夏富拉型音響信號處理電路、濾波器以及方法
2023-07-18 21:49:01 6
專利名稱：夏富拉型音響信號處理電路、濾波器以及方法
技術領域：
本發明涉及一種夏富拉(Shafra)型音響信號處理電路、濾波器以及方法。特別涉及結構簡化、高精度化和聲像定位的音響信號處理電路。
背景技術：
近年來，作為家庭用設備，不僅出現了在收聽者的前方具有左右2聲道(或者前方左右中3聲道的音響重放裝置)，而且也出現了在收聽者的左右具有2個環繞聲道的音響重放裝置。在用這種設備進行環繞聲道重放時，一般是將2個環繞揚聲器放置在收聽者的兩個橫側面。這時，在左右的環繞信號的相關度小的場合(即立體聲環繞的場合)不會產生不自然感。但是，在左右的環繞信號的相關度極大的場合(即單聲道環繞的場合)，根據收聽者的位置不同會產生後述的問題。當收聽者的位置在左右環繞揚聲器的中央的場合，聲像則定位在收聽者的頭部的中間，會產生不自然的感覺。
為了解決這種問題，建議用梳齒濾波器每隔一定的頻帶交替分割成2個聲道、將單聲道信號進行模擬立體聲化的方法，或者採用如THX系統那樣利用音調移位使相關度降低的方法，和採用在2個聲道的信號中使其具有90度的相位差使相關度為0的方法等。
但是，在前述的以往技術中有以下的問題。在用梳齒濾波器進行模擬立體聲化的方法中，在樂器那樣的音源中常常出現不自然的大的聲音。此外，在環繞信號是立體聲的場合，因進行這種模擬立體聲化反而有害，所以在立體聲信號的場合，必須不進行模擬立體聲化。因此，必須根據環繞信號是單聲道信號還是立體聲信號進行處理切換，處理很麻煩。
另外，如THX系統那樣施行音調移位的方法中的問題是，如果不增大音調移位量，則相關度就不會小，而若增大音調移位量，則音質降低，即所謂要採用折衷的辦法。此外，與前述相同，環繞信號必須根據環繞信號是單聲道信號還是立體聲信號進行處理切換，處理很麻煩。
90度相位差法的優點是，即使對於立體聲信號，聽覺上沒有什麼太壞的影響，不必根據環繞信號是單聲道信號還是立體聲信號進行處理切換。但是，聲像容易定位在相位相對超前的聲道方向上，產生所謂的有不自然感的問題。這種傾向在左右環繞音源是假想音源的場合特別顯著。
因此，期望這樣一種裝置和方法，能夠不管輸入信號是單聲道信號還是立體聲信號而進行相同的處理，防止單聲道信號定位在頭部中間並構成在收聽者周圍有包圍感的音場，此外，即使對立體聲信號的處理也能使音質下降較少。
圖29示出了日本特開平8-265899號公報所公開的音響信號處理電路。這種電路是利用配置在收聽者102的前方的左右揚聲器104L、104R，用於從假想的揚聲器XL、XR發出聲音。若採用這種電路，則即使只有2個揚聲器104L、104R，收聽者102的聽覺上能感到宛如在後面有揚聲器XL、XR那樣。
在圖29的裝置中，用4個濾波器106a、106b、106c、106d來實現。4個濾波器的傳輸函數H11、H12、H21、H22分別用下式表示。
H11＝(hRRhL』L-hRLhL』R)/(hLLhRR-hLRhRL)H12＝(hLLhL』R-hLRhL』L)/(hLLhRR-hLRhRL)H21＝(hRRhR』L-hRLhR』R)/(hLLhRR-hLRhRL)H22＝(hLLhR』R-hLRhR』L)/(hLLhRR-hLRhRL)其中，hRR是從揚聲器104R到收聽者102的右耳102R的傳輸函數，hRL是從揚聲器104R到收聽者102的左耳102L的傳輸函數，hLL是從揚聲器104L到收聽者102的左耳102L的傳輸函數，hLR是從揚聲器104L到收聽者102的右耳102R的傳輸函數。
但是，如果揚聲器104L、104R和假想的揚聲器XL、XR的雙方對於收聽者102的正面軸108都是左右對稱的，則在上式中，hLL＝hRR，hLR＝hRL，hL』L＝hR』R，hL』R＝hR』L成立。因此，H11＝H22，H12＝H21。如圖30所示，能由2個濾波器構成電路(稱為夏富拉(Shafra)型濾波器)。這裡，用下式表示濾波器110a、110b的傳輸函數HSUM、HDIF。
