的波形圖。
[0022]圖3是表示現有技術中的一般的控制方法的場合的動作的波形圖。
[0023]圖4是表示第一實施例的波形的波形圖。
[0024]圖5是表示第一實施例的動作的波形圖。
[0025]圖6表示作為比較例的應用了專利文獻4的場合的波形的波形圖。
[0026]圖7表示作為比較例的應用了專利文獻4的場合的動作的波形圖。
[0027]圖8是用於說明本發明的效果的端子電壓的FFT解析結果圖。
[0028]圖9是表示本發明的第二實施例的結構的結構圖。
[0029]圖10是表示本發明的第三實施例的結構的結構圖。
[0030]圖11是表示本發明的第四實施例的結構的結構圖。
[0031]圖12表示作為本發明的應用領域的功率變換裝置的結構例。
[0032]圖13是沒有濾波電路的對地電容器時的零相電路的結構示意圖。
【具體實施方式】[0033]以下參照附圖對本發明的實施例進行說明。此外，在各圖和各個實施例中，針對相同或者類似的結構要素，採用相同的符號表示，並且省略重複說明。
[0034]第一實施例
[0035]圖1表示本發明的第一實施例的結構。圖1的功率變換裝置例如能夠用於電梯等的驅動。圖1的功率變換裝置，與圖12所示的功率變換裝置一樣，通過作為變換電路的變換器11將來自交流電源21的交流電變換為直流電，並且將通過平滑電容器41進行平滑後的直流電通過作為變換電路的逆變器12 (變換電路)變換為可變壓變頻的交流電，並且將經變換而得到的交流電供應給電動機22。此外，在圖1的示例中，直流電路具有第一電位和第二電位，另外，電源21和電動機22的交流均為多相交流，並且分別為三相交流。在電源21與變換器11之間連接有濾波電路5。變換器11和逆變器12的各相分別由上下一對的開關元件(在此以IGBT(絕緣柵雙極型電晶體)為例進行說明)構成，通過變換器11的柵極驅動電路31以及逆變器12的柵極驅動電路32使上下的開關元件交替地進行開關動作，由此來進行功率變換。在此，通過使用具有開關元件的PWM整流器作為變換器11，由此即使在從電動機22發生了電能再生時也能夠通過逆變器12將再生出的電能變換為直流，並且通過變換器11將直流變換為交流而將其再生為電源。
[0036]變換器11和逆變器12由PWM控制器8 (控制器)進行控制。為了將平滑電容器41的電壓控制在目標值，在變換器控制器42中，通過電流檢測器61對電源電流進行反饋控制，生成變換器11的各相電壓指令Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref，由此通過PWM控制器8來進行PWM控制。
[0037]在進行電動機22的速度控制時，針對速度指令，使用速度檢測器71在速度控制器7中進行反饋控制。由此，針對在速度控制器7中生成的電流指令，使用電流檢測器62在逆變器控制器72中進行反饋控制，逆變器控制器72生成逆變器12的各相電壓指令Vu_ref，Vv_ref, Vw_ref,由此通過PWM控制器8來進行PWM控制(脈寬調製控制)。
[0038]接著對PWM控制器8的動作進行說明。其中，PWM控制器8例如由微型計算機等構成，圖1所示的PWM控制器8內的各種功能和各個功能塊由在微型計算機上執行的程序來實現。
[0039]在普通的功率變換裝置的PWM控制中，將這些各相的電壓指令(各相電壓指令Vr_ref, Vs_ref, Vt_ref和各相電壓指令Vu_ref, Vv_ref, Vw_ref)作為調製波與載波80進行比較，生成PWM脈衝信號(門脈衝(gate pulse)信號Sr，Ss，St和門脈衝信號Su，Sv，Sw)，並根據該PWM脈衝信號，通過柵極驅動電路31，32對IGBT的開關動作進行控制。
[0040]在第一實施例中，與普通的功率變換裝置的PWM控制相比，在以下各點不同。
