磁性軸承裝置及真空泵的製作方法

2023-07-30 07:52:41

磁性軸承裝置及真空泵的製作方法
【專利摘要】本發明是關於一種磁性軸承裝置及真空泵，可實現磁性軸承控制中的移位信息的信噪比提升。磁性軸承裝置包括：正弦波離散值生成部，生成正弦波離散值；數模轉換器，對正弦波離散值進行數模轉換而生成載波信號；傳感器，根據轉子軸的支撐位置來對載波信號進行調製並輸出調製波信號；模數轉換器，以滿足fc＝(n+1/2)·fs(n為0以上的整數)的取樣頻率(fs)，且以與正弦波離散值同步的規定時序(最大波峰位置附近及最小波峰位置附近)，對調製波信號進行模數轉換；及解調運算部，基於最大波峰位置附近的數據值(d1)及最小波峰位置附近的數據值(d2)，而輸出通過d3＝(d1-d2)/2而計算出的值(d3)作為解調運算結果。
【專利說明】磁性軸承裝置及真空泵
【技術領域】
[0001]本發明涉及一種磁性軸承(magnetic bearing)裝置、及具備磁性軸承裝置的真空泵(pump)。
【背景技術】
[0002]如磁性軸承型渦輪(turbo)分子泵般在利用磁性軸承裝置非接觸支撐旋轉體(轉子(rotor))的裝置中，為了使轉子懸浮維持在規定的目標位置，而基於轉子的懸浮位置與目標位置的偏差(移位)，實時(real time)地反饋控制(feedback control)電磁鐵的磁吸引力(電磁鐵電流)。
[0003]關於移位的檢測，利用專用的移位傳感器進行檢測的方式佔主流，但近年來，為了小型化、低價格化及提升可靠性，無傳感器型(sensorless type)(自傳感型(self sensingtype))的裝置正在實用化，該裝置省略專用傳感器，並且使產生懸浮控制力的電磁鐵不僅具有現有的致動器(actuator)功能,也兼具傳感(sensing)功能(電感(inductance)方式)。
[0004]電感方式中，對專用傳感器或電磁鐵線圈(coil)施加高頻載波(傳感器載波(sensor carrier)),利用因懸浮間隙(gap)所引起的電感變化對傳感器載波進行振幅調製，並對其進行解調，由此獲得懸浮間隙信號(移位信號)。在解調處理時，多考慮有應用數字(digital)技術而利用模數(Analog to Digital, AD)轉換器(converter)對調製波信號進行同步取樣(sampling)來獲取的方式，即無需導致產生延遲的平滑處理的直接(direct)方式。關於直接方式的傳感，例如已知有專利文獻I?專利文獻3中記載的技術。
[0005]專利文獻I中記載的技術為具備專用傳感器的構成，將對調製波信號進行取樣時的傳感器載波頻率fc與取樣頻率fs的關係設為fs = 2fc或fs = fc/n (η為自然數)。由於對專用傳感器僅施加傳感器載波信號電壓，因此通常信號的信噪比(Signal to Noiseratio, S/N)良好。然而，例如在如為了使搭載有磁性軸承的裝置小型化而將電磁鐵與專用傳感器配置得極其接近等般、因對電磁鐵進行激磁的控制電流而產生的磁通對專用傳感器線圈的信號產生影響的情況下，擔憂因磁通的影響而導致在利用轉子移位而調製的信號成分中混入控制電流成分(噪聲(noise)成分)。
[0006]因此，通常利用設置在模數轉換器前的帶通濾波器(band-pass filter)(以傳感器載波頻率fc為中心的帶通濾波器)而過濾大部分噪聲成分，但為了完全去除噪聲成分，必須使帶通濾波器的Q值進一步變大而窄頻帶化。然而，如果使帶通濾波器窄頻帶化，則解調的移位信號會自原本的信號大幅延遲而導致磁性軸承控制本身惡化，所以應用時存在限度。因此，模數轉換器的輸入信號中會殘留噪聲成分，也會在解調信號中產生噪聲的影響。因此，在解調的轉子移位信號中，會混入實際上未移位(振動)的振動成分，直接反饋其移位信息而進行懸浮控制。其結果，存在轉子因噪聲成分而強制振動，其反作用力傳遞至定子(stator)側而成為裝置產生振動的原因的情況。
[0007]專利文獻2中記載的技術涉及專用傳感器及無傳感器這兩種類型。關於具有專用傳感器的類型，利用數字處理產生在fs = 2fc的條件下的每個取樣時間使碼反轉而得的方波信號，並自數模(Digital to Signal, DA)轉換器輸出，將該方波信號設為傳感器載波信號而利用傳感器以移位信號(轉子移位)進行調製，使其調製波以相同頻率fs( = 2fc)與波峰時序(peak timing)同步而獲取。在解調處理中，使利用模數轉換器獲取的信號數據在每一次取樣均碼反轉(在傳感器載波的最小波峰時碼反轉)來進行處理，因此與專利文獻I中記載的發明的情況同樣地存在產生振動的問題。
[0008]另外，在無傳感器類型的情況下，將傳感器載波信號重疊在電磁鐵驅動電流信號而自數模轉換器輸出，經由功率放大器(power amplifier)而對電磁鐵進行激磁。在電磁鐵線圈中對重疊的傳感器載波信號進行振幅調製。因此，提取包含移位信號成分的振幅調製信號，與具有專用傳感器的情況同樣地進行與傳感器載波同步的解調處理。然而，在無傳感器類型的情況下，代替專用傳感器而利用電磁鐵傳感移位信號，因此不僅重疊的傳感器載波信號的調製信號，控制電流信號也以同等以上的信號電平(level)混合。因此，混入在振幅調製信號中的控制電流成分(噪聲成分)變得比專用傳感器類型的情況更多。
[0009]專利文獻3中記載的技術涉及無傳感器類型，使傳感用傳感器載波成分重疊在對電磁鐵進行激磁的驅動電流。基本的信號處理與專利文獻2中記載的技術相同，但在以下方面不同。即，以逆相位關係對以夾持轉子的方式對向而相向的一對電磁鐵的各者施加重疊的傳感器載波(載波)。由此，可自控制電流成分高效率地分離並提取包含移位信號成分的振幅調製信號。然而，因與專利文獻2的無傳感器類型的情況相同的原因，存在噪聲混入移位調製信號的問題。
[0010][【背景技術】文獻]
[0011][專利文獻]
[0012][專利文獻I]日本專利特開2006-308074號公報
[0013][專利文獻2]日本專利特開2000-60169號公報
[0014][專利文獻3]日本專利特開2001-177919號公報

【發明內容】

[0015]本發明的目的在於提供一種磁性軸承裝置及真空泵，可實現磁性軸承控制中的移位信息的S/N比提升
[0016]本發明的目的是採用以下技術方案來實現的。本發明的優選的實施方式中的磁性軸承裝置是利用電磁鐵而非接觸支撐被支撐體，且包括:正弦波離散值生成部，通過數字運算處理而生成正弦波離散值；載波生成部，基於正弦波離散值而生成載波信號；移位檢測部，根據被支撐體的支撐位置來對載波信號進行調製並輸出調製波信號；模數轉換部，當將載波信號的頻率設為fc時，以滿足fc = (n+1/2) *fs(其中，η為O以上的整數)的取樣頻率fs，且以與正弦波離散值同步的規定時序，將調製波信號模數轉換為數位訊號；解調運算部，基於模數轉換後的數位訊號進行解調運算；及控制部，基於解調運算部的解調運算結果而控制電磁鐵的電流，從而控制被支撐體的支撐位置；且規定時序為取樣時序成為載波信號的最大波峰位置附近的時序及成為最小波峰位置附近的時序，解調運算部在將於最大波峰位置附近取樣的數位訊號的數據值設為dl，且將在最小波峰位置附近取樣的數位訊號的數據值設為d2時，輸出通過d3 = (dl-d2)/2而計算出的值d3作為解調運算結果。[0017]本發明的目的還可採用以下技術措施進一步實現。