HSUM＝(ha』+hb』)/2(ha+hb)HDIF＝(ha』-hb』)/2(ha-hb)其中，ha＝hLL＝hRR，hb＝hLR＝hRL，ha』＝hL』L＝hR』R，hb』＝hL』R＝hR』L。
這樣，在左右對稱配置的場合，由於結構簡單，能使聲像定位在假想的揚聲器的位置上。
此外，如圖31所示，也有的情況用交叉饋送濾波器112和串音消除濾波器114進行聲像定位處理。串音消除濾波器114用於去除從右揚聲器104R發出到達左耳102L的串音，以及左揚聲器104L發出到達右耳102R的串音。由此，右聲道信號R僅能在右耳102R聽到，左聲道信號L僅能在左耳102L聽到。因此，藉助於利用交叉饋送濾波器112調整串音的量，能使音源定位在所要的位置上。
利用圖30所示的夏富拉型濾波器也能實現前述那樣的串音消除濾波器114。這種場合，濾波器110a、濾波器110b的傳輸函數HSUM、HDIF如下式所示。
HSUM＝ha/(2(ha+hb))HDIF＝ha/(2(ha-hb))在前述的夏富拉型濾波器中，如果濾波器110a、110b是高精度的，則能實現聲像定位能力高或者串音消除能力高的電路。但是，如果要高精度地做成濾波器110a、110b，則問題在於，其結構複雜，在由DSP實現的場合需要很長的處理時間。此外，如果用簡單的結構，則出現所謂夏富拉型濾波器的能力降低的問題。
因此，在環繞系統中，期望結構簡單並且精度高的夏富拉型濾波器。
發明內容
本發明為解決前述的問題，其目的在於，不管輸入信號是單聲道信號還是立體聲信號而進行相同的處理，防止單聲道信號定位在頭部中間並構成收聽者周圍的有包圍感的音場，此外，即使對立體聲信號的處理也能使音質下降較少。
此外，本發明為解決前述那樣的問題，其目的在於得到結構簡單並且精度高的夏富拉型濾波器。
本發明的音響信號處理電路和音響重放方法，接受左音源用的左聲道信號和右音源用的右聲道信號，進行移相處理，使左聲道信號和右聲道信號的相對的相位差為140度到160度，並作為左右音源用的信號進行輸出。
與90度的相位差的情況相同，60度的相位差會產生定位在相位超前側的問題。180度的相位差(即反相)儘管不會感到有對特定方向的定位感，但有反相特有的壓迫耳朵的不適應感。而在從140度到160度的相位差的場合，沒有反相的不舒適感，也不會感到有對特定方向的定位。因此，能防止單聲道信號定位在頭部中間並構成在收聽者周圍的的包圍感的音場。
因為僅進行移相處理，所以即使在立體聲信號中也能減少音質下降。因此，能不管輸入信號是單聲道信號還是立體聲信號而進行相同的處理。
基於本發明的音響信號處理電路，移相處理單元至少在從200Hz到1kHz的頻率區域中，達到140度到160度的相對的相位差。
因此，能簡化移相處理單元的結構，同時能得到實質性的移相效果。
本發明的環繞音響重放裝置，包括移相處理單元，該移相處理單元接受環繞左聲道信號和環繞右聲道信號，進行移相處理，使環繞左聲道信號和環繞右聲道信號的相對的相位差為140度到160度，並作為左右環繞音源用的信號進行輸出。
因此，能夠提供一種重放裝置，能不管輸入信號是單聲道信號還是立體聲信號而進行相同的處理，防止單聲道信號定位在頭部中間並構成在收聽者周圍的有包圍感的音場，此外，即使在環繞立體聲信號中音質下降較較少。
基於本發明的環繞音響重放裝置，移相處理單元至少在從200Hz到1kHz的頻率區域中，達到140度到160度的相對的相位差。
因此，能簡化移相處理單元的結構，同時能得到實質性的移相效果。
本發明的夏富拉(Shafra)型音響信號處理電路，包括處理右聲道信號和左聲道信號的和信號的第1濾波器，和處理右聲道信號和左聲道信號的差信號的第2濾波器，