[0041]在對變換器11進行控制時，在加法部分8103中將由變換器控制器42生成的各相電壓指令Vr_ref, Vs_ref, Vt_ref與由疊加分量生成部分8104生成的各相共同的疊加分量Vadd_c (各相共同的零相分量)相加，算出調製波Vr*，Vs*，Vt*。接著，在減法部分8102中從調製波Vr*，Vs*，Vt*減去載波80，在門脈衝信號生成部分8101根據減去載波80後的調製波Vr*』 Vs*, Vt*的大小來生成門脈衝信號Sr，Ss, St。門脈衝信號Sr，Ss, St的值為O或者I。柵極驅動電路31根據門脈衝信號Sr，Ss, St來控制變換器11的開關元件的開關動作。在此，作為疊加分量Vadd_c，例如可以使用正弦波或者隨機性的信號。通過加上疊加分量Vadd_c，使規則的開關動作分散，由此能夠降低因變換器11的開關動作而產生的不愉快的噪音。此外，在疊加分量生成部分8104中，為了避免疊加後的調製波超過載波的振幅，優選根據從變換器控制器42輸出的各相電壓指令Vr_ref，Vs_ref, Vt_ref的大小來限制疊加分量Vadd_c的大小。此外，由於加上疊加分量Vadd_c的目的是降低因變換器11的開關動作而產生的不愉快的噪音，所以在降低零相電壓和降低逆變器12的噪音(在後述部分中進行說明)時，不一定要採用這一結構。
[0042]在零相電壓計算部分8106中，根據所生成的門脈衝信號Sr，Ss, St的總和的平均值計算變換器11的零相電壓Vz_c(Vz_c = Σ Sc/3 (其中Sc = Sr, Ss, St))。在前一次比較部分8107中，將算出的零相電壓Vz_c與前一階段(前一次)的零相電壓Vz_c的值進行比較，計算與前一次的零相電壓之間的差AVz_c。
[0043]根據與前一次的零相電壓之間的差Λ Vz_c，能夠知道本次在相同的電位變化方向進行開關動作的相的相數(更嚴謹地來說在某一相從第一電位變為第二電位，另一相從第二電位變為第一電位時，由於彼此抵消，零相電壓變為0，所以，與前一次的零相電壓之間的差AVz_c實際上與在相同的電位變化方向進行開關動作的相的相數不一致，但這並不妨礙判斷是否有兩個以上的相同時在相同的電位變化方向進行了開關動作。此外，在某一相從第一電位變為第二電位，另外兩個相同時從第二電位變為第一電位時，由於彼此抵消，零相電壓變為1/3，而在現實中，由於在這一定時電位不會發生變化，所以也不會產生障礙)。在變換器11中，在兩個以上的相同時在相同的電位變化方向(例如從第一電位朝第二電位變化的方向)上進行開關動作時，零相電壓的變化增大，因此，在第一實施例中，為了縮小零相電壓的變化，控制成使逆變器12的至少一個相在與此相同定時在相同的電位變化方向進行開關動作。因此，在判斷部分8108中，根據與前一次的零相電壓之間的差AVz_c，判斷在變換器11中是否有兩個以上的相同時在相同的電位變化方向進行開關動作，在判斷的結果為肯定時，如後所述的那樣計算AVadcLi15另一方面，在判斷的結果為否定時，因為零相電壓的變化有時也會增大，所以可以如後述那樣通過逆向變化抑制部分83進行處理。此外，在判斷部分8108中，也可以不使用與前一次的零相電壓之間的差AVz_c，而使用門脈衝信號Sr，Ss, St等其他的信號來進行判斷。
[0044]以下對逆變器12的控制進行說明。逆變器12的控制與變換器11的控制一樣，在加法部分8203中將由逆變器控制器72生成的各相電壓指令Vu_ref，Vv_ref, Vw_ref與各相共同的疊加分量Vadd_i (各相共同的零相分量)相加，算出調製波Vu*，Vv*，Vw*。接著，在減法部分8202中從調製波Vu*，Vv*，Vw*減去載波80，在門脈衝信號生成部分8201根據減去載波80後的調製波Vu*，Vv*, Vw*的大小來生成門脈衝信號Su，Sv, Sw。門脈衝信號Su, Sv, Sw的值為O或者I。柵極驅動電路32根據門脈衝信號Su，Sv, Sw來控制逆變器12的開關元件的開關動作。通過該各相共同的疊加分量Vadd_i，以與通常的功率變換裝置中的開關元件的開關定時不同的方式來控制開關動作。