[0018]前述的磁性軸承裝置，其中所述最大波峰位置附近設定為以所述最大波峰位置為中心的載波周期(Ι/fc)的1/4周期的相位範圍，且所述最小波峰位置附近設定為以所述最小波峰位置為中心的載波周期(Ι/fc)的1/4周期的相位範圍。
[0019]前述的磁性軸承裝置，其中所述解調運算部在每次取樣所述數據值dl、所述數據值d2時，輸出基於利用該取樣而獲得的數據值、與利用其之前的取樣而獲得的數據值的所述值d3。
[0020]前述的磁性軸承裝置，其中所述解調運算部在每次取樣所述數據值dl、所述數據值d2中的任一者時，輸出基於利用該取樣而獲得的數據值、與利用其之前的取樣而獲得的數據值的所述值d3。本發明的目的還採用以下技術方案來實現的。本發明的優選的另一實施方式中的磁性軸承裝置包括:一對電磁鐵，設置在多個控制軸的各者，且相對於旋轉軸而對向配置；載波生成部，生成用以偵測旋轉軸的懸浮位置變化的載波信號；多個激磁放大器，基於重疊有載波信號的電磁鐵控制信號來控制施加至各電磁鐵的電壓，而將電磁鐵電流供給至電磁鐵的各者；多個電流傳感器，檢測電磁鐵電流；調製波信號生成部，基於與對向配置的一對電磁鐵相對應地設置的一對電流傳感器的檢測信號，而生成包含懸浮位置變化信息的調製波信號；模數轉換部，當將載波信號的頻率設為fc時，以滿足fc =(n+1/2) *fs(其中，η為O以上的整數)的取樣頻率fs，且以與載波信號同步的規定時序，將調製波信號模數轉換為數位訊號；解調運算部，基於模數轉換後的數位訊號進行解調運算；控制部，基於解調運算部的解調運算結果而生成電磁鐵控制信號，從而控制旋轉軸的懸浮位置；且規定時序為取樣時序成為載波信號的最大波峰位置附近的時序及成為最小波峰位置附近的時序，解調運算部在將於最大波峰位置附近取樣的數位訊號的數據值設為dl，且將在最小波峰位置附近取樣的數位訊號的數據值設為d2時，輸出通過d3 = (dl-d2)/2而計算出的值d3作為解調運算結果。
[0021 ] 本發明的目的還可採用以下技術措施進一步實現。
[0022]前述的磁性軸承裝置，其中所述最大波峰位置附近設定為以最大波峰位置為中心的載波周期(Ι/fc)的1/4周期的相位範圍，最小波峰位置附近設定為以最小波峰位置為中心的載波周期(Ι/fc)的1/4周期的相位範圍。
[0023]前述的磁性軸承裝置，其中所述解調運算部在每次取樣數據值dl、數據值d2時，輸出基於利用該取樣而獲得的數據值、與利用其之前的取樣而獲得的數據值的所述值d3。
[0024]前述的磁性軸承裝置，其中所述解調運算部在每次取樣數據值dl、d2中的任一者時，輸出基於利用該取樣而獲得的數據值、與利用其之前的取樣而獲得的數據值的值d3。
[0025]本發明的目的又採用以下技術方案來實現的。本發明的優選的實施方式中的真空泵包括:泵轉子，形成有排氣功能部；電動機，旋轉驅動泵轉子；及磁性軸承裝置，磁懸浮支撐泵轉子的旋轉軸。
[0026]藉由上述技術方案，本發明的磁性軸承裝置及真空泵至少具有下列優點及有益效果:根據本發明，可實現磁性軸承控制中的移位信息的S/N比提升。
[0027]上述說明僅是本發明技術方案的概述，為了能夠更清楚了解本發明的技術手段，而可依照說明書的內容予以實施，並且為了讓本發明的上述和其他目的、特徵和優點能夠更明顯易懂，以下特舉較佳實施例，並配合附圖，詳細說明如下。【專利附圖】

【附圖說明】
[0028]圖1是表示具備移位傳感器方式的磁性軸承裝置的磁性軸承型渦輪分子泵的概略構成的圖。
[0029]圖2是表示控制單元(control unit)的概略構成的方框圖。
[0030]圖3是表示五軸控制型磁性軸承的構成的方框圖。
[0031 ]圖4是表示激磁放大器36的構成的圖。
[0032]圖5是詳細地表示傳感器7Ix~傳感器73與傳感器電路33a~傳感器電路33e的圖。
[0033]圖6是表示與軸向(axial)傳感器73相關的控制區塊的一例的圖。
[0034]圖7的(a)、(b)、(c)、(d)、(e)是表示信號波形的一例的圖。
[0035]圖8 (a)、圖8 (b)是定性地表示取樣及解調處理的圖。
[0036]圖9 (a)、圖9 (b)是表示取樣及解調處理的另一例的圖。
[0037]圖10(a)、圖10(b)是表示取樣及解調處理的另一例的圖。
[0038]圖11是說明取樣時序的圖。
[0039]圖12是表示五軸控制型磁性軸承的構成的另一例的方框圖。
[0040]圖13是表示無傳感器方式的磁性軸承型渦輪分子泵的控制單元的概略構成的方框圖。
[0041]圖14是說明無傳感器方式的情況的控制部44的磁性軸承控制的方框圖。
[0042]圖15是表示各階段(a)~階段(g)中的信號波形的一例的圖。
[0043]圖16是表示無傳感器方式的情況下的另一構成的圖。
[0044]【主要元件符號說明】
[0045]3:轉子3a:旋轉葉片
[0046]3b:圓筒部4:轉子軸
[0047]4a:推力盤20:基座
[0048]21:泵外殼21a:進氣口
[0049]21c:固定凸緣22:固定葉片
[0050]23:墊圈24:螺杆定子
[0051]25:排氣埤26a、26b:機械軸承
[0052]27:電動機28:旋轉傳感器
[0053]29:傳感器靶30:數字控制電路
[0054]31、35、413p、413m:數模轉換器
[0055]32、205:濾波器
[0056]33、33a~33e:傳感器電路
[0057]34、34A、34B、400、400p、400m:模數轉換器
[0058]36、36p、36m:激磁放大器
[0059]37A~37E、204:相位偏移電路
[0060]40:直流電電源41:逆變器
[0061]44:控制部51~53:磁性軸承[0062]51χ:Χ1軸電磁鐵51y:Yl軸電磁鐵
[0063]52x:X2軸電磁鐵52y:Y2軸電磁鐵 [0064]53ζ:電磁鐵71、72:徑向傳感器
[0065]7Ix:X1軸傳感器7Iy:Y1軸傳感器
[0066]72x:X2軸傳感器
[0067]72y:Y2軸傳感器73:軸向傳感器
[0068]101Α、101Β:電流傳感器 202:增益調整部
[0069]203:差動放大器301:脈寬調製控制信號
[0070]302:電流信號303:脈寬調製閘極驅動信號
[0071]304:電磁鐵電流信號305:傳感器載波信號
[0072]306:傳感器信號310、406:解調運算部
[0073]311:控制運算部312:相位偏移運算部
[0074]313:正弦波離散值生成部 401p、401m:閘極信號生成部
[0075]403p、403m:低通濾波器405:帶通濾波器
[0076]406:解調運算部407:磁懸浮控制器
[0077]409P、409m:信號處理運算部 410p、410m:放大器控制器
[0078]411:傳感器載波生成電路412p、412m:脈寬調製運算部
[0079]414:加法部500:磁性軸承電磁鐵
[0080]chlch5:輸入部d:固定值
