根據頻率變換重建具有不完全頻譜的音頻信號的頻譜的製作方法
2023-07-20 05:50:16
專利名稱：根據頻率變換重建具有不完全頻譜的音頻信號的頻譜的製作方法
技術領域：
本發明總體上涉及音頻信號的傳輸和記錄。更具體地，本發明提供對於發送或存儲給定的音頻信號所需要的信息的減小，而同時保持輸出信號的給定的感知質量水平。
背景技術：
許多通信系統面對這樣的問題，對於信息傳輸和存儲容量的要求常常超過可提供的容量。結果，在廣播和記錄領域中相當大的興趣是減小對於發送或記錄打算供人們感知的音頻信號所需要的信息量，而不惡化它的主觀質量。同樣地，需要對於給定的帶寬或存儲容量改進輸出信號的質量。
兩個主要考慮推進打算用於音頻傳輸和存儲的系統的設計對於減小信息需求的需要和對於保證輸出信號中特定程度的感知量的需要。這兩個考慮衝突之處在於，減小發送的信息量會減小輸出信號的感知量。雖然客觀約束條件，諸如數據速率，通常是由通信系統本身加上的，但主觀感知要求通常是由應用規定的。
用於減小信息需求的傳統的方法包括只發送或記錄輸入信號的選擇的部分，其餘部分被丟棄。優選地，只有被認為是冗餘的或與感知無關的部分被丟棄。如果需要額外的減小，優選地只有被認為是具有最小感知重要性的信號部分被丟棄。
強調超過保真度的清晰度的語音應用，諸如語音編碼，只發送或記錄一部分信號，這裡稱為「基帶信號」，它只包含信號頻譜的感知上最相關的部分。接收機可以從被包含在基帶信號內的信息再生話音信號的省略的部分。再生的信號通常在感知上不等同於原先的信號，但對於許多應用，近似的再現是足夠的。另一方面，被設計成達到高保真度的應用，諸如高質量音樂應用，通常需要較高的質量的輸出信號。為了達到較高質量的輸出信號，通常必須發送更大量的信息或利用更複雜的生成輸出信號的方法。
在語音信號解碼方面使用的一個技術被稱為高頻再生(「HFR」)。只包含信號的低頻分量的基帶信號被發送或存儲。接收機根據接收的基帶信號的內容再生省略的高頻分量，以及組合基帶信號與再生的高頻分量，產生輸出信號。雖然再生的高頻分量通常不等同於原先信號的高頻分量，但這個技術可以產生比起不使用HFR的其他技術更滿意的輸出信號。在語音編碼和解碼領域中開發了這個技術的許多變例。被使用於HFR的三個通用的方法是頻譜摺疊、頻譜變換、和整流。這些技術的說明可以在以下文章中找到Makhoul和Berouti在ICASSP 1979 IEEE International Conf.on Acoust.，Speech and SignalProc.，1979年4月2-4日著的」High-Frequency Regeneration inSpeech Coding Systems」。
雖然實施起來簡單，但這些HFR技術通常不適用於高質量再現系統，諸如用於高質量音樂的再現系統。頻譜摺疊和頻譜變換會產生不想要的背景音。整流往往產生覺察到刺耳的結果。本發明人注意到，在這些技術產生不滿意的結果的許多情形下，技術被使用於其中HFR被限於對於5kHz的分量的變換的限帶的語音編碼解碼器。
本發明人還注意到由於HFR技術的使用引起的兩個其他的問題。第一個問題涉及到信號的音調和噪聲特性，以及第二個問題涉及到再生信號的時間形狀或包絡。許多自然的信號包含噪聲分量，它的幅度作為頻率的函數增加。已知的HFR技術從基帶信號再生高頻分量，但無法在更高的頻率上再現在再生信號中像音調的和像噪聲的分量的正確的混合。再生的信號常常包含由於用基帶中像音調的分量替換原先的、更像噪聲的高頻分量引起的不同的高頻「蜂音」。而且，已知的HFR技術無法以再生的信號的時間包絡保持或至少類似於原先的信號的時間包絡的方式再生頻譜分量。
已開發了多種更複雜的、提供改進的結果的HFR技術；然而，這些技術往往是特定於語音的，依賴於語音的特徵，其不適合於音樂和其他的音頻形式，或需要很大的、不能經濟地實施的計算資源。
發明內容
本發明的一個目的是提供音頻信號的處理，以便減小在傳輸或存儲期間代表一個信號所需要的信息量而同時保持信號的感覺的質量。雖然本發明具體地針對音樂信號的再現，但它也可以應用於各種各樣的音頻信號，包括話音。
按照本發明的一個方面，在發射機中，輸出信號被通過如下生成得出具有音頻信號的某些但不是全部頻譜分量的基帶信號的頻域代表；得出具有不在基帶信號中的音頻信號的頻譜分量的剩餘信號的估值的頻譜包絡；從剩餘信號的噪聲內容的度量導出噪聲混淆參數；以及把代表基帶信號的頻域代表的數據、估值的頻譜包絡和噪聲混淆參數組裝到輸出信號。
按照本發明的另一個方面，在接收機中，音頻信號被通過如下重建接收包含代表基帶信號的數據、估值的頻譜包絡和噪聲混淆參數的信號；從數據得出基帶信號的頻域代表；通過在頻率上變換基帶的頻譜分量而得到包括再生的頻譜分量的再生的信號；調節再生的頻譜分量的相位以保持再生信號內的相位相干性；藉助於響應噪聲混淆參數得出噪聲信號、通過按照估值的頻譜包絡和噪聲混淆參數調節再生的頻譜分量的幅度而修正再生信號、和組合修正的再生信號與噪聲信號，而得到調節的再生的信號；以及得出相應於調節的再生信號中的頻譜分量與基帶信號的頻域代表中的頻譜分量的組合的重建的信號的時域代表。
本發明的其他方面在下面說明，以及在權利要求中闡述。
通過參照附圖和以下的說明可以更好地了解本發明的各種特徵和它的優選實施方案，其中相同的標號是指幾個圖上相同的單元。以下的討論和附圖的內容僅僅作為例子闡述，而不應當理解為代表對於本發明的範圍的限制。
圖1顯示通信系統中的主要部件。
圖2是發射機的方框圖。
圖3A和3B是音頻信號和相應的基帶信號的假設的示意圖。
圖4是接收機的方框圖。
圖5A-5D是基帶信號和通過基帶信號的變換生成的信號的假設的示意圖。
圖6A-6G是通過使用頻譜變換和噪聲混淆再生高頻分量得到的信號的假設的示意圖。