[0045]在零相電壓計算部分8206中根據所生成的門脈衝信號Su，Sv，Sw的總和的平均值計算逆變器12的零相電壓Vz_i (Vz_i = Σ Si/3 (其中Si = Su, Sv, Sw))。在前一次比較部分8207中，將算出的零相電壓Vz_i與前一階段(前一次)的零相電壓Vz_i的值進行比較，計算與前一次的零相電壓之間的差AVz_i。
[0046]根據與前一次的零相電壓之間的差Λ Vz_i，能夠知道本次在相同的電位變化方向進行開關動作的相的相數(更嚴謹地來說，如在與前一次的零相電壓之間的差中所說明的那樣存在例外，相數不一致，但不會因此而產生障礙)。在逆變器12中，在兩個以上的相同時在相同的電位變化方向(例如從第一電位朝第二電位變化的方向)上進行開關動作時，零相電壓增大，因此，在第一實施例中，為了降低零相電壓，優選控制成在逆變器12中只使一個相在相同的電位變化方向上進行開關動作，而抑制其他相的開關動作。因此，在判斷部分8208中，根據與前一次的零相電壓之間的差Λ Vz_i，判斷在逆變器12中是否有兩個以上的相同時在相同的電位變化方向進行開關動作，在判斷的結果為肯定時，如後所述，計算Λ Vadd_i0。另一方面，在判斷的結果為否定時，因為零相電壓的變化有時也會增大，所以可以如後述那樣通過逆向變化抑制部分83進行處理。此外，在判斷部分8208中，也可以不使用與前一次的零相電壓之間的差AVz_i，而使用門脈衝信號Su，Sv, Sw等其他信號。
[0047]當在逆變器12中有兩個以上的相同時在相同的電位變化方向進行開關動作時(判斷部分8208的判斷結果為肯定時)，疊加電壓計算部分8210進行修正變化定時的控制，使得在逆變器12中只有一個相發生變化(進行開關動作)。具體來說是，此時例如在疊加電壓計算部分8210中參照減法部分8202的輸出，計算用於疊加在用於控制逆變器12的各相電壓指令Vu_ref, Vv_ref, Vw_ref上的修正電壓Δ Vadd_i0,使得在逆變器12中只有一個相在相同的電位變化方向進行開關動作，而其他的相的開關動作被抑制。例如，前一次的同時在相同的電位變化方向進行開關動作的相的減法部分8202的輸出為負數，而這一次變為了正數並且分別為0.1和0.2時，可以計算為AVadd_iO =-0.15。通過該修正電壓Λ Vadd_i0，能夠抑制在逆變器12中同時發生開關動作，能夠縮小零相電壓的變化，能夠降低零相電流。
[0048]當在變換器11中有兩個以上的相同時在相同的電位變化方向進行開關動作時(判斷部分8108的判斷結果為肯定時)，疊加電壓計算部分8209例如參照減法部分8202的輸出，計算用於疊加在控制逆變器12中使用的各相電壓指令Vu_ref, Vv_ref, Vw_ref上的修正電壓AVadd_i，使得在逆變器12中至少有一個相在相同的電位變化方向進行開關動作。例如，根據減法部分8202的輸出的大小和變化方向，將AVadd_i計算為在疊加了修正電壓AVadcLi後預定下一個進行開關動作的相會提前進行開關動作的值。例如，在減法部分8202的輸出中的朝O變化的相的輸出中最接近O的輸出為0.1時，可以計算為AVadd_i = -0.11(-0.1以下的值)。在為了抑制上述逆變器12的兩個相同時進行開關動作而疊加修正電壓AVadd_iO時，在考慮到該修正電壓的基礎上計算AVadd_i。通過該修正電壓AVadd_i，逆變器12與變換器11同時進行開關動作，所以能夠縮小零相電壓的變化，能夠降低零相電流。