[0081]dl、d2:數據值d3:運算結果
[0082]fc:載波頻率fs:取樣頻率
[0083]ib:偏壓電流ic、icp、icm:懸浮控制電流
[0084]is、isp、ism:傳感器載波成分
[0085]r:噪聲成分D10、D11: 二極體
[0086]Ip、Im:電流Ml、M2、M3、M4:取樣點
[0087]S11、S12、S13、S14:最大波峰時序
[0088]S21、S22、S23、S24:最小波峰時序
[0089]S31、S32、S33、S34、S35、S36、S37、S38:輸出時序
[0090]SW10、SW11:開關元件Tc:載波周期
[0091]W:振動波形
【具體實施方式】
[0092]為更進一步闡述本發明為達成預定發明目的所採取的技術手段及功效，以下結合附圖及較佳實施例，對依據本發明提出的一種磁性軸承裝置及真空泵的【具體實施方式】、結構、特徵及其功效，詳細說明如後。
[0093]以下，參照附圖對用在本發明的實施方式進行說明。
[0094]-第I實施方式-
[0095]圖1是表示具備移位傳感器方式的磁性軸承裝置的磁性軸承型渦輪分子泵的概略構成的圖。渦輪分子泵包括泵單元1、及驅動控制泵單元I的控制單元。此外，在圖1中，省略控制單元的圖示。
[0096]轉子軸4是由徑向(radial)方向的磁性軸承51、52及軸向方向的磁性軸承53非接觸支撐。磁性軸承53是以在軸向夾持固定在轉子軸4的下部的推力盤(thrust disc) 4a的方式配置。轉子軸4的懸浮位置通過作為移位傳感器的徑向傳感器71、徑向傳感器72及軸向傳感器73而檢測。傳感器71?傳感器73使用在傳感器芯(sensor core)卷繞有線圈的構成的電感式移位傳感器。
[0097]通過磁性軸承而旋轉自如地磁懸浮的轉子3,通過電動機27高速旋轉驅動。電動機27使用無刷直流電動機(Brushless Direct Current Motor)等。此外,在圖1中，示意性地記載為電動機27，但更詳細而言，以符號27表示的部分構成電動機定子，在轉子軸4側設置有電動機轉子。
[0098]轉子3的旋轉通過旋轉傳感器28而檢測。在通過電動機27旋轉驅動的轉子軸4的下端設置有傳感器祀(sensor target) 29。傳感器祀29與轉子軸4 一體地旋轉。上述的軸向移位傳感器73及旋轉傳感器28配置在與傳感器靶29的下表面對向的位置。在磁性軸承未工作時，轉子軸4由緊急用的機械軸承(mechanical bearing) 26a、機械軸承26b支撐。
[0099]在轉子3形成有構成旋轉側排氣功能部的多級旋轉葉片3a與圓筒部3b。另一方面，在固定側設置有作為固定側排氣功能部的固定葉片22與螺杆定子(screw stator)24。多級固定葉片22與旋轉葉片3a相對於軸向而交替地配置。螺杆定子24隔開規定的間隙而設置在圓筒部3b的外周側。
[0100]各固定葉片22隔著墊圈(spacer ring) 23而載置在基座(base) 20上。當通過螺栓(bolt)將泵外殼(casing) 21的固定凸緣(flange) 21c固定在基座(base) 20時,疊層的墊圈23被夾持在基座20與泵外殼21之間，從而固定葉片22被定位。在基座20設置有排氣埤(port) 25,在該排氣埤25連接有增壓泵(back pump)。使轉子3—面磁懸浮一面通過電動機27高速旋轉驅動，由此進氣口 21a側的氣體分子向排氣埠25側排出。
[0101]圖2是表示控制單元的概略構成的方框圖。來自外部的交流電(alternatingcurrent,AC)輸入,通過設置在控制單元的直流電(direct current,DC)電源40而自交流轉換為直流。直流電電源40分別生成逆變器(inverter) 41用電源、激磁放大器36用電源、及控制部44用電源。
[0102]對電動機27供給電流的逆變器41具備多個開關(switching)元件。通過利用控制部44來控制這些開關元件的接通斷開(on off)，而驅動電動機27。
[0103]圖2所不的10個磁性軸承電磁鐵500表不設置在各磁性軸承51、磁性軸承52、磁性軸承53的磁性軸承電磁鐵。在圖1所示的渦輪分子泵使用的磁性軸承為五軸控制型磁性軸承，徑向的磁性軸承51、磁性軸承52分別為雙軸的磁性軸承,分別具備兩對(四個)磁性軸承電磁鐵500。另外，軸向的磁性軸承53為單軸磁性軸承，具備一對(兩個)磁性軸承電磁鐵500。對磁性軸承電磁鐵500供給電流的激磁放大器36設置在10個磁性軸承電磁鐵500的各者，在控制單元合計具備10個激磁放大器36。
[0104]控制電動機27的驅動及磁性軸承的驅動的控制部44，例如包含現場可編程門陣列(Field Programmable Gate Array, FPGA)等數字運算器及其周邊電路。關於電動機控制，自控制部44對逆變器41輸入用以對設置在逆變器41的多個開關元件進行接通斷開控制的脈寬調製(Pulse Width Modulation, PWM)控制信號301，自逆變器41對控制部44輸入與電動機27相關的相電壓及與相電流相關的信號302。關於磁性軸承控制，自控制部44對各激磁放大器36輸入用以對激磁放大器36所包含的開關元件進行接通斷開控制的脈寬調製閘極(gate)驅動信號303，自各激磁放大器36對控制部44輸入與各磁性軸承電磁鐵500相關的電磁鐵電流信號304。另外，自控制部44對各傳感器電路33輸入傳感器載波信號(載波信號)305，自各傳感器電路33對控制部44輸入通過移位來調製的傳感器信號306。
[0105]圖3是表示五軸控制型磁性軸承的構成的方框圖。在圖3中，數字控制電路30、數模轉換器31、濾波器(filter) 32、模數轉換器34(34A、34B)及數模轉換器35與圖2的控制部44相對應。徑向磁性軸承51具備Xl軸電磁鐵51x與Yl軸電磁鐵51y，徑向磁性軸承52具備X2軸電磁鐵52x與Y2軸電磁鐵52y。電磁鐵51x、電磁鐵51y、電磁鐵52x、電磁鐵52y分別包含夾持轉子4而對向的一個電磁鐵500 (參照圖2)。軸向磁性軸承53的電磁鐵53z包含一對磁性軸承電磁鐵500。另一方面，徑向傳感器71與Xl軸電磁鐵5Ix及Yl軸電磁鐵51y對應地具備Xl軸傳感器71x及Yl軸傳感器71y。同樣地，徑向傳感器72與X2軸電磁鐵52x及Y2軸電磁鐵52y對應地具備X2軸傳感器72x及Y2軸傳感器72y。
[0106]如上所述，徑向傳感器71(71x、71y)、徑向傳感器72(72x、72y)及軸向傳感器73為電感式的移位傳感器，利用因間隙移位的變化而產生的傳感器部阻抗(impedance)的變化，將間隙移位轉換為電信號。利用數模轉換器31而將利用數字控制電路30生成的頻率fc的傳感器載波信號轉換為模擬信號，並經由濾波器32而施加至各傳感器71x、傳感器71y、傳感器72x、傳感器72y及傳感器73。