第2濾波器的低頻區域的精度比第1濾波器高。
在夏富拉型音響信號處理電路中，在低頻區域，處理和信號的第1濾波器的精度比處理差信號的第2濾波器的增益低。因此，在低頻區域，藉助於使第2濾波器的精度比第1濾波器的精度高，能儘可能地防止精度的降低，同時能實現電路結構的簡化。
本發明的夏富拉型音響信號處理電路，由FIR(Finite Impulse Response有限脈衝響應)型濾波器構成第1濾波器和第2濾波器，並且第2濾波器的抽頭數比第1濾波器的抽頭數多。
因此，在低頻區域，使第2濾波器的精度比第1濾波器的精度高，能儘可能地防止精度的降低，同時能實現電路結構的簡化。
本發明的夏富拉型音響信號處理電路，用子帶濾波器組構成所述第2濾波器。
因此，利用減速採樣能使處理能力具有餘量。
本發明的夏富拉型音響信號處理電路，第2濾波器的子帶濾波器組，越是對低頻分量越是進行大的減速採樣。
因此，在低頻區域，使第2濾波器的精度比第1濾波器的精度高，能儘可能地防止精度的降低，同時能實現電路結構的簡化。
本發明的夏富拉型音響信號處理電路，由FIR型濾波器構成第1濾波器，並且由FIR型濾波器和2階IIR(Infinite Impulse Response無限脈衝響應)型濾波器並聯連接構成第2濾波器。
因此，在低頻區域，使第2濾波器的精度比第1濾波器的精度高，能儘可能地防止精度的降低，同時能實現電路結構的簡化。此外，能利用2階IIR型濾波器處理低頻區域，能防止白白地增加FIR型濾波器的級數。
本發明的夏富拉型音響信號處理電路，第2濾波器包括FIR型濾波器、和在所述FIR型濾波器的中間抽頭與所述FIR濾波器的輸出之間並聯連接的2階IIR濾波器。
因此，在低頻區域，使第2濾波器的精度比第1濾波器的精度高，能儘可能地防止精度的降低，同時能實現電路結構的簡化。此外，藉助於改變並聯連接的中間抽頭的位置，能得到最合適的特性。
本發明的濾波器，包括具有多個抽頭的FIR型濾波器，將輸入連接到所述FIR型濾波器的中間抽頭上的IIR型濾波器，和對FIR型濾波器和IIR型濾波器的輸出進行加法運算的加法運算手段。
因此，能容易地得到具有所要特性的濾波器。
藉助於參照實施形態和附圖，就能理解本發明的特徵、其它的目的、用途和效果等。
圖1表示基於本發明一實施形態的音響信號處理電路。
圖2表示用音響信號處理電路作為環繞音響重放裝置的例子。
圖3A、圖3B表示由模擬電路構成全通濾波器的例子。
圖4是全通濾波器的特性圖。
圖5是環繞音響重放裝置的揚聲器的配置圖。
圖6是將本發明的音響信號處理電路用於基於由DSP的聲像定位處理生成假想音源的環繞音響重放裝置中的例子。
圖7是假想音源的配置圖。
圖8是以信號流圖表示基於DSP的處理。
圖9是基於2階IIR濾波器的全通濾波器的結構例。
圖10是基於其它實施形態的信號流圖。
圖11是假想音源的配置圖。
圖12是基於本發明的一實施形態的夏富拉型濾波器的結構圖。
圖13是用DSP實現圖12的濾波器的場合的硬體結構圖。
圖14是以信號流圖表示記錄在存儲器146中的程序。
圖15是將第1濾波器120a和第2濾波器120b一起形成32抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖16是將第1濾波器120a和第2濾波器120b一起形成64抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖17是將第1濾波器120a和第2濾波器120b一起形成96抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖18是將第1濾波器120a形成32抽頭(tap)、將第2濾波器120b形成96抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖19是用濾波器組的實施形態的信號流圖。