[0049]在疊加電壓計算部分8209中算出了 AVadd_i時，選擇部分8205選擇疊加電壓計算部分8209側。
[0050]在加法部分8204中將修正電壓Λ Vadd_i與修正電壓Λ Vadd_i0相加後將其作為疊加分量Vadd_i輸出，如上所述，在加法部分8203中將其疊加在各相電壓指令Vu_ref，Vv_ref,Vw_ref上，通過減法部分8202和門脈衝信號生成部分8201算出修正後的門脈衝信號Su, Sv, Sw,並將其輸出到柵極驅動電路32中。
[0051]此外，當在變換器11側有兩個以上的相同時在相同的電位變化方向進行了開關動作時(判斷部分8108的判斷結果為肯定時)，在逆變器12側，通過選擇部分8205選擇在疊加電壓計算部分8209中算出的修正電壓AVadd_i，而在沒有兩個以上的相同時進行開關動作時(判斷部分8108的判斷結果為否定時)，進行切換到由逆向變化抑制部分83算出的修正電壓AVadd_i的控制。
[0052]在判斷部分8108的判斷結果為否定時或者判斷部分8208的判斷結果為否定時，由逆向變化抑制部分83進行處理。在此，即使在變換器11的僅一個相和逆變器12的僅一個相同時進行了開關動作的情況下，如果在彼此相反的方向進行開關動作(一方從第一電位朝第二電位變化，另一方從第二電位朝第一電位變化)，由於會因零相電壓的變化而產生零相電流，所以為了抑制該零相電流，進行抑制逆變器12的開關動作，計算使開關元件的開關定時錯開的修正電壓AVadd_i的處理。換言之，控制成在變換器11側只有一個相朝某一電位變化方向變化的定時，逆變器12側所有的相均不朝該電位變化方向的反方向變化。
[0053]首先，在減法部分中預先從與前一次的零相電壓之間的差AVz_c減去與前一次的零相電壓之間的差△&」以求出零相電壓差的變化量AVz。接著，在逆向變化抑制部分83的判斷部分832中判斷零相電壓差的變化量AVz的絕對值是否大於規定的閾值。將該規定的閾值預先設定為只有變換器11中的一個相或者只有逆變器12中的一個相進行了開關動作時的零相電壓的絕對值(此時為1/3)。
[0054]在變換器11和逆變器12均不進行開關動作時，零相電壓差的變化量AVz的絕對值為0，只有變換器11中的一個相或者只有逆變器12中的一個相進行了開關動作時，零相電壓差的變化量AVz的絕對值為1/3，在變換器11中的僅一個相和逆變器12中的僅一個相同時在相同的電位變化方向進行了開關動作時，零相電壓差的變化量AVz的絕對值0，所以在判斷部分832中判斷為否定，在疊加電壓設定部分833將修正電壓設定為AVadd_i=O (不需要修正)。此時，選擇部分835使用疊加電壓設定部分833的結果。
[0055]此外，在變換器11的僅一個相和逆變器12的僅一個相同時在相反的電位變化方向上進行了開關動作時，零相電壓差的變化量AVz的絕對值為2/3，所以，在判斷部分832中判斷為肯定，在疊加電壓設定部分834中例如參照減法部分8202的輸出來計算修正電壓Λ Vadd_i，以抑制逆變器12的開關動作。例如，在減法部分8202的輸出中的進行了開關動作的相的輸出為0.1時，可以計算為AVadd_i = -0.11(-0.1以下的值)。此時，選擇部分835使用疊加電壓設定部分834的結果。
[0056]當在選擇部分8205中選擇了在逆向變化抑制部分83中求出的修正電壓AVadd_i時，在加法部分8204對該修正電壓Λ Vadd_i進行疊加，或者，在選擇部分8205沒有選擇該值時，不使用該值而進行此後的處理。
[0057]以上處理的運算和輸出在柵極驅動電路31，32的輸入的取樣周期內進行。
[0058]在此，將載波80在變換器11與逆變器12中設定為相同。其理由是，通過使變換器11的載波和逆變器12的載波同步，具有能夠降低平滑電容器41的電流的效果。