[0107]對各傳感器71x、傳感器71y、傳感器72x、傳感器72y及傳感器73施加的傳感器載波信號(載波信號)，根據因間隙移位而產生的傳感器部阻抗變化而進行振幅調製。該已振幅調製的調製波信號(傳感器信號)經由各傳感器電路33a?傳感器電路33e而輸入至模數轉換器34A、模數轉換器34B。此外，Xl軸及X2軸的傳感器信號輸入至模數轉換器34A，Yl軸、Y2軸及Z軸的傳感器信號輸入至另一模數轉換器34B。來自各傳感器電路33a?傳感器電路33e的模擬信號通過模數轉換器34A、模數轉換器34B而依序轉換為數字值，並輸入至數字控制電路30。
[0108]在數字控制電路30中，基於預先存儲的磁懸浮控制常數與已轉換為數字值的位置信息而計算應流至各電磁鐵51x、電磁鐵51y、電磁鐵52x、電磁鐵52y、53的電磁鐵電流，並輸出電磁鐵電流控制信號。電磁鐵電流控制信號在通過數模轉換器35而轉換為模擬值後輸入至激磁放大器36。此外，在圖3中僅記載有一個激磁放大器36，但實際上如圖2所示，設置有與磁性軸承電磁鐵500的數量(10個)相當的數量的激磁放大器36，且自各激磁放大器36對各電磁鐵500供給電磁鐵電流。
[0109]圖4是表不與各磁性軸承電磁鐵500相對應地設置的激磁放大器36的構成的圖。激磁放大器36是將串聯連接開關元件與二極體(diode)者進而並聯連接兩個而成者。磁性軸承電磁鐵500連接在開關元件SWlO與二極體DlO的中間、和開關元件SWll與二極體Dll的中間之間。
[0110]開關元件SW10、開關元件SWll基於來自控制部44的脈寬調製閘極驅動信號303而進行接通斷開(導通、切斷)控制。開關元件SW10、開關元件SWll同時接通斷開，在兩者均接通的情況下電磁鐵電流如實線箭頭所示般流動，而在兩者皆斷開的情況下電磁鐵電流如虛線箭頭所示般流動。接通時的電流值利用電流傳感器IOlA測量，斷開時的電流值利用電流傳感器IOlB測量。在電流傳感器101A、電流傳感器IOlB使用例如分流電阻(shuntresistor)，且使用分流電阻的電壓作為電流檢測信號。
[0111]圖5是詳細地表示圖3中的各軸的傳感器71x?傳感器73與傳感器電路33a?傳感器電路33e的圖。徑向方向的Xl軸傳感器71χ、Υ1軸傳感器71y、X2軸傳感器72x、Y2軸傳感器72y成為相同構成,在來自一對傳感器的輸出信號之間獲取差分。另一方面，關於軸向傳感器73，來自傳感器的輸出信號在與使傳感器載波信號通過增益(gain)調整部202及相位偏移(shift)電路204所得的信號之間進行差分運算。
[0112]圖6是表示圖3、圖5所示的與軸向傳感器73(z軸向)相關的控制區塊的一例的圖。利用數字控制電路30的正弦波離散值生成部313生成的正弦波離散值通過數模轉換器31而轉換為模擬信號，並將該模擬信號輸出至濾波器32。輸出的傳感器載波信號中包含諧波而成為梯狀，因此通過利用包含低通濾波器(low pass filter)或帶通濾波器等的濾波器32進行濾波，而獲得平滑的傳感器載波信號。該傳感器載波信號通過電阻R而施加至串聯連接的傳感器73。自濾波器32輸出的傳感器載波信號Fcarrier (t)若將傳感器載波頻率設為fc則由下式⑴表示。
[0113]Fcarrier (t) = Asin (2 π fct)...(I)
[0114]施加至軸向傳感器73的該傳感器載波信號，通過根據轉子軸4的位置而變化的阻抗變化來進行振幅調製，而成為振幅調製波FAM(t)。此處，如果將位置信息信號設為Fsig (t)，則振幅調製波FAM(t)如下式(2)所示。此外，Φ為與傳感器載波信號的相位差。
[0115]FAM (t) = (A+Fsig (t)) sin (2 n fct+ Φ)...(2)
[0116]圖7的(a)、(b)、(c)、(d)、(e)是表示信號波形的一例的圖，圖7的(a)表示位置信息信號Fsig(t)，圖7的(b)表示傳感器載波信號(載波信號)Fcarrier(t)。當利用圖7的(a)的位置信息信號Fsig(t)對圖7的(b)的傳感器載波信號FcarrieHt)進行調製時，獲得如圖7的(c)所示的振幅調製波FAM(t)。該振幅調製波FAM(t)自移位傳感器73輸入至差動放大器203。
[0117]由下式(3)所表示的傳感器基準信號Fstd(L)與振幅調製波FAM(t) —同輸入至差動放大器203，這些信號的差分信號Fsub(t)是差動放大器203輸出。傳感器基準信號Fstd (t)是通過利用增益調整部202對載波信號FcarrieHt)進行增益調整，進而利用相位偏移電路204以成為與振幅調製波FAM(t)同相位的方式進行相位調整而形成。
[0118]Fstd (t) = Csin (2 π fct+Φ)...(3)
[0119]傳感器基準信號Fstd(t)成為如圖7的(d)所示的波形，下式(4)所示的差分信號Fsub(t)成為如圖7的(e)的波形。在濾波器205中對自差動放大器203輸出的差分信號Fsub(t)實施以載波頻率(carrier frequency) fc為中心頻率的帶通處理。
[0120]Fsub (t) = FAM (t)-Fstd ⑴
[0121]= (A+Fsig (t) -C) sin (2 π fct+ Φ)...(4)
[0122]如此，自濾波器205輸出的差分信號利用同步取樣而自模數轉換器34(34Α、34Β)獲取至數字控制電路30中。此時，基於利用正弦波離散值生成部313生成的正弦波離散值而進行取樣，但如果通過移位傳感器73而對載波信號進行調製則相位會偏移。因此，將利用相位偏移運算部312根據該偏移而使正弦波離散值進行相位偏移所得的值，輸入至模數轉換器34。其後，利用解調運算部310而進行下述的解調運算輸出d3的運算。將該運算結果輸入至控制運算部311，在控制運算部311中進行電磁鐵電流控制量的運算。
[0123]此外，在圖3中，自數模轉換器31輸出與模數轉換器34(34A、34B)同步地輸出的傳感器載波信號，但並不限定於此。例如，也能夠以數字的形式對傳感器載波正弦波信號暫時進行脈寬調製而以高/低(High/Low)信號的形式進行數字輸出，並利用模擬低通濾波器去除脈寬調製成分而獲得傳感器載波信號。
[0124]圖8(a)、圖8(b)是定性地表示取樣及解調處理的圖。圖8(a)表示本實施方式中的處理，圖8(b)表示現有的處理。在圖8(a)、圖8(b)中，振動波形W表示輸入至模數轉換器34的信號(傳感器信號)，r為噪聲成分。例如，在因電磁鐵電流產生的噪聲的情況下成為頻率比取樣頻率fs低的噪聲成分，此處，為了觀察定性影響而近似地設為直流噪聲。另外，考慮調製波也簡單地僅利用直流移位進行調製的情況。因此，噪聲成分r固定，輸入信號W的振幅也成為固定值d。即，輸入至模數轉換器34的信號如(直流調製)+ (直流噪聲)=dX sin (2 fc X t) +r 表不。
[0125]在本實施方式的情況下，當以同步取樣進行獲取時，根據fc = (n+1/2) Xfs的關係，以傳感器載波的最大波峰時序(Sll、S12、S13、S14、…)及最小波峰時序(S21、S22、S23、S24、…)進行獲取。此外，fc為載波頻率，fs為取樣頻率。圖8(a)所示的例表示fc=(n+1/2) Xfs中η = O的情況(fs = 2fc)。即，在載波頻率fc的情況下的一半的周期l/(2Xfc)(即兩倍的頻率2fc)的波峰時序進行取樣。此處，將以最大波峰時序(S11、S12、S13、S14、…)獲取的數據值設為dl( = d+r)，將以最小波峰時序(S21、S22、S23、S24、…)獲取的數據值設為d2( = -d+r)。