圖6H是圖6G的信號在增益調節後的圖形。
圖7是圖6B所示的基帶信號與圖6H所示的再生信號相組合的圖形。
圖8A是信號的時間形狀的圖形。
圖8B顯示通過從圖8A的信號得出基帶信號與通過頻譜變換的處理再生信號而產生的輸出信號的時間形狀。
圖8C顯示圖8B的信號在執行時間包絡控制後的時間形狀。
圖9是通過使用時域技術提供對於時間包絡控制所需要的信息的發射機的方框圖。
圖10是通過使用時域技術提供時間包絡控制的接收機的方框圖。
圖11是通過使用頻域技術提供對於時間包絡控制所需要的信息的發射機的方框圖。
圖12是通過使用頻域技術提供時間包絡控制的接收機的方框圖。
具體實施例方式
A.總述圖1顯示在通信系統的一個例子中的主要部件。信息源112沿路徑115生成音頻信號，它代表基本上任何類型的音頻信息，諸如語音或音樂。發射機136接收來自路徑115的音頻信號，以及把該信息處理成適合於通過信道140傳輸的形式。發射機136可以準備好信號以與信道140的物理特性相匹配。信道140可以是諸如電線或光纖那樣的傳輸路徑，或它可以是通過空間的無線通信路徑。信道140也可包括記錄信號在存儲媒體上的存儲裝置，諸如磁帶或磁碟或光碟，供接收機142以後使用。接收機142可以執行各種各樣的處理功能，諸如解調或解碼從信道140接收的信號。接收機142的輸出沿著路徑145被傳送到換能器147，它把該輸出變換成適合於用戶的輸出信號152。在傳統的音頻播放系統中，例如，揚聲器用作為換能器，把電信號變換成聲音信號。
被限制於通過具有有限帶寬的信道進行發送或在具有有限容量的媒體上進行記錄的通信系統，在對於信息的要求超過這個可提供的帶寬或容量時遇到問題。結果，在廣播和記錄領域中不斷需要減小對於發送或記錄打算供人們感知的音頻信號所需要的信息量，而不惡化它的主觀質量。同樣地，需要對於給定的傳輸帶寬或存儲容量改進輸出信號的質量。
在語音編碼方面使用的一個技術被稱為高頻再生(「HFR」)。只包含語音信號的低頻分量的基帶信號被發送或存儲。接收機142根據接收的基帶信號的內容再生省略的高頻分量，以及組合基帶信號與再生的高頻分量，產生輸出信號。然而，通常，已知的HFR技術產生的再生高頻分量容易與原先信號中的高頻分量不同。本發明提供改進的用於頻譜分量再生的技術，它產生的再生頻譜分量比起由其他已知的技術提供的分量，在感覺上更加類似於原先的信號中的相應的頻譜分量。重要的是指出，雖然這裡描述的技術有時被稱為高頻再生，但本發明並不限於再生信號的高頻分量。下面描述的技術也可被利用來再生頻譜的任何部分中的頻譜分量。
B.發射機圖2是按照本發明的一個方面的發射機136的方框圖。輸入音頻信號從路徑115被接收以及由分析濾波器庫705進行處理，得到輸入信號的頻域代表。基帶信號分析器710確定輸入信號的哪些頻譜分量要被丟棄。濾波器715去除要被丟棄的頻譜分量，產生包含剩餘的頻譜分量的基帶信號。頻譜包絡估值器720得到輸入信號頻譜包絡的估值。頻譜分析器722分析估值的頻譜包絡，以確定信號的噪聲混淆參數。信號格式化器725把估值的頻譜包絡信息，噪聲混淆參數，和基帶信號組合成具有適合於傳輸或存儲的形式的輸出信號。
1.分析濾波器庫分析濾波器庫705可以通過基本上任何時域到頻域的變換而被實施。在本發明的優選實施例中使用的變換在以下文章中描述Princen，Johnson和Bradley著的」Subband/Transform Coding Using FilterBank Designs Based on Time Domain Aliasing Cancellation」，ICASSP1987 Conf.Proc.，1987年5月，第2161-64頁。這種變換是具有時域混抵銷的奇數堆疊的臨界採樣的單邊帶分析-合成系統的時域等價物，這裡被稱為」O-TDAC」。
按照O-TDAC技術，音頻信號被採樣，量化，和分組為一系列重疊的時域信號樣本塊。每個樣本塊被分析窗口函數加權，這等價於信號樣本塊的逐個樣本的乘法。O-TDAC技術把修正的離散餘弦變換(」DCT」)施加到加權的時域信號樣本塊，產生變換係數組，這裡被稱為「變換塊」。為了達到臨界採樣，技術只在傳輸或存儲之前保持頻譜係數的一半。不幸地，僅僅一半的頻譜係數的保持，使得互補的逆變換生成時域混淆分量。O-TDAC技術可以抵銷混疊以及精確地恢復輸入信號。塊的長度可以通過使用本領域已知的技術響應於信號特性而變化；然而，由於下面討論的原因應當注意相位相干性。通過參考美國專利5,394,473，可以得到O-TDAC技術的其它細節。
為了從變換塊恢復原先的輸入信號塊，O-TDAC技術利用逆修正的DCT。由逆變換產生的信號塊由合成窗口函數加權，被重疊和相加，以重建輸入信號。為了抵銷時域混疊和精確地恢復輸入信號，分析和合成窗口必須被設計成滿足嚴格的準則。
在用於傳輸或記錄以44.1千樣本/秒的速率採樣的輸入數位訊號的系統的一個優選實施例中，從分析濾波器庫705得到的頻譜分量被劃分成四個子頻帶，具有如表I所示的頻率範圍。
表I2.基帶信號分析器基帶信號分析器710選擇哪些頻譜分量被丟棄，以及哪些頻譜分量被保持用於基帶信號。這個選擇可根據輸入信號特性改變，或它可按照應用的需要保持固定；然而，本發明人通過實驗確定，如果一個或多個信號的基波頻率被丟棄，音頻信號的感覺質量惡化。所以，優選地，保留包含信號的基波頻率的頻譜的這些部分。因為話音和大多數自然樂器的基波頻率通常不高於約5kHz，打算用於音樂應用的發射機136的優選實施方案使用處於或約5kHz的固定的截止頻率，以及丟棄大於該頻率的所有的頻譜分量。在固定的截止頻率的情形下，基帶信號分析器只要提供固定的截止頻率到濾波器715和頻譜分析器722。在替換實施方案中，基帶信號分析器710被取消，以及濾波器715和頻譜分析器722按照固定的截止頻率運行。在以上表I所示的子頻帶結構中，例如，僅僅子頻帶0中的頻譜分量保持用於基帶信號。這個選擇也是合適的，因為人耳不容易區分5kHz以上的音調的差別，所以不容易分辨在這個頻率以上的再生分量中的不精確性。