[0059]以下對第一實施例的效果進行說明。
[0060]首先對零相電流的降低效果進行比較。為了便於說明，假定對變換器11的疊加分量Vadd_c (圖1的8104)始終為O。
[0061]圖2是表示採用現有技術中的通常的控制方法時的波形的波形圖。圖3是表示採用現有技術中的通常的控制方法時的動作的波形圖。在圖2和圖3中，橫軸均表示時間t(s)。在該示例中採用通常的PWM控制方法，即採用通過比較電壓指令和三角波載波來生成門脈衝信號的方法。在圖2(a)中示出了根據載波80的大小對來自變換器控制器42的電壓指令Vr_ref, Vs_ref, Vt_ref進行歸一化而得到的波形,在圖2(b)中示出了根據載波80的大小對來自逆變器控制器72的電壓指令Vu_ref，Vv_ref, Vw_ref進行歸一化而得到的波形，在圖2(c)中示出了變換器11的與前一次的零相電壓之間的差△￥2_(:和逆變器12的與前一次的零相電壓之間的差AVz_i的差值即零相電壓差的變化量AVz的變化(AVz=AVz_c-AVz_i)0此外，圖2(a)中的調製率為0.25，頻率為50Hz，圖2 (b)中的調製率為
0.5，頻率為IOHz。
[0062]圖3(a)是圖2(a)的由虛線圍住的時間段的放大圖，示出了變換器11側的各相電壓指令(Vr_ref, Vs_ref, Vt_ref)、門脈衝信號(Sr, Ss, St)以及零相電壓Vz_c，圖3(b)是圖2(b)的由虛線圍住的時間段的放大圖，示出了逆變器12側的各相電壓指令(Vu_ref，VV_ref, Vw_ref)、門脈衝信號(Su, Sv, Sw)以及零相電壓Vz_i,圖3(c)是圖2(c)的由虛線圍住的時間段的放大圖，示出了零相電壓的差(Vz = AVz_c-AVz_i)及其變化量AVz。此外，在圖3(a)和圖3(b)中還示出了載波(頻率fc = 2kHz)。
[0063]在圖3的以單點劃線表示的t = Tl時間點，在變換器11側有兩個相(S相和T相)同時朝正電位進行了開關動作，而在逆變器12側所有相均沒有進行開關動作，因此，零相電壓的差Vz為2/3 (兩個相的開關動作)，並且△ Vz的情況也一樣，所以可以推斷為與只有一個相進行開關動作的場合相比，所產生的零相電流更大。
[0064]以下對應用了第一實施例的場合進行說明。圖4是表示第一實施例的波形的波形圖，圖5是表不第一實施例的動作的波形圖。與圖2和圖3相應的部分米用相應的方法表示。
[0065]在圖4 (a)中示出了此時的來自變換器控制器42的各相電壓指令Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref,圖4(b)中示出了來自逆變器控制器72的各相電壓指令Vu_ref, Vv_ref, Vw_ref>逆變器12側的疊加分量Vadd_i以及在和該疊加分量Vadd_i疊加後與載波80進行比較的調製波Vu*，Vv*, Vw*。此外，圖4(c)表示變換器11側的零相電壓Vz_c和逆變器12側的零相電壓Vz_i之差的變化量Mz。在作為通常的控制方法的示例的圖2(c)中，該變化量AVz有時會達到AVz = 2/3，而在圖4(c)中，Λ Vz被抑制為AVz <0.5。
[0066]圖5(a)是圖4(a)的由虛線圍住的時間段的放大圖，示出了變換器11側的各相電壓指令(Vr_ref, Vs_ref, Vt_ref)、門脈衝信號(Sr, Ss, St)以及零相電壓Vz_c，圖5(b)是圖4(b)的由虛線圍住的時間段的放大圖，示出了逆變器12側的電壓指令(Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref)、門脈衝信號(Su, Sv, Sw)以及零相電壓Vz_i,圖5(c)是圖4(c)的由虛線圍住的時間段的放大圖，示出了零相電壓之差Vz及其變化量AVz。圖5(c)的由虛線圍住的時間段中的變化量AVz得到了抑制，所以能夠降低零相電流。