[0126]圖6的解調運算部 310基於以最大波峰時序Sll獲取的取樣數據值dl與以最小波峰時序S21獲取的取樣數據值d2，進行下式(5)所示的運算。圖8(a)、圖8(b)的箭頭S31~箭頭S34表示運算結果的輸出時序，在圖8(a)、圖8(b)所示的例中，輸出時序S31~輸出時序S34設定為與最小波峰時序S21~最小波峰時序S24相同的時序。基於最大波峰時序Sll及最小波峰時序S21的數據值dl、數據值d2的運算結果d3，在輸出時序S31 (與最小波峰時序S21相同的時序)下作為解調運算輸出而輸出。
[0127]d3 = (dl_d2)/2…(5)
[0128]同樣地，在輸出時序S32(與最小波峰時序S22相同的時序)下,基於最大波峰時序S12的取樣數據值dl與最小波峰時序S22的取樣數據值d2的值d3作為解調運算輸出而輸出。如上所述，在輸出時序(S33、S34、…)下,也輸出同樣的運算結果。輸出時序(S31、
532、S33、S34…)設定為分別與最小波峰時序(S21、S22、S23、S24、…)相同的時序。自式
(5)也可得知，在直流噪聲的情況下噪聲成分r被完全消除(cancel)。在圖8(a)所示的例中調製波是利用直流移位而產生者，因此解調運算輸出d3與振幅值d相等。
[0129]即，解調運算輸出d3在載波頻率fc(即周期Ι/fc)的信號波形的最小波峰時序(S21、S22、S23、S24、…)下輸出。此外，也可將解調運算輸出d3的輸出時序(S31、S32、
533、S34...)設定為與最大波峰時序(S11、S12、S13、S14、…)相同的時序。例如，在以最大波峰時序S12輸出解調運算輸出d3的情況下,基於最小波峰時序S21的數據值d2與最大波峰時序S12的數據值dl而計算解調運算輸出d3。[0130]另一方面，在圖8(b)中，與本實施方式不同，表示以fs = fc且以最小波峰時序進行獲取，並以最小波峰時序輸出解調運算處理d3的情況。在該情況下，輸出將取樣的數據值d2( = -d+r)進行正負反轉所得的值_d2( = d-r)作為解調運算輸出d3。即，因噪聲而產生的值r作為誤差而包含在解調運算輸出d3中。如此，因電磁鐵電流(控制電流)而產生的低頻率的混合噪聲也作為解調信號而被獲取。其結果，解調的轉子移位信號(移位信息)中仍然混入有實際上未移位(振動)的振動成分，反饋該轉子移位信號而進行磁懸浮控制，因此轉子會因噪聲成分而強制振動，其反作用力傳遞至泵外殼21而成為泵主體I振動的原因。
[0131]然而，在本實施方式中，當如上述般計算d3 = (dl_d2)/2時噪聲成分r幾乎被消除，因此可減少解調的轉子移位信號中所包含的噪聲，從而可防止泵振動。
[0132]在圖8(a)所示的例中，表示以fs = 2Xfc的取樣頻率fs對波峰值(最大波峰值及最小波峰值)進行取樣，且在周期Ι/fc的波峰時序輸出解調運算輸出d3的情況，但取樣時序及輸出時序並不限定於此。圖9(a)、圖9(b)是表示取樣周期與解調運算輸出d3的輸出周期相等的情況的圖。此外，在圖9(a)、圖9(b)中，設為噪聲成分r = O而表示輸入信號W，輸入信號W示為dX sin (2 Jifc X t)。
[0133]圖9(a)表示以fs = 2Xfc對波峰值進行取樣，並在與取樣周期相同的周期I/(2Xfc)的波峰時序輸出解調運算輸出d3的情況。通過以fs = 2Xfc進行波峰值的取樣，而獲取傳感器載波的最大波峰時序(S11、S12、S13、S14、…)的數據值dl及最小波峰時序(S21、S22、S23、S24、...)的數據值 d2。然後，以輸出時序(S31、S32、S33、S34、S35 …)輸出解調運算輸出(d3 = (dl-d2)/2)。第奇數個輸出時序(S31、S33、S35、S37、…)與最大波峰時序(S11、S12、S13、S14、…)為相同時序，第偶數個輸出時序(S32、S34、S36、S38…)與最小波峰時序(S21、S22、S23、S24、…)為相同時序。
[0134]例如，在以與最小波峰時序S21為相同時序的輸出時序S32輸出解調運算輸出d3的情況下，基於最大波峰時序Sll的數據值dl與最小波峰時序S21的數據值d2而計算解調運算輸出d3。另一方面,在以與最大波峰時序S12為相同時序的輸出時序S33輸出解調運算輸出d3的情況下，基於最大波峰時序S12的數據值dl與最小波峰時序S21的數據值d2而計算解調運算輸出d3。即，基於最近獲取的2個數據值dl、數據值d2而計算解調運算輸出d3。
[0135]圖9(b)表示在fc = (n+1/2) Xfs中設為η = I的情況。在圖9(b)中，以fs =(2/3) Xfc對波峰值進行取樣，在與取樣周期相同的周期1/((2/3) Xfc)的波峰時序輸出解調運算輸出d3。即，在載波頻率fc的三個周期中以兩次的頻率進行取樣，獲取最大波峰時序的數據值dl與最小波峰時序的數據值d2。然後，以取得數據值dl、數據值d2的時序輸出解調運算輸出d3。
[0136]例如，以與最小波峰時序S21為相同時序的輸出時序S32，基於最大波峰時序Sll的數據值dl與最小波峰時序S21的數據值d2而輸出解調運算輸出d3。另外，以與最大波峰時序S12為相同時序的輸出時序S33，基於最大波峰時序S12的數據值dl與最小波峰時序S21的數據值d2而輸出解調運算輸出d3。
[0137]在圖10(a)所示的例中，以fs = 2 X fc對波峰值進行取樣，在周期Ι/fc的最小波峰時序輸出解調運算輸出d3。解調運算輸出d3是基於最近獲取的2個數據值dl、數據值d2而計算出。與圖9(a)所示的例進行比較，則解調運算輸出d3的輸出頻率成為1/2。因此，在圖10(a)所示的情況下實現運算負荷的減輕。另一方面，在圖9(a)的情況下，可去除傳感器信號中所包含的噪聲中的更高頻成分。
[0138]在圖10(b)所示的例中，以fs = (2/3) Xfc對波峰值進行取樣，在取樣周期的兩倍的周期l/(fc/3)的最小波峰時序輸出解調運算輸出d3。與圖9(b)所示的例進行比較，則解調運算輸出d3的輸出頻率成為1/2。因此，圖10(b)所示的情況實現運算負荷的減輕。
[0139]如圖8(a)、圖8(b)、及圖9(a)、圖9(b)、及圖10 (a)、圖10(b)所示，在本實施方式中，通過以fc = (n+1/2) Xfs的關係進行取樣，而交替地獲取傳感器載波的最大波峰時序的數據值dl與最小波峰時序的數據值d2。然後，通過基於在輸出時序的最近獲取的數據值dl、數據值d2而輸出解調運算輸出d3，而幾乎消除噪聲成分r。通過基於該運算結果d3控制電磁鐵電流，而可防止因噪聲而產生的泵振動。
[0140](關於五軸控制的說明)
[0141]此外，如圖3所示的五軸控制型的磁性軸承裝置般，在以相同頻率將同相位的載波施加至五軸全體的傳感器的情況下，在使用有相同構造的傳感器的軸彼此，輸入至模數轉換器34(34A、34B)的傳感器信號的載波成分成為同相位。在圖5所示的例中，徑向方向的Xl軸傳感器71χ、Υ1軸傳感器71y、X2軸傳感器72x、Y2軸傳感器72y成為相同的構成，在來自設置在對向位置的一對傳感器的輸出信號之間獲取差分。