截止頻率的選擇影響基帶信號的帶寬，它又影響由發射機136生成的輸出信號的信息容量要求與由接收機142重建的信號的感覺的質量之間的折衷。由接收機142重建的信號的感覺質量受三個因素影響，這在以下的段落中討論。
第一個因素是被發送或存儲的基帶信號代表的精確性。通常，如果基帶信號的帶寬保持為恆定的，則當基帶信號代表的精確性提高時，重建的信號的感覺質量將提高。如果不精確性足夠大，不精確性代表在重建的信號中可聽見的噪聲。噪聲將降低基帶信號和由基帶信號再生的頻譜分量的感覺質量。在示例性實施例中，基帶信號代表是一組頻域變換係數。這個代表的精確性由被使用來表示每個變換係數的比特數控制。編碼技術可被使用來以較少的比特傳送給定水平的精確性；然而，對於任何給定的編碼技術，存在有基帶信號精確性與信息容量要求之間的基本折衷。
第二個因素是被發送或存儲的基帶信號的帶寬。通常，如果基帶信號代表的精確性保持為恆定的，則當基帶信號的帶寬提高時，重建的信號的感覺質量將提高。較寬的帶寬的基帶信號的使用允許接收機142限制再生頻譜分量到更高的頻率，在更高的頻率人的聽覺系統對於時間和頻譜形狀的差別不太敏感。在上述的示例性實施方案中，基帶信號的帶寬由代表中的變換係數的數目控制。編碼技術可被使用來以較少的比特傳送給定的數目的係數；然而，對於任何給定的編碼技術，存在有基帶信號帶寬與信息容量要求之間的基本折衷。
第三個因素是對於發送或存儲基帶信號表示所需要的信息容量。如果信息容量要求保持為恆定的，則基帶信號精確性將隨基帶信號的帶寬相反地變化。應用的需要通常將為由發射機136生成的輸出信號規定特定的信息容量要求。這個容量必須分配給輸出信號的各個部分，諸如基帶信號代表和估值的頻譜包絡。分配必須平衡對於通信系統熟知的多個衝突的利益的需要。在這個分配內，基帶信號的帶寬應當被選擇成平衡與編碼精確性的折衷，使得重建的信號的感覺質量最佳化。
3.頻譜包絡估值器頻譜包絡估值器720分析音頻信號，提取關於信號的頻譜包絡的信息。如果可提供的信息容量許可，發射機136的實施方案優選地通過把信號的頻譜劃分成具有近似於人耳的臨界頻帶的帶寬的頻帶，和提取關於在每個頻帶中信號幅度的信息，而得到信號的頻譜包絡的估值。然而，在具有有限的信息容量的大多數應用中，優選地把頻譜劃分成較小的數目的子頻帶，諸如以上在表I中所顯示的安排。也可以使用其他變例，諸如計算功率譜密度或提取每個頻帶中平均的或最大的幅度。更複雜的技術可以提供輸出信號的更高的質量，但通常需要更大的計算資源。被使用來得到估值的頻譜包絡的方法的選擇通常具有實際的意義，因為它通常影響通信系統的感覺的質量；然而，方法的選擇在原則上不是嚴格的。可以按需要使用幾乎任何技術。
在使用表I所示的子頻帶結構的一個實施方案中，頻譜包絡估值器720隻對於子頻帶0，1，和2得到頻譜包絡的估值。子頻帶3被排除，以便減小對於表示估值的頻譜包絡所需要的信息量。
4.頻譜分析器頻譜分析器722分析從頻譜包絡估值器720接收的估值的頻譜包絡和來自基帶信號分析器710的信息，它識別要從基帶信號中丟棄的頻譜分量，以及計算要由接收機142使用的一個或多個噪聲混淆參數，以生成變換的頻譜分量的噪聲分量。優選實施方案通過計算和發送要被接收機142加到所有的變換分量的單個噪聲混淆參數，而使得數據速率要求最小化。噪聲混淆參數可以通過多個不同的方法的任何一個方法進行計算。優選的方法導出等於頻譜平坦度度量的單個噪聲混淆參數，這是從短時間功率譜的幾何平均值對算術平均值的比值計算的。該比值給出對於頻譜的平坦度的粗略的表示。表示更平坦的頻譜的更高的頻譜平坦度度量，也表示更高的噪聲混淆水平是適當的。
在發射機136的替換的實施方案中，頻譜分量被分組成多個子頻帶，諸如表I顯示的，以及發射機136發送每個子頻帶的噪聲混淆參數。這更加精確地規定要與變換的頻率內容混合的噪聲量，但也需要更高的數據速率來發送額外的噪聲混淆參數。
5.基帶信號濾波器濾波器715接收來自基帶信號分析器710的信息，它標識從基帶信號中被選擇為丟棄的頻譜分量，以及消除選擇的頻率分量，以得出基帶信號的頻域代表，用於傳輸或存儲。圖3A和3B是音頻信號和相應的基帶信號的假設的示意圖。圖3A顯示假設的音頻信號的頻域代表600的頻譜包絡。圖3B顯示在音頻信號被處理成消除選擇的高頻分量之後剩餘的基帶信號610的頻譜包絡。
濾波器715可以以有效地去除被選擇為丟棄的頻率分量的基本上任何方式實施。在一個實施方案中，濾波器715把頻域窗口函數施加到輸入音頻信號的頻域代表上。窗口函數的形狀被選擇為提供對於接收機142最終生成的輸出音頻信號的時域結果的頻率選擇性與衰減之間的適當的折衷。
6信號格式化器信號格式化器725通過把估值的頻譜包絡信息，一個或多個參數混淆參數，和基帶信號的代表組合成具有適合於傳輸或存儲的形式的輸出信號，而生成沿通信信道140的輸出信號，各個信號可以以基本上任何方式被組合。在許多應用中，格式化器725把各個信號復用成串行比特流，該比特流具有適當的同步格化，檢錯和糾錯碼，以及與傳輸或存儲操作有關的或與其中使用音頻信息的應用有關的其他信息。信號格式化器725也可編碼全部或部分輸出信號，以減小信息容量要求，提供安全性，或把輸出信號放在便於以後使用的格式中。