圖20是在圖14的電路中，將第1濾波器120a形成32抽頭(tap)、將第2濾波器120b形成128抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖2 1是在圖19的電路中，將第1濾波器120a形成32抽頭(tap)、並利用濾波器將第2濾波器120b形成128抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖22是將第2濾波器120b做成FIR濾波器和IIR濾波器的並聯結構的實施形態的信號流圖。
圖23是圖22的電路的特性圖。
圖24是從FIR濾波器的中間抽頭(tap)取出IIR濾波器的輸入的實施形態。
圖25是所要的濾波器的脈衝響應。
圖26是近似於圖25的特性的IIR濾波器的脈衝響應。
圖27是所要的特性和IIR濾波器特性的偏差的圖。
圖28是考慮圖27的偏差後得到的FIR濾波器的脈衝響應圖29是以往的聲像定位處理電路圖。
圖30是夏富拉型濾波器的電路圖。
圖31是基於交叉饋送濾波器和串音消除濾波器構成聲像定位電路情況下的例子。
具體實施例方式
下面，參照附圖對實施本發明的最佳實施形態進行說明。
圖1表示基於本發明一實施形態的音響信號處理電路。這種音響信號處理電路包括移相處理單元2。移相處理單元2接受位於收聽者的大致左側的音源SSL(參照圖5)用的左聲道信號SL和位於收聽者的大致右側的音源SSR用的右聲道信號SR。對於這些信號SL、SR，移相處理單元2進行移相處理，使信號SL和信號SR的相對的相位差為140度到160度(或者150度左右)，並作為信號SL『和信號SR』進行輸出。
分別將前述那樣處理的左聲道信號SL』和右聲道信號SR』提供給音源SSL和音源SSR。由此，對於單聲道信號，能防止定位在收聽者的頭部中間，並能得到有包圍感的音場，此外，對於立體聲信號，也不會損失左右的環繞定位感。
圖2示出了用全通濾波器(APF)構成移相處理單元2的環繞音響重放裝置的音響信號處理電路4。這種音響重放裝置包括與音響信號處理電路4的輸出連接的放大器和揚聲器這在圖2中沒有示出。
將中央聲道信號C、前方左聲道信號FL、前方右聲道信號FR、環繞左聲道信號SL、環繞右聲道信號SR、低音信號LFE輸入到音響信號處理電路4中。在這些信號中，中央聲道信號C、前方左聲道信號FL、前方右聲道信號FR、低音信號LFE原樣地輸出。在APF6中進行處理後，環繞左聲道信號SL作為環繞左聲道信號SL』輸出。在APF8中進行處理後，環繞右聲道信號SR作為環繞右聲道信號SR』輸出。在本實施形態中由APF6和APF8構成移相處理單元2。
圖3A示出了APF6的結構例。在本例中作為2階APF構成。圖4的曲線示出了這種APF6的頻率-相位特性。在低頻中，輸出信號與輸入信號同相(0度相位差)。隨著頻率的增大，輸出信號的相位比輸入信號的相位延遲，在高頻中，輸出信號與輸入信號的相位差再次成為同相(-360度相位差)。也就是說，輸出信號與輸入信號的相位差根據頻率在0度到-360之間變化，藉助於選擇電阻R1、R2，電容C1、C2，能調整由曲線10所示的特性。
由下式表示所要的相位差arg(SR』/SL』)arg(SR』/SL』)＝arg(SR』/SR)-arg(SL』/SL)其中，arg(SL』/SL)＝tan-1((-2(f/f1))/(1-(f/f1)2))+tan-1((-2(f/f2))/(1-(f/f2)2))arg(SR』/SR)＝tan-1((-2(f/f3))/(1-(f/f3)2))+tan-1((-2(f/f4))/(1-(f/f4)2))fl＝1/(2πC1R1)f2＝1/(2πC2R2)f3＝1/(2πC3R3)f4＝1/(2πC4R4)因此，只要根據前述各式進行設計以得到所要的相位特性即可。