[0142]另一方面，關於軸向方向的傳感器73,如上述般來自傳感器的輸出信號在與傳感器基準信號Fstd(t)之間進行差分運算。如此，由於在徑向方向與軸向方向的傳感方式不同，因此Xl軸、Yl軸、X2軸及Y2軸與Z軸的相位大不同的情況居多。
[0143]如此，關於Xl軸、Yl軸、X2軸及Y2軸，由於如圖5所示般為相同構造，因此成為將同相位的信號輸入至模數轉換器34(34A、34B)。關於輸入至設置在模數轉換器的多個輸入部中的一者的傳感器信號，在與傳感器載波的最大波峰位置及最小波峰位置同步地進行取樣的情況下，對於以同相位輸入至同一模數轉換器的其他輸入部的傳感器信號，僅可在自最大波峰位置及最小波峰位置偏離的位置進行取樣。因此，無法避免S/N比的降低。在圖3所示的例中，由於使用兩個模數轉換器34A、模數轉換器34B，因此如果在模數轉換器34A、模數轉換器34B的各輸入部chi中與最大波峰位置及最小波峰位置同步地進行取樣，則模數轉換器34A、模數轉換器34B的各輸入部ch2中的取樣時序會自最大波峰位置及最小波峰位置偏離。
[0144]此外，如上所述，Z軸信號的相位與Xl軸、Yl軸、X2軸及Y2軸信號的相位大不同，因此在輸入至輸入部chi的Yl軸信號與輸入至輸入部ch3的Z軸信號這兩者，可與最大波峰位置及最小波峰位置同步地進行取樣。
[0145]因此，以下使用圖11，對即便取樣時序偏離傳感器載波的最大波峰位置或最小波峰位置，也可極力抑制因該偏離而導致的S/N比降低的方法進行說明。圖11是表示與圖9(a)、圖9(b)所示的信號相同的輸入信號(傳感器信號)W的圖。在該方法中，通過在以傳感器載波的最大波峰位置及最小波峰位置為中心的規定相位範圍中進行取樣，而抑制S/N比的降低。此處將規定相位範圍設為載波周期Tc(= Ι/fc)的1/4以內、即以相位計為90deg以內。而且，在該範圍內進行兩次取樣。
[0146]此處，將以模數轉換器34A、模數轉換器34B的最高取樣速度進行取樣的情況下的I秒鐘的取樣次數設為Nsamp。在該情況下，成為一次取樣處理花費1/Ncamp秒。因此，若如圖11所示般以Tc > 4/Nsamp的方式設定載波周期Tc，則可在範圍Tc/4以內進行兩次取樣。
[0147]在圖11所示的例中，在夾著最大波峰位置而左右對稱的位置進行第I點Ml、第2點M2的取樣，進而在夾著最小波峰位置而對稱的位置對第3點M3、第4點M4進行取樣。然後，在模數轉換器34A中，將第奇數個取樣點(M1、M3)設為與Xl軸相關的取樣點，將第偶數個取樣點(M2、M4)設為與X2軸相關的取樣點。在模數轉換器34B的X2軸及Y2軸也進行相同的處理。
[0148]通過進行所述取樣，而可抑制信號電平的降低。於在範圍Tc/4以內進行兩次取樣的情況下，例如即便於在最遠離最大波峰位置、最小波峰位置的±45deg的位置進行取樣的情況下，也可將信號電平的減少抑制為自最大波峰位置、最小波峰位置的值d向d.sin(45deg) = 0.707d 的變化。
[0149]此外，也可如上所述具備2個模數轉換器34A、模數轉換器34B，代替進行如圖11的取樣處理而設為如圖12所示的構成。在圖12所示的例中，通過在傳感器71x?傳感器73的前級設置相位偏移電路37A?相位偏移電路37E，而使輸入至I個模數轉換器34的傳感器載波信號的相位偏移。
[0150]在圖12所示的方框圖中，將自濾波器32輸出的傳感器載波信號分別輸入至相位偏移電路37A?相位偏移電路37E。將利用相位偏移電路37A進行了相位偏移的傳感器載波信號輸入至Xl軸傳感器71x。同樣地，將利用相位偏移電路37B?相位偏移電路37E進行了相位偏移的各傳感器載波信號分別輸入至傳感器71y、傳感器72x、傳感器72y、傳感器73。相位偏移電路37A?相位偏移電路37E的相位偏移量，以可對輸入至模數轉換器34的各輸入部chi?輸入部ch5的傳感器信號，與傳感器載波的最大波峰位置及最小波峰位置同步地進行取樣的方式分別設定。
[0151]此外，在圖12所示的例中，設為在五軸全體設置相位偏移電路而相位調整最容易的構成，但並非必須設置在五軸全體。例如在Xl軸及Yl軸直接輸入自濾波器32輸出的傳感器載波信號，在X2軸及Y2軸輸入使用相位偏移電路而使相位僅偏移90deg的傳感器載波信號。關於Xl軸、Yl軸、X2軸及Y2軸，可與傳感器載波的最大波峰位置及最小波峰位置同步地進行取樣。
[0152]-第2實施方式-
[0153]在上述第I實施方式中，對具備移位傳感器方式的磁性軸承裝置的磁性軸承型渦輪分子泵進行了說明，在第2實施方式中，對具備除原本的軸支撐功能還具備位置傳感功能的磁性軸承裝置的磁性軸承型渦輪分子泵進行說明。以下，將具備位置傳感功能的自傳感方式的磁性軸承裝置稱為無傳感器方式的磁性軸承裝置。在具備無傳感器方式的磁性軸承裝置的磁性軸承型渦輪分子泵中，省略圖1所示的徑向傳感器71、徑向傳感器72及軸向傳感器73。
[0154]圖13是表示無傳感器方式的磁性軸承型渦輪分子泵的控制單元的概略構成的方框圖，且是與第I實施方式的圖2對應的圖。在具備無傳感器方式的磁性軸承裝置的磁性軸承型渦輪分子泵的情況下，省略移位傳感器用的傳感器電路，代替此，重疊有傳感用電流成分的電磁鐵電流供給至各磁性軸承電磁鐵500。[0155]圖14是控制部44中的磁性軸承控制的功能方框圖，且是表示控制軸五軸中的一軸(例如Xl軸)的圖。如上所述，在控制軸一軸設置有一對(P側及M側)的磁性軸承電磁鐵500,相對於各磁性軸承電磁鐵500分別設置有激磁放大器36 (36p、36m)。如圖4所不，在激磁放大器36設置有檢測電磁鐵電流的電流傳感器101A、電流傳感器101B，自10個激磁放大器36分別輸出電流檢測信號。
[0156]閘極信號生成部401p基於利用脈寬調製運算部412p生成的脈寬調製控制信號，而生成用以驅動P側的激磁放大器36p的開關元件的閘極驅動電壓(閘極信號)。同樣地，閘極信號生成部401m基於利用脈寬調製運算部412m生成的脈寬調製控制信號，而生成用以驅動M側的激磁放大器36m的開關元件的閘極信號。
[0157]當基於閘極信號對各激磁放大器36(36p、36m)的開關元件進行接通斷開控制時，對磁性軸承電磁鐵500的電磁鐵線圈施加電壓而流過電流Ip、Im。自P側的激磁放大器36p的電流傳感器101A、電流傳感器101B，輸出流至P側的磁性軸承電磁鐵500的電流Ip的電流檢測信號(以與電流相同的符號Ip表不)。另一方面，自M側的激磁放大器36m的電流傳感器101A、電流傳感器101B，輸出流至M側的磁性軸承電磁鐵500的電流Im的電流檢測信號(以與電流相同的符號Im表不)。
[0158]流至各磁性軸承電磁鐵500的電磁鐵電流如果按功能來劃分成分，則包含偏壓(bias)電流ib、懸浮控制電流ic (t)及位置檢測用傳感器載波成分的電流is (p側的isp、M側的i sm)。此處，流至對向的磁性軸承電磁鐵500的電磁鐵電流的各成分自磁懸浮控制的必要性及良好地檢測位置信號(移位信號)的必要性來說，以偏壓電流成為同符號，且懸浮控制電流及傳感器載波成分成為相反符號的方式構成。因此，電流Ip及Im如下式(6)表示。其中，在式(6)中isp與ism的振幅成為相反符號，因此isp及ism的係數為正(plus)。