C.接收機圖4是按照本發明的一個方面的接收機142的方框圖。去格式化器805接收來自通信信道140的信號，以及從這個信號得出基帶信號，估值的頻譜包絡信息和一個或多個噪聲混淆參數。這些信息單元被發送到信號處理器808，它包括頻譜再生器810，相位調節器815，混淆濾波器818，和增益調節器820。頻譜分量再生器810確定在基帶信號中哪些頻譜分量丟失，以及通過把基帶信號的全部或至少某些頻譜分量變換到丟失的頻譜分量的位置來再生它們。變換的分量被傳送到相位調節器815，它調節組合信號內一個或多個頻譜分量的相位，以保證相位相干性。混淆濾波器818按照隨基帶信號接收的一個或多個噪聲混淆參數，把一個或多個噪聲分量加到變換的分量。增益調節器820按照隨基帶信號接收的估值的頻譜包絡信息，調節再生信號中頻譜分量的幅度。變換的和調節的頻譜分量與基帶信號相組合，產生輸出信號的頻域代表。合成濾波器庫825處理該信號，得出輸出信號的時域代表，它沿路徑145傳送。
1.去格式化器去格式化器805以與信號格式化器725提供的格式化過程互補的方式處理從通信信道140接收的信號。在許多應用中，去格式化器805從信道140接收串行比特流，使用比特流內的同步格式來同步它的處理，使用糾錯和檢錯碼，以識別和校正在傳輸或存儲期間引入到比特流中的錯誤，以及作為解復用器運行，提取基帶信號的代表，估值的頻譜包絡信息，一個或多個噪聲混淆參數，以及可與應用有關的任何其他信息。去格式化器805也可以解碼全部或部分串行比特流，逆反發射機136提供的任何編碼的效果。基帶信號的頻域代表被傳送到頻譜分量再生器810，噪聲混淆參數被傳送到混淆濾波器818，以及頻譜包絡信息被傳送到增益調節器820。
2.頻譜分量再生器頻譜分量再生器810通過複製或變換基帶信號的全部或至少某些頻譜分量到信號的丟失的分量的位置，而再生丟失的頻譜分量。頻譜分量可被複製到一個以上的頻率間隔，由此允許生成具有比基帶信號的帶寬的兩倍大的帶寬的輸出信號。
在只使用上面如表I所示的子頻帶0和1的接收機142的實施方案中，基帶信號不包含大於處於或約5.5kHz的截止頻率的頻譜分量。基帶信號的頻譜分量被複製或變換到從約5.5kHz到約11.0kHz的頻率範圍。如果16.5kHz的帶寬是想要的，例如，基帶信號的頻譜分量也可被變換到從約11.0kHz到約16.5kHz的頻率範圍。一般地，頻譜分量被變換到非重疊的頻率範圍，這樣，在包括基帶信號和全部複製的頻譜分量的頻譜中不存在縫隙；然而，這個特性不是重要的。頻譜分量可被變換到重疊的頻率範圍和/或按想要的基本上任何方式被變換到頻譜中具有縫隙的頻率範圍。
關於應當複製哪些頻譜分量的選擇可加以改變，以適合於具體的應用。例如，被複製的頻譜分量不需要在基帶的下部邊緣開始，以及不需要在基帶的上部邊緣結束。被接收機142重建的信號的感覺質量有時可以通過排除話音和樂器的基波頻率以及只複製諧波而被改進。通過從變換中排除低於約1kHz的這些基帶頻譜分量，可以把這方面合併到一個實施方案。參照以上表I所示的子頻帶結構作為例子，只有從約1kHz到約5.5kHz的頻譜分量被變換。
如果要被再生的所有的頻譜分量的帶寬比起要被複製的基帶頻譜分量的帶寬更寬，則基帶頻譜分量可以以循環方式被複製，從最低的頻率分量開始直到最高的頻率分量，以及如果必要的話，圍繞最低的頻率分量循環並以最低的頻率分量繼續進行。例如，參照表I所示的子頻帶結構，如果只有從約1kHz到5.5kHz的基帶頻譜分量被複製和對於跨過從約5.5kHz到16.5kHz的頻率的子頻帶1和2再生頻譜分量，則從約1kHz到約5.5kHz的基帶頻譜分量被複製到從約5.5kHz到10kHz的各個頻率，從約1kHz到約5.5kHz的相同的基帶頻譜分量再次被複製到從約10kHz到14.5kHz的各個頻率，以及從約1kHz到約3kHz的基帶頻譜分量被複製到從約14.5kHz到16.5kHz的各個頻率。替換地，通過複製基帶的最低的頻率分量到各個子頻帶的下部邊緣以及如果必要的話，在整個基帶頻譜分量上以循環方式繼續進行，以完成該子頻帶的變換，而可以為再生的分量的每個單獨的子頻帶進行這個複製過程。
圖5A到5D是基帶信號的頻譜包絡與通過在基帶信號內頻譜分量的變換而生成的信號的頻譜包絡的假設的示意圖。圖5A顯示假設的解碼的基帶信號900。圖5B顯示被變換到較高的頻率的基帶信號905的頻譜分量。圖5C顯示被變換多次到較高的頻率的基帶信號分量910。圖5D顯示通過組合變換的分量915與基帶信號920而得到的信號。
3，相位調節器頻譜分量的變換可能在再生的分量的相位上產生不連續性。上述的O-TDAC變換實施方案，例如以及許多其他可能的實施方案，提供被安排在變換係數塊中的頻域代表。變換的頻譜分量也被安排在塊中。如果通過變換再生的頻譜分量在接連的塊之間具有相位不連續性，則在輸出音頻信號中多半出現可聽見的人為產物。
相位調節器815調節每個再生的頻譜分量的相位，以保持一致的或相干的相位。在採用上述的O-TDAC變換的接收機142的實施方案中，每個再生的頻譜分量被乘以複數值ejΔω，其中Δω代表每個各個頻譜分量被變換的頻率間隔，表示為相應於該頻率間隔的變換係數的數目。例如，如果頻譜分量被變換到相鄰的分量的頻率，則變換間隔Δω等於1。替換的實施方案可需要適合於合成濾波器庫825的具體的實施方案的不同的相位調節技術。
變換處理過程可以適於把再生的分量與基帶信號內重要的頻譜分量的諧波相匹配。變換可被調整的兩個方法是改變要被複製的特定的頻譜分量，或者改變變換的量。如果使用自適應過程，應當特別注意相位相干性，如果頻譜分量被安排在塊內的話。如果再生的頻譜分量從不同的基波分量逐個塊地被複製，或如果頻率變換的量逐個塊地被改變，則非常可能再生的分量將不是相位相干的。有可能調整頻譜分量的變換，但必須注意保證由相位不相干性造成的人為產物的聽見的程度是不顯著的。採用多通道技術或前向技術的系統能識別其間可以調整變換的時間間隔。代表其間再生的頻譜分量被認為是聽不見的音頻信號的間隔的塊通常是用於調整變換過程的良好的候選者。