圖3B示出了APF8的結構。基本結構與APF6相同。但是，藉助於選擇電阻R3、R4及電容C3、C4的值，得到圖4的曲線12所示的特性。因此，在頻率200Hz～1kHz之間，在環繞左聲道信號SL』和環繞右聲道信號SR』之間能提供140度～160度的相位差。也就是說，如果供給單聲道的環繞左聲道信號SL和環繞右聲道信號SR，則能使環繞右聲道信號SR』的相位相對於SL』超前或者延遲140度～160度。
將這樣得到的輸出提供給圖5所示的各揚聲器。將中央聲道信號C提供給揚聲器SC，將前方左聲道信號FL提供給揚聲器SFL，將前方右聲道信號FR提供給揚聲器SFR，將低音信號LFE提供給揚聲器SLFE。此外，將環繞左聲道信號SL』提供給揚聲器SSL，將環繞右聲道信號SR』提供給揚聲器SSR。
此外，也可以在用前述APF實現20度～40度的聲道間相位差後，使某一聲道反相實現。
此外，上述是在200Hz～1kHz間具有所要的相位差，但如果在50Hz～4kHz間具有所要的相位差，則能得到更好的結果。此外，藉助於增加APF的級數，能擴展可以提供規定的相位差的頻帶。
此外。如圖5所示，在前述實施形態中，是對環繞揚聲器位於收聽者的完全橫向的場合進行了說明，但將環繞揚聲器放置在位於圖5的α所示的60度的角度範圍(即前後分別30度角度的範圍)的位置上，也能得到本發明的效果。也就是說，在本發明中，所謂「收聽者的大致左右」是指前述60度的角度範圍內。
圖6示出了在根據DSP的聲像定位處理生成假想音源的環繞音響重放裝置中使用本發明的移相處理單元的例子。各聲道的信號C、FL、FR、SL、SR、LFE是藉助於將被環繞編碼的數字位流或者由A/D變換器將模擬信號數位化後的數據輸入到多聲道環繞解碼器(未圖示)中、並進行解碼而得到的。此外，多聲道環繞解碼器可以與DSP22分開，也可以內裝在DSP22內。
DSP22按照存儲在存儲器26中的程序，進行對於這種數字數據的加法運算、減法運算、濾波、延遲等處理，生成左揚聲器用信號LOUT、右揚聲器用信號ROUT、副低音揚聲器用信號SUBOUT。由D/A變換器24將這些信號變換成模擬信號，並供給揚聲器SFL、SFR、SLFE。此外，向存儲器26的程序存儲等處理，由微處理器20進行。
此外，在本實施形態中，是對於收聽者50的正面軸40，對稱地配置揚聲器SFL、SFR，及對稱地配置假想環繞左音源XSL、假想環繞右音源XSR進行說明。但是，由低音揚聲器SLFE輸出的低音，因波長長，方向性差，所以也可以位於其它的位置上。
圖8是根據存儲器26的程序，用信號流圖的形式表示DSP22進行的處理。如圖7所示，在本實施形態中，用設置在前方的左右揚聲器SFL、SFR和低音用揚聲器SLFE，生成假想中央音源XC、假想環繞左音源XSL、假想環繞右音源XSR。
環繞左聲道信號SL和環繞右聲道信號SR在用環繞定位電路12進行聲像定位處理後，供給設置在前方的左右揚聲器SFL、SFR。
用所謂的夏富拉型濾波器，構成環繞定位電路12。由此，由假想環繞左音源XSL、假想環繞右音源XSR，能得到與環繞左聲道信號SL和環繞右聲道信號SR輸出的相同的效果。
將中央聲道信號C相等地供給左右揚聲器SFL、SFR。由此，能從假想中央音源XC得到輸出中央聲道信號C相同的效果。
此外，延遲處理電路14L、14R、30產生與環繞定位電路12的延遲時間相等的延遲。由此，能補償中央聲道信號C、前方左聲道信號FL、前方右聲道信號FR、低音聲道信號LFE、環繞左聲道信號SL和環繞右聲道信號SR間的延遲。
在將環繞左聲道信號SL和環繞右聲道信號SR提供給環繞定位電路12前，由移相處理單元2進行移相處理。由此，環繞左聲道信號SL和環繞右聲道信號SR形成140度～160度的相對的相位差。