[0159]Ip = ib+ic+isp
[0160]Im = ib—ic+ism...(6)
[0161]偏壓電流ib為直流或極低的頻帶，用作與作用在旋轉體的重力的平衡力、懸浮力的直線性改善、用以進行移位傳感的偏壓用。
[0162]懸浮控制電流ic是用作使轉子軸4懸浮在規定位置的控制力用的電流。懸浮控制電流ic根據懸浮位置的變動而變化，因此其頻帶成為自直流至IkHz級(order)。
[0163]傳感器載波成分is是用於轉子軸4的懸浮位置移位的檢測的電流成分。對於傳感器載波成分is，為了極力抑制懸浮控制力的影響，通常使用幾kHz~幾十kHz (IkHz < fc < 100kHz)的頻帶中的頻率。
[0164]通常，在產業用途的磁性軸承中，應用電壓控制型的脈寬調製放大器作為激磁放大器36(36p、36m)。即，通過控制施加在磁性軸承電磁鐵500的電磁鐵線圈的電壓，而進行電磁鐵電流的控制。因此，偏壓電流、懸浮控制電流及傳感器載波成分的符號的決定是利用電壓施加前的電壓控制信號來生成符號關係。
[0165]施加至電磁鐵線圈的電壓Vp、Vm中的傳感器載波成分vsp、傳感器載波成分vsm分別以逆相位施加， 因此如下式(7)所示。其中，ωο =為傳感器載波頻率。另外，t為時間，V為固定振幅值。
[0166]vsp = = -V X sin (ω c X t)
[0167]vsm = vX sin (ω cX t)…(7)[0168]如果轉子軸4與磁性軸承電磁鐵500之間的間隙(gap)大，則電磁鐵線圈的電感值變小，如果間隙小則電感值變大。因此，如果對向的電磁鐵線圈的一者的電感值變大，則另一者的電磁鐵線圈的電感值變小。即，可通過對向的電磁鐵線圈的電感變化而獲取間隙變化、即轉子軸4的移位信息。
[0169]關於對向的P側電磁鐵線圈及M側電磁鐵線圈的電感Lp、電感Lm，近似地成立下式(8)。此外，D為轉子軸4位於懸浮中心軸(懸浮目標位置)的情況下的間隙，式(8)中的d表示自懸浮目標位置的移位。A為常數。
[0170]I/Lp = AX (D-d)
[0171]1/Lm = AX (D+d)…(8)
[0172]此處，如果近似地忽略線圈電阻，則關於傳感器載波成分，施加至電磁鐵線圈的電壓與流過電磁鐵線圈的電流的關係可由下式(9)表示。
[0173]vsp = Lp Xd (isp)/dt
[0174]vsm = LmXd(ism)/dt...(9)
[0175]根據上述的式(J)、式⑶、式(9)，流過電磁鐵線圈的電流的傳感器載波成分isp、傳感器載波成分ism如下 式(10)所示。此外,B = VXA/ω0ο如此,傳感器載波成分isp、傳感器載波成分ism通過移位d的時間變化而進行振幅調製，因此若對其進行檢波則獲取移位信息。
[0176]isp = _vX sin (ω c X t_ π /2) / (ω c X Lp)
[0177]=-B (D_d) X sin (ω c X t_ π/2)
[0178]ism = vX sin (ω cX t_ π /2) / (ω cXLm)
[0179]= B (D+d) X sin (ω c X t_ π /2)...(10)
[0180]流過P側及M側的磁性軸承電磁鐵500的合計(total)的電流Ip、Im如下式(11)所示。
[0181]Ip = ib+ic-B (D-d) X sin (ω c X t_ π /2)
[0182]Im = ib-1c+B (D+d) X sin (ω c X t_ π /2)...(11)
[0183]如圖14所不，在激磁放大器36ρ、激磁放大器36m檢測出的電流信號Ip、電流信號Im,經由低通濾波器403p、低通濾波器403m而分別通過所對應的模數轉換器400p、模數轉換器400m來獲取。另外，通過低通濾波器403p、低通濾波器403m的電流信號Ip、電流信號Im利用加法部414進行相加，並自加法部414輸出和信號(Ip+Im)。其後，和信號(Ip+Im)經由以傳感器載波頻率fc為中心頻率的帶通濾波器405而輸入至模數轉換器400，並通過模數轉換器400來獲取。
[0184]模數轉換器400基於利用傳感器載波生成電路411生成的傳感器載波信號(傳感器載波成分)而以同步取樣獲取數據。然後，與第I實施方式的情況同樣地，對於傳感器載波信號的頻率fc，以滿足fc = (n+1/2) fs的取樣頻率fs且在最大波峰位置及最小波峰位置(或最大波峰位置附近及最小波峰位置附近)進行取樣。
[0185]通過模數轉換器400而獲取的和信號(Ip+Im)輸入至解調運算部406。然後，在解調運算部406中，基於通過取樣而獲取的最大波峰位置的數據值dl與最小波峰位置的數據值d2，運算解調運算輸出d3 = (dl-d2)/2。在磁懸浮控制器407中，基於來自解調運算部406的移位信息，並通過比例控制、積分控制及微分控制、相位修正等而生成懸浮控制電流設定。然後，在P側的控制中，使用自偏壓電流設定量減去懸浮控制電流設定而得者，在M側的控制中，使用在偏壓電流設定量加上懸浮控制電流設定而得者。
[0186]另一方面，通過模數轉換器400p、模數轉換器400m而獲取的電流檢測信號Ip、電流檢測信號Im分別輸入至所對應的信號處理運算部409P、信號處理運算部409m。信號處理運算部409P、信號處理運算部409m基於取樣數據而運算與有助於懸浮控制力的電流成分(偏壓電流ib、懸浮控制電流ic)相關的信息。例如，在模數轉換器400p、模數轉換器400m中以fs = fc進行獲取，對該獲取的信號數據在信號處理運算部409P、信號處理運算部409m中以頻率fs進行移動平均處理。
[0187]信號處理運算部409p的運算結果在通過放大器控制器410p之後，針對自偏壓電流設定量減去懸浮控制電流設定所得的結果進行減法處理。進而，針對該減法處理結果，減去來自傳感器載波生成電路411的傳感器載波成分(VXsin(CocXt))，基於該減法結果，在脈寬調製運算部412p中生成脈寬調製控制信號。閘極信號生成部401p基於利用脈寬調製運算部412p生成的脈寬調製控制信號而生成閘極驅動電壓(脈寬調製閘極信號)。
[0188]另外，信號處理運算部409m的運算結果在通過放大器控制器410m之後，針對使偏壓電流設定量加上懸浮控制電流設定所得的結果進行減法處理。進而，針對該減法處理結果，加上來自傳感器載波生成電路411的傳感器載波成分(vXsin(cocXt)),基於該相加結果，在脈寬調製運算部412m生成脈寬調製控制信號。閘極信號生成部401m基於利用脈寬調製運算部412m生成的脈寬調製控制信號而生成閘極驅動電壓。
[0189]此外，由於各軸的對向的磁性軸承電磁鐵500存在特性偏差、或直角方向軸(例如相對於Xl軸的Yi軸)間存在磁通的幹擾，因此懸浮控制電流ic不會成為均相同。尤其，認為隨著成為高頻率則不一致變大。考慮到該情況，單獨地將P側的懸浮控制電流示為icp、將M側的懸浮控制電流示為icm，則上述式(11)如下式(12)般表示。