4.噪聲混淆濾波器混淆濾波器818通過使用從去格式化器805接收的噪聲混淆參數生成用於變換的頻譜分量的噪聲分量。混淆濾波器818生成噪聲信號，通過使用噪聲混淆參數計算噪聲混淆函數，以及利用噪聲混淆函數組合噪聲信號與變換的頻譜分量。
噪聲信號可以通過各種各樣的方式的任何一種方式被生成。在優選實施方案中，通過生成具有0的中值和1的方差的分布的隨機數序列，而產生噪聲信號。混淆濾波器818通過把噪聲信號乘以噪聲混淆函數而調節噪聲信號。如果使用單個噪聲混淆參數，則噪聲混淆函數通常應當調節噪聲信號成在更高的頻率上具有更高的幅度。這從以上討論的假設得出，話音和自然樂器信號往往在更高的頻率上包含更多的噪聲。在優選實施方案中，當頻譜分量被變換到較高的頻率時，噪聲混淆函數在較高的頻率上具有最大的幅度，以及在噪聲被混淆的最低的頻率上平滑地衰減到最小值。
一個實施方案使用噪聲混淆函數N(k)，如以下的表達式表示N(k)=max(k-kMINkMAX-kMIN+B-1,0)]]>對於kMIN≤k≤kMAX(1)其中max(x，y)＝x和y中的較大者；B＝基於SFM的噪聲混淆參數；k＝再生的頻譜分量的係數；kMAX＝用於頻譜分量再生的最高頻率；以及kMIN＝用於頻譜分量再生的最低頻率。
在這個實施方案中，B的數值從0變到1，其中1表示平坦頻譜，它典型地是像噪聲那樣的信號，以及0表示不平坦的頻譜形狀，它典型地是像音調那樣的信號。公式(1)中商的數值在k從kMIN增加到kMAX時從0改變到1。如果B等於0，」max」函數中的第一項從-1改變到0，所以，N(k)在再生的頻譜中等於0，以及沒有噪聲加到再生的頻譜分量。如果B等於1，」max」函數中的第一項從1改變到0；所以，N(k)從在最低的再生頻率kMIN時的0線性地增加到在最大的再生頻率kMAX時的1。如果B具有在0與1之間的數值，則N(k)在從kMIN直到在kMIN與kMAX之間的某個頻率，都等於0，以及對於其餘的再生頻譜，線性地增加。再生的頻譜分量的幅度通過把再生分量與噪聲混淆函數相乘而被調節。調節的噪聲信號與調節的再生頻譜分量相組合。
上述的這個具體的實施方案僅僅是一個適當的例子。其他噪聲混淆技術也可以按需要被使用。
圖6A到6G是通過使用頻譜變換與噪聲混淆再生高頻分量而得到的信號的頻譜包絡的假設的示意圖。圖6A顯示要被發送的假設的輸入信號410。圖6B顯示通過丟棄高頻分量產生的基帶信號420。圖6C顯示再生的高頻分量431，432和433。圖6D顯示可能的噪聲混淆函數440，給予在較高的頻率的噪聲分量更大的權重。圖6E是與噪聲混淆函數440相乘的噪聲信號445的示意圖。圖6F顯示通過把再生的高頻分量431，432和433與噪聲混淆函數440的倒數相乘而生成的信號450。圖6G是通過把調節的噪聲信號445加到調節的高頻分量450而得出的組合信號460的示意圖。圖6G用來示意地顯示，高頻部分430包含變換的高頻分量431，432和433與噪聲的混合物的高頻部分430。
5.增益調節器增益調節器820按照從去格式化器805接收的估值的頻譜包絡信息調節再生信號的幅度。圖6H是在增益調節後圖6G所示的信號460的頻譜包絡的假設的圖形。包含變換的頻譜分量與噪聲的混合物的信號的部分510，被給予近似於圖6A所示的原先的信號410的頻譜包絡。以細刻度再現頻譜包絡通常是不必要的，因為再生的頻譜分量沒有精確地再現原先的信號的頻譜分量。變換的諧波系列通常不等於諧波系列；所以，通常不可能保證再生的輸出信號在細刻度時等同於原先的輸入信號。與幾個關鍵的或更少的頻帶內的頻譜能量相匹配的粗略近似被發現為很行得通。應當指出，通常寧願使用頻譜形狀的粗估值，而不是更細的近似，因為粗估值對於傳輸信道和存儲介質提出較低的信息容量要求。然而，在具有一個以上的信道的音頻應用中，通過使用頻譜形狀的更細的近似以使得可以進行更精確的增益調節，來保證信道之間的正確的平衡，而可以改進聲音圖像。
6.合成濾波器庫由增益調節器820提供的增益調節的噪聲頻譜分量與從去格式化器805接收的基帶信號的頻域代表相組合，形成重建的信號的頻域代表。這可以通過把再生的分量加到基帶信號的相應的分量而完成。圖7顯示通過把圖6B所示的基帶信號與圖6H所示的再生的分量相組合而得到的假設的重建的信號。
合成濾波器庫825把頻域代表變換成重建的信號的時域代表。這個濾波器庫可以以基本上任何方式來實施，但應當是與發射機136中使用的濾波器庫705相反的。在以上討論的優選實施方案中，接收機142使用O-TDAC合成，它採用逆修正的DCT。
D.本發明的替換實施方案基帶信號的寬度和位置可以以基本上任何方式被建立，以及例如可以按照輸入信號特性動態地改變。在一個替換實施方案中，發射機136通過丟棄多個頻帶的頻譜分量，由此造成基帶信號頻譜中的縫隙而生成基帶信號。在頻譜分量再生期間，部分基帶信號被變換，再生丟失的頻譜分量。
變換的方向也可變化。在另一個實施方案中，發射機136丟棄在低頻的頻譜分量，產生處在相對較高的頻率的基帶信號。接收機142把部分的高頻基帶信號向下變換到較低的頻率位置，再生丟失的頻譜分量。
E.時間包絡控制以上討論的再生技術能夠生成重建信號，基本上保留輸入音頻信號的頻譜包絡；然而，通常沒有保留輸入信號的時間包絡。圖8A顯示音頻信號860的時間形狀。圖8B顯示通過從圖8A的信號860得出基帶信號和通過頻譜分量變換的處理過程再生丟棄的頻譜分量，而產生的重建的輸出信號870的時間形狀。重建的輸出信號870的時間形狀與原先的信號860的時間形狀有很大的不同。時間形狀的改變對於再生的音頻信號的感覺質量有很大影響。下面討論用於保留時間包絡的兩種方法。