[0067]以下對作為比較例的採用專利文獻4的場合的示例進行說明。圖6是表示作為比較例的採用專利文獻4時的波形的波形圖，圖7是表示作為比較例的採用專利文獻4時的動作的波形圖。與圖4和圖5相應的部分採用相應的方法表示。此外，由於專利文獻4中沒有記載修正電壓Vadd_i的計算等，所以假定如專利文獻4所示的那樣將第一實施例的方式變形為「在逆變器11的至少一個相進行開關動作時，在變換器12中也同時進行開關動作」(在判斷部分8108中在至少一個相的場合計算修正電壓AVadd_i)，並將其作為比較例。
[0068]與圖2和圖4同樣，在圖6 (a)中示出了來自變換器控制器42的各相電壓指令Vr_ref,Vs_ref,Vt_ref,在圖6(b)中示出了來自逆變器控制器72的各相電壓指令Vu_ref, Vv_ref, Vw_ref、逆變器12側的疊加分量Vadd_i以及在和疊加分量Vadd_i疊加後與載波80進行比較的調製波Vu*，Vv*, Vw*0在此，將修正電壓Vadd_i計算為以使在變換器11側的所有的開關定時中電位的變化均相同的方式使逆變器12側進行開關動作的值。在圖6(c)中示出了變換器11側的零相電壓Vz_c和逆變器12側的零相電壓Vz_i的差Vz的變化量Λ Vz。由於在所有的開關定時均按照變換器11側的零相電壓的變化來使逆變器12側也進行開關動作，所以零相電壓差的變化量AVz始終為0，零相電流大幅度下降。
[0069]圖7(a)是圖6(a)的由虛線圍住的時間段的放大圖，示出了變換器11側的各相電壓指令(Vr_ref, Vs_ref, Vt_ref)、門脈衝信號(Sr, Ss, St)以及零相電壓Vz_c,圖7 (b)是圖6(b)的由虛線圍住的時間段的放大圖，示出了逆變器12側的各相電壓指令(Vu_ref，VV_ref, Vw_ref)、門脈衝信號(Su, Sv, Sw)以及零相電壓Vz_i,圖7 (c)是圖6(c)的由虛線圍住的時間段的放大圖，示出了零相電壓之差Vz及其變化量Mz。具有能夠大幅度降低零相電流的效果。
[0070]可是，在圖6和圖7的比較例中存在因開關動作而產生噪音的問題。在圖8中示出了各個方式的會導致噪音增大的電動機端子電壓(逆變器12側的零相電壓與各相的端子電壓之差)的高次諧波解析(FFT解析)結果。此外，在此同樣假定Vadd_c為O。圖中的縱軸表示振幅比，橫軸表示頻率f(kHz)。在圖8(1)中示出了通常的PWM控制(不對電壓指令值進行疊加)的場合，此時，在載波頻率(2kHz)的2倍(4kHz)附近以及3倍(6kHz)附近噪音分量變大。另一方面，在圖8(2)中示出了本發明的第一實施例，其在4kHz附近的噪音分量下降。此外，在圖8(3)中示出了採用專利文獻4時的示例，其在(4kHz)和(6kHz)附近的噪音分量下降，但在8kHz附近的振幅變大，除了在特定的頻率分量處產生噪音以外，還存在會出現低頻分量的問題。圖8(2)的振幅比的最大值與圖8(1)和圖8(3)的振幅比的最大值相比下降，由此可以知道具有減輕噪音的效果。
[0071]圖8(2)中的噪音下降的理由是通過修正電壓Vadd_i使逆變器12中的有規則的開關動作的定時進行了分散的緣故。此外，在圖8(3)的4kHz附近，也觀察到了通過使開關動作的定時分散而產生的噪音降低效果，但由於使逆變器12的所有的開關定時與變換器11的開關定時同步，所以在開關定時方面會受到制約，存在8kHz附近的噪音變大的問題。如第一實施例所示，在變換器11中有兩個以上的相同時在相同的電位變化方向進行開關動作時，對逆變器12的開關定時進行修正，由此能夠緩和開關定時方面的制約，雖然零相電流的降低效果略有下降，但從結果看更有利於降低噪音。