此外，在本實施形態中，用圖9所示的2階IIR濾波器作為構成移相處理單元2的APF6。關於APF8也相同。
因由移相處理單元2進行移相處理，所以能防止從假想環繞左音源XSL、假想環繞右音源XSR輸出的環繞左聲道信號SL和環繞右聲道信號SR定位在收聽者50的頭部中間。
圖10表示基於其它實施形態的信號流圖。在本實施形態中，將前方左聲道信號FL、前方右聲道信號FR分別與環繞左聲道信號SL和環繞右聲道信號SR相加。由此，前方左聲道信號FL定位在左揚聲器SFL和假想環繞左音源XSL之間的假想音源XFL上。同樣，前方右聲道信號FR定位在右揚聲器SFR和假想環繞右音源XSR之間的假想音源XFR上。因此，能擴展前方左聲道信號FL和前方右聲道信號FR。
此外，在前述各實施形態中，作為模擬電路表示的電路能改成數字電路，作為數字電路表示的電路能改成模擬電路。
圖12示出了基於本發明的一實施形態的夏富拉型串音消除濾波器130的結構。將左聲道信號提供給左聲道輸入端LIN，將右聲道信號提供給右聲道輸入端RIN。在加法器122中對左聲道信號和右聲道信號進行加法運算，並提供給第1濾波器120a。在減法器124中對左聲道信號和右聲道信號進行減法運算，並提供給第2濾波器120b。第1濾波器120a、第2濾波器120b的傳輸函數HSUM、HDIF如下式所示。
HSUM＝ha/(2(ha+hb))HDIF＝ha/(2(ha-hb))加法器126對第1濾波器120a和第2濾波器120b的輸出進行加法運算，並輸出揚聲器104L用的信號。減法器128對第1濾波器120a和第2濾波器120b的輸出進行減法運算，並輸出揚聲器104R用的信號。
在本實施形態中，由FIR型濾波器構成第1濾波器120a和第2濾波器120b，並由DSP實現整個濾波器130。圖13示出了用DSP140實現的場合的硬體結構。將各聲道的信號L、R作為數字數據提供給DSP140。DSP140根據存儲在存儲器146中的程序，對數字數據進行加法運算、減法運算、濾波等處理，並生成左揚聲器用信號LOUT、右揚聲器用信號ROUT。由D/A變換器142將這些信號變換成模擬信號，並輸出作為揚聲器104L、104R用的信號。此外，由微處理器120進行向存儲器126的程序存儲等的處理。
圖14用信號流圖的形式表示DSP140根據存儲器146的程序進行的處理。在本實施形態中，由FIR型濾波器構成第1濾波器120a、第2濾波器120b。在圖中，DS1～DS31、DD1～DD95是延遲處理，進行1次採樣的延遲處理。這裡，採樣頻率為48kHz。KS0～KS31、KD0～KD95是係數處理。第1濾波器120a的抽頭數(即係數處理的數)為32，第2濾波器120b的抽頭數為96。在FIR型濾波器中，抽頭數越多則低頻區域的精度就越高。因此，在圖14的例中，第2濾波器120b低頻區域的精度比第1濾波器120a高。
圖15示出了第1濾波器120a的抽頭數為32、第2濾波器120b的抽頭數為32的場合的各濾波器的頻率特性，和串音消除的響應特性zt1與錯誤zt2。這裡，所謂的錯誤是指不能充分地消除而殘留的響應，在串音消除的場合，可以說錯誤越少則濾波器越好。此外，這裡將揚聲器104L(或者104R)與收聽者102的角度α(參照圖12)設定成10度。在抽頭數為32的場合所示的結果表明精度低，並且串音消除錯誤大。
同樣地，圖16示出了兩濾波器120a、120b的抽頭數為64的場合，儘管比32抽頭的場合改善，但仍然表明串音消除錯誤大。
此外，圖17示出了兩濾波器120a、120b的抽頭數為96的場合，表明錯誤相當少。但是，假如兩濾波器120a、120b的抽頭數為96，則產生DSP140的運算量大的問題。