1.時域技術在第一種方法中，發射機136在時域中確定輸入音頻信號的時間形狀，以及接收機142在時域中在重建的信號中恢復相同的或基本上相同的時間形狀。
(a)發射機圖9顯示在通過使用時域技術提供時間包絡的通信系統中的發射機136的一個實施方案的方框圖。分析濾波器庫205接收來自路徑115的輸入信號，以及把信號劃分成多個子頻帶信號。圖上為了說明簡明起見只顯示兩個子頻帶；然而，分析濾波器庫205可以把輸入信號劃分成大於1的任何整數個子頻帶。
分析濾波器庫205可以以實際上任何方式來實施，諸如級聯連接的一個或多個正交鏡像濾波器(QMF)，或優選地，通過準QMF技術，它在一個濾波器級中把輸入信號劃分成任何整數個子頻帶。有關準QMF技術的附加信息可以從以下專著中得到Vaidyanathan，」Multirate Systems and Filter Banks(多速率系統和濾波器庫)」，Prentice Hall，New Jersey，1993，pp.354-373。
一個或多個子頻帶信號被使用來形成基帶信號。其餘的子頻帶信號包含被丟棄的輸入信號的頻譜分量。在許多應用中，基帶信號從代表輸入信號的最低頻率頻譜分量的一個子頻帶信號被形成，但這在原理上不是必須的。在用於發送或記錄以44.1千樣本/每秒速度採樣的輸入數位訊號的系統的一個優選實施方案中，分析濾波器庫205把輸入信號劃分成四個子頻帶，具有如以上表I中顯示的頻率範圍。最低頻率子頻帶被使用來形成基帶信號。
參照圖9所示的實施方案，分析濾波器庫205把較低頻率子頻帶信號作為基帶信號傳送到時間包絡估值器213和調製器214。時間包絡估值器213把基帶信號的估值的時間包絡提供到調製器214和信號格式化器225，優選地，低於約500Hz的基帶信號頻譜分量或者被排除在估值時間包絡的處理過程以外，或者被衰減，以使得它們對於估值的時間包絡的形狀沒有多大影響。這可以通過把適當的高通濾波器施加到由時間包絡估值器213分析的信號上而被完成。調製器214把基帶信號的幅度除以估值的時間包絡，並把時間上平坦的基帶信號的代表傳送到分析濾波器庫215。分析濾波器庫215生成平坦的基帶信號的頻域代表，它被傳送到編碼器220用於編碼。分析濾波器庫215，以及下面討論的分析濾波器庫212，可以通過基本上任何的時域到頻域變換被實施；然而，通常寧願採用像實施臨界採樣濾波器庫的O-TDAC變換那樣的變換。編碼器220是任選的；然而，它的使用是優選的，因為編碼通常可被使用來減小平坦的基帶信號的信息要求。平坦的基帶信號，無論是否編碼，被傳送到信號格式化器225。
分析濾波器庫205把高頻子頻帶信號傳送到時間包絡估值器210和調製器211。時間包絡估值器210把較高頻率子頻帶信號的估值時間包絡提供到輸出信號格式化器225。調製器211把較高頻率子頻帶信號的幅度除以估值的時間包絡，並把時間上平坦的、較高頻率的子頻帶信號的代表傳送到分析濾波器庫212。分析濾波器庫212生成平坦的較高的頻率的子頻帶信號的頻域代表。頻譜包絡估值器720和頻譜分析儀722以基本上與以上描述的相同的方式分別提供估值的頻譜包絡和一個或多個噪聲混淆參數，用於較高的頻率的子頻帶信號，以及把這個信息傳送到信號格式化器225。
信號格式化器225通過把平坦的基帶信號的代表，基帶信號的估值的時間包絡和較高頻率子頻帶信號組裝成輸出信號，而沿著通信信道140提供輸出信號。通過使用如上述的用於信號格式化器725的、基本上任何想要的格式化技術，各個信號和信息被組裝成具有適合於傳輸或存儲的形式的信號。
(b)時間包絡估值器時間包絡估值器210和213可以以各種各樣的方式被實施。在一個實施方案中，每個這些估值器處理被劃分成子頻帶信號樣本塊的子頻帶信號。這些子頻帶信號樣本塊也通過分析濾波器庫212或215被處理。在許多實際的實施方案中，這些塊被安排成包含的樣本數是2的冪，以及大於256個樣本。這樣的塊的尺寸通常被優選為提高被使用來實施分析濾波器庫212和215的變換的效率和頻率解析度。塊的長度也可根據輸入信號特性，諸如大的瞬態是否發生而被適配。每個塊還被劃分成256樣本的組，用於時間包絡估值。組的尺寸被選擇為平衡在估值的精確度性與在輸出信號中對於傳送估值所需要的信息量之間的折衷。
在一個實施方案中，時間包絡估值器計算在每個組的子頻帶信號樣本中樣本的功率。子頻帶信號樣本塊的一組功率值是對於該塊的估值的時間包絡。在另一個實施方案中，時間包絡估值器計算在每個組中子頻帶信號樣本幅度的平均值。該塊的一組平均值是對於該塊的估值的時間包絡。
在估值的包絡中的一組數值可以以各種各樣的方式被編碼。在一個例子中，每個塊的包絡由該塊的第一組樣本的初始值以及表示以後的組的相對值的一組差分值代表。在另一個例子中，差分的或絕對的代碼以自適應方式被使用，以減小對於傳送該數值所需要的信息量。
(c)接收機圖10顯示通過使用時域技術提供時間包絡控制的、通信系統中的接收機的一個實施方案的方框圖。去格式化器265接收來自通信信道140的信號，以及從這個信號得到平坦的基帶信號的代表，基帶信號和較高的頻率子頻帶信號的估值的時間包絡，估值的頻譜包絡和一個或多個噪聲混淆參數。解碼器267是可任選的，但應當被使用來顛倒發射機136中執行的任何編碼的效果，以得到平坦的基帶信號的頻域代表。
合成濾波器庫280接收平坦的基帶信號的頻域代表，以及通過使用與在發射機136中的分析濾波器庫215使用的、相反的技術，生成時域代表。調製器281從去格式化器265接收基帶信號的估值的時間包絡，以及使用這個估值來調製從合成濾波器庫280接收的平坦的基帶信號。這種調製提供基本上與在原先的基帶信號被發射機136中的調製器214平坦化之前它的時間形狀相同的時間形狀。