[0072]如上所述，第一實施例的功率變換裝置能夠在降低零相電流的同時，降低刺耳的噪音。
[0073]此外，在第一實施例中，也可以構造成在逆變器12中有兩個以上的相同時在相同的電位變化方向進行開關動作時，對變換器11的開關定時進行修正。此時，不根據變換器11的開關定時來修正逆變器12側的開關定時。此外，為了抑制逆變器12的噪音，也可以將正弦波或者隨機性的信號疊加在各相電壓指令Vu_ref, Vv_ref, Vw_ref上。
[0074]第二實施例
[0075]圖9表示本發明的第二實施例。以下省略與第一實施例相同部分的說明，而僅對不同部分進行說明。在第二實施例中，將變換器11的載波801設定成低於逆變器12的載波802。此時也能夠獲得與第一實施例相同的效果。在載波頻率低的變換器11側根據逆變器12側的開關定時來進行修正時，開關次數與由載波801決定的開關次數相比增多，可能導致損耗增加。因此，只在載波頻率高的逆變器12側根據變換器11的開關定時對修正電壓AVadd_i進行疊加。另外，此時的波形與第一實施例相比，逆變器12側的載波802的頻率變高，但效果一樣，所以省略對波形圖示的說明。
[0076]第三實施例
[0077]圖10表示本發明的第三實施例。以下僅對與圖1不同的部分進行說明。在上述第一實施例和第二實施例中，只在逆變器12側進行疊加修正以降低零相電流，而在本實施例中，還在變換器11側進行與逆變器側相同的修正。也就是說，在逆變器12側有兩個以上的相同時在相同的電位變化方向進行開關動作時，如果判斷部分8208的判斷結果為肯定時，在疊加電壓計算部分8109，採用與疊加電壓計算部分8209相同的方法，計算變換器11側的修正電壓AVadd_c。該修正電壓Λ Vadd_c由與選擇部分8205相同的選擇部分8105進行選擇。此後，在加法部分8103中將修正電壓AVadd_c作為疊加分量Vadd_c與各相電壓指令Vr_ref, Vs_ref, Vt_ref相加以計算調製波Vr*, Vs*, Vt*。另一方面,在逆變器12側沒有發生兩個以上的相同時在相同的電位變化方向進行開關動作的情況時(判斷部分8108的判斷結果為否定時)，在逆向變化抑制部分83的疊加電壓設定部分831中將修正電壓AVadd_c設定為0，此時，在選擇部分8105中使用疊加電壓設定部分831的結果。
[0078]此時，變換器側疊加分量也按照逆變器12側的開關動作進行變化，但由於其效果和動作與圖4和圖5的逆變器12側相同，所以省略其說明。
[0079]在進行逆變器12側的控制時，疊加電壓計算部分8210不進行修正電壓Λ Vadd_i0的計算，並且不需要設置加法部分8204，而是直接將修正電壓AVadd_i作為疊加分量Vadd_i 使用。
[0080]第四實施例
[0081]圖11表示本發明的第四實施例，其示出了在如專利文獻I和2那樣使載波頻率擴展來抑制不愉快的噪音的場合採用本發明時的示例。以下僅對與第一實施例至第三實施例不同的部分進行說明。本實施例以第一實施例的結構為基礎，在頻率擴展部分84使載波80的頻率擴展。因此，不需要通過疊加分量生成部分8104和加法部分8103進行疊加分量Vadd_c的疊加。作為頻率擴展的方法，可以採用專利文獻I和2中所記載的方法，在此省略其說明。
[0082]本實施例的優點在於，用於抑制噪音的頻率分散可以通過使載波80的頻率擴展來進行，所以可以使在各相電壓指令上疊加疊加分量Vadd_i的目的與降低零相電壓差的變化量AVz相對應，由此能夠方便地在降低噪音的同時降低零相電流。尤其是在調製率高的場合，所疊加的疊加分量Vadd_i的允許範圍(也就是調製波Vu*, Vv*, Vw*的絕對值不超過I的範圍)變窄，但由於能夠同時採用使載波80的頻率擴展的方法和在各相電壓指令上疊加疊加分量的方法來降低零相電流，所以能夠方便地在降低噪音的同時降低零相電流。