在本實施形態中，要求第1濾波器120a的頻率特性，特別在低頻時，著眼於電平低而且平坦，使第1濾波器120a的抽頭數比第2濾波器的抽頭數120b的抽頭數少。也就是說，在低頻區域中，降低第1濾波器120a的精度，而提高第2濾波器120b的精度。具體地說，第1濾波器120a的抽頭數為32，第2濾波器120b的抽頭數為96。圖18示出了這種場合的特性。
由圖18可見，能減少到與兩個濾波器120a、120b的抽頭數為96的場合大致相同的錯誤。也就是說，能減少總的抽頭數，又能得到高精度的夏富拉型串音消除濾波器。
圖19示出了其它實施形態的信號流圖。在該實施形態中也使用FIR型濾波器，第2濾波器120b的抽頭數(實質上為128)比第1濾波器120a的抽頭數(32)多。但是，在本實施形態中，在第2濾波器120b中採用濾波器組，在減速採樣後通過FIR濾波器。圖中，H是高通濾波器，G是低通濾波器。此外，↓表示1/2減速採樣，↑表示2倍增速採樣。延遲205、206、208是用於補償各濾波器組處理時間的延遲處理。延遲205進行3次採樣的延遲處理，延遲206進行1次採樣的延遲處理，延遲208進行7次採樣的延遲處理。
這樣，藉助於採用濾波器組，實質上能得到原採樣中128抽頭的能力，同時能將FIR濾波器201、202、203、204的合計抽頭數減少成68抽頭，並能利用減速採樣使處理能力具有餘量。由此，能提高低頻分量的精度。此外，在本實施形態中，是將濾波器組在低頻分量側作為重複分頻的倍頻分頻，但也可以是高頻分頻的等分頻濾波器組。
圖20示出了不採用濾波器組而第1濾波器120a的抽頭數為32、第2濾波器120b的抽頭數為128時的串音消除錯誤ZT2。圖21所示為根據圖19構成的串音消除錯誤ZT2。由兩圖可見，採用濾波器組的圖19的電路具有與128抽頭的場合相同的性能。
圖22示出了其它實施形態的信號流圖。在該實施形態中，由32抽頭的FIR型濾波器構成第1濾波器120a，由32抽頭的FIR型濾波器210和2階IIR型濾波器212構成第2濾波器120b。由加法器214對FIR型濾波器210和2階IIR型濾波器212的輸出進行加法運算。
在本實施形態中，將第2濾波器的FIR型濾波器210的抽頭數限制在32，同時由2階IIR型濾波器212提高對於低頻分量的精度。因2階IIR型濾波器能對於低頻分量得到高精度，所以利用比較少的抽頭數能實現與圖12所示全部由FIR濾波器構成的情況同等的精度。另外，在本實施形態中，是用2階IIR型濾波器，但也能用n次IIR型濾波器。此外，也可以是n次IIR型濾波器的串聯或者並聯連接。
圖23示出了圖22的電路的第1濾波器120a的特性HSUM和第2濾波器120b的特性HDIF。此外，示出了串音消除錯誤ZT2。可見能得到與圖18的場合接近的精度。
在圖22的實施形態中，是以FIR濾波器和2階IIR型濾波器的完全的並聯連接作為第2濾波器120b，但也可以如圖24所示，從FIR型濾波器的中間抽頭取出給2階IIR型濾波器的輸入。這樣做，能容易地得到更加接近於所要的特性的第2濾波器120b。
下面，參照圖25、圖26、圖27及圖28對圖24所示濾波器的設計方法進行說明。圖25是必須的第2濾波器120b的脈衝響應。由此，決定2階IIR型濾波器的特性。這時如圖26所示決定特性，即不考慮脈衝響應的前面部分而是很好地近似於脈衝響應的後面部分(即低頻區域)。在圖26中，得到近似於k次採樣後的脈衝響應的2階IIR型濾波器的特性。但是，在k～m次採樣之間的脈衝響應有很大差別。
接著，得到實現0～m次採樣之間的脈衝響應的FIR濾波器。但是，如圖27所示，在k～m次採樣中，2階IIR型濾波器的特性和必須的濾波器特性有很大的偏離。因此，在加上這樣的誤差後，得到實現圖28所示的0～m次採樣的脈衝響應的FIR濾波器。
如前所述，能得到圖24所示的第2濾波器120b。此外，取出2階IIR型濾波器的抽頭位置為近似於2階IIR型濾波器的特性時的最前頭採樣(前述的場合為k次採樣)對應的抽頭(前述的場合為k抽頭)。這樣，能容易地得到具有所要的特性的濾波器。