信號處理器808接收來自去格式化器265的平坦的基帶信號的頻域代表，估值的時間包絡，和一個或多個噪聲混淆參數，以及以與以上對於圖4所示的信號處理器808討論的相同的方式再生頻譜分量。再生的頻譜分量被傳送到合成濾波器庫283，它通過使用與由發射機136中的分析濾波器庫212和215使用的相反的技術生成時域代表。調製器284接收來自去格式化器265的較高頻率子頻帶信號的估值的時間包絡，以及使用這個估值的包絡來調製從合成濾波器庫283接收的再生的頻譜分量信號。這個調製提供基本上與在原先的較高頻率子頻帶信號被發射機136中的調製器211平坦化之前它的時間形狀相同的時間形狀。
調製的子頻帶信號和調製的較高頻率子頻帶信號被組合，形成重建的信號，並把它傳送到合成濾波器庫287。合成濾波器庫287使用與在發射機136中的分析濾波器庫205使用的相反的技術，提供沿著路徑145的輸出信號，它們在感覺上與由發射機136從路徑115接收的原先的輸入信號不可區分的或幾乎不可區分的。
2.頻域技術在第二種方法中，發射機136確定在頻域中輸入音頻信號的時間包絡，以及接收機142在頻域中恢復與重建的信號相同的或基本上相同的時間包絡。
(a)發射機圖11顯示通過使用頻域技術提供時間包絡控制的、通信系統中的發射機136的一個實施方案的方框圖。這個發射機的實施方案非常類似於圖2所示的發射機的實施方案。主要的差別是時間包絡估值器707。其他的部件不在這裡詳細討論，因為它們的運行基本上是與以上結合圖2描述的相同的。
參照圖11，時間包絡估值器707從分析濾波器庫705接收輸入信號的頻域代表，該輸入信號由分析濾波器庫分析而得出輸入信號的時間包絡的估值。優選地，低於約500Hz的頻譜分量或者從頻域代表被排除，或者被衰減，以使得它們對於估值時間包絡的處理過程沒有重大的影響。時間包絡估值器707通過對於估值的時間包絡的頻域代表和輸入信號的頻域代表進行去卷積而得出輸入信號的時間平坦的版本的頻域代表，這個去卷積可以通過用估值的時間包絡的頻域代表的倒數卷積輸入信號的頻域代表而完成。輸入信號的時間平坦的版本的頻域代表被傳送到濾波器715，基帶信號分析器710，和頻譜包絡估值器720。估值的時間包絡的頻域代表的說明被傳送到信號格式化器725，用於組裝成輸出信號，沿著通信信道140被傳送。
(b)時間包絡估值器時間包絡估值器707可以以多種方式實施。用於時間包絡估值器的一個實施方案的技術基礎可以通過公式2所示的線性系統進行說明y(t)＝h(t)·x(t)(2)其中y(t)＝要被發送的信號；h(t)＝要被發送的信號的時間包絡；點符號(.)表示乘法；以及x(t)＝信號y(t)的時間平坦的版本。
公式2可被重寫為Y[k]＝H[k]*X[k](3)其中Y[k]＝輸入信號y(t)的頻域代表；H[k]＝h(t)的頻域代表；星符號(*)表示卷積；以及X[k]＝x(t)的頻域代表。
參照圖11，信號y(t)是發射機136從路徑115接收的音頻信號。分析濾波器庫705提供信號y(t)的頻域代表Y[k]。時間包絡估值器707通過求解從X[k]和Y[k]的自回歸移動平均(ARMA)模型得到的方程組而得出信號的時間包絡h(t)的頻域代表H[k]的估值。關於ARMA模型的使用的附加信息可以從以下專著得出Proakis and Manolakis，「Digital Signal ProcessingPrinciples，Algorithms andApplications(數位訊號處理原理，算法和應用)」，MacMillanPublishing Co.，New York，1988。具體見pp.818-821。
在發射機136的優選實施方案中，濾波器庫705對於代表信號y(t)的樣本塊實施變換，提供頻域代表Y[k]，被安排在變換係數塊中。每個變換係數塊表示信號y(t)的短時間信號頻譜。頻域代表X[k]也被安排在變換係數塊中。頻域代表X[k]中每個係數塊代表假設為廣義平穩(WSS)的時間平坦的信號的樣本塊。還假設，在每個X代表塊中的係數是獨立分布的(ID)。給出這些假設後，信號可通過ARMA模型被表示為如下Y[k]+i=1LaiY[k-l]=q=0QbqX[k-q]---(4)]]>通過求解Y[k]的自相關函數，可以解方程4求出al和bqE{Y[k]Y[k-m]}=-i=1LaiE{Y[k-l]Y[k-m]}+q=0QbqE{X[k-q]Y[k-m]}---(5)]]>其中E{}表示期望值函數；L＝ARMA模型的自 部分的長度；Q＝ARMA模型的移動平均部分的長度。
方程5可被重寫為RYY[m]=-i=1LaiRYY[m-l]+q=0QbqRXY[m-q]---(6)]]>其中RYY[n]表示Y[n]的自相關函數；以及RXY[n]表示Y[n]和X[n]的互相關函數。
如果我們進一步假設由H[k]代表的線性系統僅僅是自回歸的，則方程6的右面的第二項等於X[k]的方差。方程6然後可被重寫為 通過求逆以下的線性方程組，可求解方程7 給出這個基礎知識後，現在有可能描述使用頻域技術的時間包絡估值器的一個實施方案。在這個實施方案中，時間包絡估值器707接收輸入信號y(t)的頻域代表Y[k]和計算自相關序列RXX[m]，對於-L≤m≤L。這些數值被使用來構建公式8中顯示的矩陣。然後對矩陣求逆，解出係數ai。因為公式8中的矩陣是Toeplitz的，它可以通過Levinson-Durbin算法求逆。對於信息可參閱Proakis and Manolakis，pp.458-462。