[0083]由於本實施例也具有相同的效果，所以省略對波形圖示的說明。
[0084]以上對本發明的實施例進行了說明，在上述各個實施例中說明的結構只不過是一個示例，本發明可以在不脫離其技術思想的範圍內進行適當的變更。此外，在各個實施例中說明的結構，只要彼此不產生矛盾，也可以組合使用。[0085]符號說明
[0086]11:變換器(變換電路)
[0087]12:逆變器(變換電路)
[0088]21:電源
[0089]22:電動機
[0090]31，32:柵極驅動電路
[0091]41:平滑電容器
[0092]42:變換器控制器
[0093]5:濾波電路
[0094]51,52:電抗器
[0095]53:對地電容器
[0096]61，62:電流檢測器
[0097]7:速度控制器
[0098]71:速度檢測器
[0099]72:逆變器控制器
[0100]8:PWM 控制器
[0101]91，92:對地雜散電容
【權利要求】
1.一種功率變換裝置，其特徵在於，具有: 具有第一電位和第二電位的直流電路； 第一變換電路，其連接在第一多相交流與所述直流電路之間，通過開關元件在直流與交流之間進行功率變換； 第二變換電路，其連接在第二多相交流與所述直流電路之間，通過開關元件在直流與交流之間進行功率變換；以及 用於控制所述第一變換電路和所述第二變換電路的控制器， 所述功率變換裝置的特徵在於， 所述控制器進行控制，使得在所述第一變換電路的兩個以上的相同時從所述第一電位變為所述第二電位的定時，所述第二變換電路的至少一個相也從所述第一電位變為所述第二電位。
2.根據權利要求1所述的功率變換裝置，其特徵在於， 所述控制器進行控制，使得在所述第二變換電路的兩個以上的相同時從所述第一電位變為所述第二電位的定時，所述第一變換電路的至少一個相也從所述第一電位變為所述第二電位。
3.根據權利要求1所述的功率變換裝置，其特徵在於， 所述控制器進行修正變化的定時的控制，使得在所述第二變換電路的兩個以上的相要同時從所述第一電位變為所述第二電位時，只使所述第二變換電路中的一個相變化。
4.根據權利要求1至3的任一項所述的功率變換裝置，其特徵在於， 所述控制器進行控制，使得在所述第一變換電路只有一個相從所述第一電位變為所述第二電位的定時，所述第二變換電路沒有任何一個相從所述第二電位變為所述第一電位。
5.根據權利要求1至3的任一項所述的功率變換裝置，其特徵在於， 所述控制器使用頻率相同的載波對所述第一變換電路和所述第二變換電路進行脈寬調製控制。
6.根據權利要求5所述的功率變換裝置，其特徵在於， 所述控制器對所述載波進行頻率擴展後將其用於控制。
7.根據權利要求1或3所述的功率變換裝置，其特徵在於， 所述控制器使用頻率不同的載波對所述第一變換電路和所述第二變換電路進行脈寬調製控制，並且，所述第一變換電路的控制中使用的載波的頻率低於所述第二變換電路的控制中使用的載波的頻率。
8.根據權利要求1或3所述的功率變換裝置，其特徵在於， 所述控制器通過對調製波和載波進行比較來對所述第一變換電路進行脈寬調製控制，並且將正弦波或者隨機性的信號的疊加分量疊加在所述第一變換電路控制中使用的各相電壓指令上而形成所述調製波。
9.根據權利要求1至3的任一項所述的功率變換裝置，其特徵在於， 所述第一變換電路是交流側與電源連接的變換器，所述第二變換電路是交流側與電動機連接的逆變器。
【文檔編號】H02M1/44GK103532399SQ201310270898
【公開日】2014年1月22日 申請日期:2013年7月1日 優先權日:2012年7月6日
【發明者】森和久, 迫田友治, 保立尚史, 藪內達志, 大沼直人 申請人:株式會社日立製作所