此外，在前述各實施形態中所示的抽頭數是一例。此外，在前述各實施形態中，是對串音消除濾波器進行了說明，但對於聲像定位處理濾波器也同樣能適用。
在前述實施形態中，第1濾波器120a為FIR型濾波器，但第1濾波器120a也可以與第2濾波器120b相同，用FIR型濾波器和IIR型濾波器的並聯連接(圖22、圖24)以及濾波器組結構。在這種場合，藉助於使第1濾波器120a的精度比第2濾波器120b的精度下降，也能使整體結構簡單並維持精度。
在前述各實施形態中，是用DSP實現濾波器，但也可以由模擬濾波器實現其一部分或者全部。
在前述中，是以理想的實施形態對本發明進行了說明，但不限於此，只要不脫離本發明的範圍和精神，並在權利要求的範圍內，說明中所採用的內容能進行變更。
權利要求
1一種夏富拉型音響信號處理電路，包括處理右聲道信號和左聲道信號的和信號的第1濾波器，和處理右聲道信號和左聲道信號的差信號的第2濾波器，其特徵在於，第2濾波器的低頻區域的精度比第1濾波器高。
2一種夏富拉型音響信號處理電路，包括處理右聲道信號和左聲道信號的和信號的第1濾波器，和處理右聲道信號和左聲道信號的差信號的第2濾波器，其特徵在於，由FIR型濾波器構成第1濾波器和第2濾波器，並且第2濾波器的抽頭數比第1濾波器的抽頭數多。
3一種夏富拉型音響信號處理電路，其特徵在於，在權利要求7的夏富拉型音響信號處理電路中，用子帶濾波器組構成所述第2濾波器。
4一種夏富拉型音響信號處理電路，其特徵在於，在權利要求9的夏富拉型音響信號處理電路中，所述第2濾波器的子帶濾波器組，越是對低頻分量越地進行大的減速採樣。
5一種夏富拉型音響信號處理電路，包括處理右聲道信號和左聲道信號的和信號的第1濾波器，和處理右聲道信號和左聲道信號的差信號的第2濾波器，其特徵在於，由FIR型濾波器構成第1濾波器，並且由FIR型濾波器和2階IIR型濾波器並聯連接構成第2濾波器。
6一種夏富拉型音響信號處理電路，其特徵在於，在權利要求11的夏富拉型音響信號處理電路中，第2濾波器包括FIR型濾波器、和在所述FIR型濾波器的中間抽頭與所述FIR濾波器的輸出之間並聯連接的2階IIR濾波器。
7一種夏富拉型音響信號處理電路，其特徵在於，在權利要求7的夏富拉型音響信號處理電路中，所述音響信號處理電路用作串音消除濾波器。
8一種夏富拉型音響信號處理電路，其特徵在於，在權利要求7的夏富拉型音響信號處理電路中，所述音響信號處理電路用作聲像定位處理濾波器。
9一種濾波器，其特徵在於，包括具有多個抽頭的FIR型濾波器，將其輸入連接到所述FIR型濾波器的中間抽頭上的IIR型濾波器，和對FIR型濾波器和IIR型濾波器的輸出進行加法運算的加法運算手段。
10一種夏富拉型音響信號處理方法，是對於右聲道信號和左聲道信號的和信號進行第1濾波處理，對於右聲道信號和左聲道信號的差信號進行第2濾波處理，其特徵在於，第2濾波處理的精度比第1濾波處理高。
全文摘要
本發明揭示一種音響信號處理電路，移相處理單元2接受左音源用的左聲道信號(SL)和右音源用的右聲道信號(SR)，進行移相處理，使左聲道信號和右聲道信號的相對的相位差為140度到160度。與90度的相位差的情況相同，60度的相位差會產生定位在相位超前側的問題。180度的相位差(即反相)儘管不會感到有對特定方向的定位感，但有反相特有的壓迫耳朵的不舒適感。而在從140度到160度的相位差的場合，沒有反相的不舒適感，也不會感到有對特定方向的定位。
文檔編號H04S3/00GK1516520SQ20031010285
公開日2004年7月28日 申請日期1999年7月30日 優先權日1998年7月31日
發明者笠井讓治, 竹村和齊, 中武哲郎, 笠井 治, 郎, 齊 申請人:音響株式會社