通過矩陣求逆，得到的方程組不能直接解出，因為X[k]的方差2X是未知的；然而，對於某些適宜的方差，諸如數值1，方程組可以求解。一旦對於這個適宜的數值被解出，方程組就產生一組非歸一化的係數{a』0，...a』L}。這些係數是非歸一化的，因為方程是對於適宜的方差求解的。通過把每個係數除以第一非歸一化係數值，係數可被歸一化，它可被表示為ai=aia0]]>對於0＜i≤L(9)方程可以從以下公式得出X2=1a0---(10)]]>歸一化係數組{1，a1，...，aL}代表平坦的濾波器FF的零，它們可以用輸入信號y(t)的頻域代表進行卷積，得到輸入信號的時間平坦的版本x(t)的頻域代表。歸一化係數組代表重建的濾波器FR的極點，得到該平坦信號的頻域代表，具有基本上等於輸入信號y(t)的時間包絡的修正的時間形狀。
時間包絡估值器707用從濾波器庫705接收的頻域代表Y[k]對平坦的濾波器FF進行卷積，以及把時間平坦的結構傳送到濾波器715，基帶信號分析器710，和頻譜包絡估值器720。在平坦濾波器FF中的係數的說明被傳送到信號格式化器725，用於組裝成輸出信號，沿路徑140傳送。
(c)接收機圖12顯示通過使用頻域技術提供時間包絡控制的、通信系統中的接收機142的一個實施方案的方框圖。這個接收機的實施方案非常類似於圖4所示的接收機的實施方案。主要的差別是時間包絡再生器807。其他的部件不在這裡詳細討論，因為它們的運行基本上是與以上結合圖4描述的相同的。
參照圖12，時間包絡再生器807從去格式化器805接收估值的時間包絡的說明，它是用重建的信號的頻域代表進行卷積。從卷積得出的結果被傳送到合成濾波器庫825，它提供沿著路徑145的輸出信號，它們在感覺上與由發射機136從路徑115接收的原先的輸入信號是很難區分的或接近很難區分的。
時間包絡再生器807可以以多種方式實施。在與以上討論的包絡估值器的實施方案相兼容的實施方案中，去格式化器805提供代表重建濾波器FR的極點的一組係數，它是與重建的信號的頻域代表進行卷積。
(d)替換實施方案替換實施方案是可能的。在用於發射機136的替換例中，從濾波器庫705接收的頻域代表的頻譜分量被分組為子頻帶。表I所示的子頻帶組是一個適當的例子。等於每個子頻帶得出一個平坦濾波器FF，把它與每個子頻帶的頻域代表進行卷積，以使得它在時間上平坦化。信號格式化器725把每個子頻帶的估值的時間包絡的標識組裝成輸出信號。接收機142接收每個子頻帶的估值的時間包絡，得出每個子頻帶的適當的再生濾波器FR，以及把它與在重建的信號中的相應的子頻帶的頻域代表進行卷積。
在另一個替換例中，多組係數{Ci}j被存儲在表中。對於輸入信號，計算用於平坦濾波器FF的係數{1，a1，...，aL}，以及把計算的係數與被存儲在表中的多組係數的每組係數進行比較。選擇表中的、似乎最接近於計算的係數的組{Ci}j，以及被使用來使得輸入信號平坦化。從表中選擇的該組{Ci}j的標識被傳送到信號格式化器725，被組裝成輸出信號。接收機142接收該組{Ci}j的標識，查詢存儲的係數組的表以得出適當的係數組{Ci}j，得出相應於該係數的再生濾波器FR，以及把該濾波器與重建的信號的頻域代表進行卷積。這個替換例也可以應用於以上討論的子頻帶。
用來選擇表中的一組係數的一個方法是在L維空間中規定具有等於輸入信號或輸入信號的子頻帶的的計算的係數(a1，...，aL)的、歐幾裡得坐標的一個目標點。被存儲在表中的每個組規定L維空間的各個點。其相關的點具有離目標點最短的歐幾裡得距離的、被存儲在表中的組被認為最接近於計算的係數。如果該表例如存儲256組係數，則8比特數被傳送到信號格式化器725，以識別選擇的係數組。
F.實施方案本發明可以以各種各樣的方式實施。可以按需要使用模擬和數位技術。各個方面例如可以通過分立的電子元件，集成電路，可編程邏輯陣列，ASIC，和其他類型的電子元件，以及通過執行指令的程序的設備來實施。指令的程序可以通過基本上任何設備可讀的媒體，諸如磁和光存儲媒體，只讀存儲器和可編程存儲器來傳送。
權利要求
1.一種用於產生重建信號的方法，所述方法包括接收包含代表從音頻信號導出的基帶信號和估計的頻譜包絡的數據的信號；從所述數據獲得所述基帶信號的頻域代表，所述頻域代表包括基帶頻譜分量；通過對於各單獨子頻帶，以循環方式將最低頻率基帶頻譜分量拷貝到相應子頻帶的下邊緣並繼續拷貝所述基帶頻譜分量，以完成該相應子頻帶的變換，從而獲得包括再生頻譜分量的再生信號；及獲得相應於基帶頻譜分量、再生頻譜分量和估計的頻譜包絡的組合的重建的信號的時域代表。
2.根據權利要求1的方法，其中獲得所述重建信號的時域代表以代表重建信號的在長度上變化的分段。
3.根據權利要求1的方法，包括應用時域混疊抵消合成變換以獲得所述重建信號的時域代表。
4.根據權利要求1的方法，包括通過改變拷貝哪些頻譜分量或通過改變拷貝頻譜分量的頻率量，調整所述頻譜分量的拷貝。
5.根據權利要求1-4中的任一個的方法，其中在所接收的信號中包含的所述數據還代表從音頻信號的噪聲內容的度量中導出的噪聲混淆參數，所述方法還包括根據估計出的頻譜包絡和噪聲混淆參數調節所述再生的頻譜分量的幅度。
全文摘要
通過發送或記錄具有估值的頻譜包絡和從信號的像噪聲那樣的質量的度量得出的噪聲混淆參數的信號的基帶，音頻信號可以更加有效地傳送。信號是通過把基帶信號的頻譜分量變換到基帶以外的頻率，調節再生分量的相位以保持相位相關性，按照估值的頻譜包絡調節頻譜形狀，以及按照噪聲混淆參數加上噪聲，而被重建的。優選地，發送的或記錄的信號也包括被使用來調節重建信號的時間形狀的估值的時間包絡。
文檔編號G10L11/00GK101093670SQ200710137399
公開日2007年12月26日 申請日期2003年3月21日 優先權日2002年3月28日
發明者麥可·M·杜魯門, 馬克·S·文頓 申請人:杜比實驗室特許公司