[0190]Ip = ib+icp-B (D-d) X sin (ω c X t_ π /2)
[0191]Im = ib-1cm+B (D+d) X sin (ω c X t_ π /2)...(12)
[0192]通過電流/[目號Ip、電流/[目號Im的和運算而獲得的和/[目號(Ip+Im)可由下式(13)表示。此外，式(13)中的 Δ icpm 為 Aicpm= icp-1cm。
[0193]Ip+Im = 2X ib+ Δ icpm+2XBXdX sin (ω cX t_ π /2)...(13)
[0194]如上所述，和信號(Ip+Im)是經由以傳感器載波頻率fc為中心頻率的帶通濾波器405來輸入。然而，考慮到因濾波器而產生的信號延遲的影響，帶通濾波器405的窄頻帶化也自然存在極限。因此，即便使和信號(Ip+Im)通過帶通濾波器405，由重疊的控制電流成分所引起的噪聲也會殘留在模數轉換器400的輸入信號中。
[0195]因此，模數轉換器400與第I實施方式中的模數轉換器34(34A、34B)同樣地構成，且進行與圖8(a)、圖8(b)、及圖9(a)、圖9(b)、及圖10 (a)、圖10(b)所示的處理相同的取樣處理。而且，在解調運算部406中，基於通過取樣而獲取的最大波峰位置的數據值dl與最小波峰位置的數據值d2，而運算解調運算輸出d3 = (dl-d2)/2。
[0196]模數轉換器400的輸入信號為使式(13)所表示的信號(Ip+Im)通過帶通濾波器405所得的信號，理想的是除調製波信號以外均應被截止(cut)，但如上所述，因與在懸浮控制中必不可少的防止信號延遲的折衷而導致無法充分過濾。因此，在圖8 (a)、圖8 (b)、及圖9(a)、圖9(b)、及圖10(a)、圖10(b)中的定性說明中，為方便起見而將式(13)的信號設為模數轉換器400的輸入信號。
[0197]在式(13)中，可認為偏壓電流ib固定(直流)，在磁性軸承型渦輪分子泵的情況下，通常，懸浮控制電流ic為對移位信號進行比例-積分-微分(proportional-1ntegral-derivative,PID)運算所得的信號，因此Δ icpm的頻帶為自直流至與控制響應相關的2kHz左右的寬頻帶。另外，轉子移位(轉子軸4的移位)也依賴於轉子尺寸，但在通常的磁性軸承型渦輪分子泵中，通常在直流~IkHZ左右成為與懸浮控制電流ic的頻帶相等或比其窄的頻帶。與這些相比，傳感器載波頻率fc高而為IOkHz左右。因此，相對於傳感器載波頻率fc，懸浮控制電流ic及移位d的頻率低而為該傳感器載波頻率fc的1/10左右，相對於傳感器載波信號的變化，懸浮控制電流ic及移位緩慢地變化。
[0198]另一方面，由模數轉換器400獲取時的取樣頻率f S，相對於懸浮控制電流ic或移位d而頻率充分高，因此在相鄰的取樣時序,移位d及Λ icpm的值的變化量小，另外，偏壓電流ib固定。因此，圖8(a)、圖8(b)的最大波峰位置的數據值dl及最小波峰位置的數據值d2可如下式(14)般表示。其結果，與第I實施方式的情況同樣地，當自這些數據值dl、數據值d2計算解調運算輸出d3 = (dl-d2) /2時，成為d3 = d，因此通過使用解調運算輸出d3，也可將直流以外的交流成分包含在內來消除懸浮控制電流成分。
[0199]
dl N ib + Δ icpm + d
[0200]
d2 h ib + △ icpm - d …(14)
[0201]圖15是表示針對自圖14的加法部414輸出的信號的一連串處理的各階段(下述各階段(a)~階段(g))中的信號波形的一例的圖。此外，階段(d)、階段(e)、階段(g)的各信號波形為圖14的標註有符號(d)、符號(e)、符號(g)的部分的信號波形。此處，針對在對轉子軸4沿某軸向以500Hz振動的情況下的移位進行解調時，在電流信號階段混入有隨機噪聲(random noise)的情況,表示各階段(a)~階段(g)中的信號波形。
[0202]階段(a)的信號表示轉子軸4以500Hz強制振動時的移位。階段(b)的信號表示以階段(a)的移位來對傳感器載波信號(IOkHz)進行調製所得的調製波信號。階段(C)的信號表示混合於階段(b)的信號中的隨機噪聲成分。該隨機噪聲成分包含懸浮控制電流。
[0203]階段(d)的信號表示圖14的符號(d)的信號，且是階段(b)的信號加上階段(C)的信號所得的信號。階段(e)的信號表示圖14的符號(e)的信號，且是使階段(d)的信號通過帶通濾波器405而獲得的信號。帶通濾波器405是中心頻率為fc、且Q值=5的二次濾波器。
[0204]階段(f)的信號表示以與本實施方式不同的條件進行模數轉換器的獲取及解調運算的情況下的解調運算輸出。此處表示以fs = fc = IOkHz獲取最小波峰值，以fs = fc且以最小波峰時序進行解調運算輸出(圖8(b)中應用的取樣條件)所得的數據值。
[0205]階段(g)的信號表示圖14的符號(g)的信號，且是對階段(e)的信號應用本實施方式的模數轉換器400的獲取、及解調運算部406的運算處理的情況下的信號。此處表示以fs = 2fc = 20kHz獲取波峰值，以fs = fc且以最小波峰時序進行解調運算輸出(圖8 (a)中應用的取樣條件及輸出條件)所得的數據值。
[0206]在階段(f)、階段(g)的任一者的情況下，均獲得作為被調製波的500Hz的正弦波輸出作為解調輸出，但階段(f)的信號中，受隨機噪聲的影響而波形畸變(wave formaberration)多。與此相對,應用本發明的階段(g)的信號獲得接近500Hz的正弦波的波形。
[0207]在圖14所示的例中，設為至針對激磁放大器36p、激磁放大器36m的脈寬調製控制信號生成為止進行數字處理的構成，但也可如圖16所示般，設為自數模轉換器413p、數模轉換器413m輸出包含重疊有傳感器載波的偏壓電流的控制電流的構成。
[0208]在圖14的構成中，至脈寬調製控制信號生成為止進行數字處理，因此成為閘極信號的脈寬調製信號輸出為H/L的二值信號。因此，並不限定於現有的數模轉換器輸出，進行數字輸出的情況多。此外，在圖14的說明中，設為以fs = fc獲取電流信號Ip、電流信號Im，並以頻率fs對獲取信號數據進行移動平均處理的構成，但關於電流信號Ip、電流信號Im的獲取方法並不限定於此。
[0209]在上述的第2實施方式中，設為由模數轉換器400獲取和信號(Ip+Im)的構成，但並不限定於此，例如，本發明同樣地也可應用於將式(7)所示的VSp、VSm的符號變更為相同符號(兩者均為+V)而獲取差信號(Ip-1m)的構成。
[0210]如以上所說明般，上述的第I實施方式的磁性軸承裝置是由電磁鐵500非接觸支撐作為被支撐體的轉子軸4者，且包括:正弦波離散值生成部313，通過數字運算處理而生成正弦波離散值；數模轉換器31，對正弦波離散值進行數模轉換而生成載波信號；傳感器71?傳感器73，根據轉子軸4的支撐位置來對載波信號進行調製並輸出調製波信號；模數轉換部34a、模數轉換部34b，在將載波信號的頻率設為fc，且將取樣頻率設為fs時，以滿足fc= (n+1/2) *fs(其中，η為O以上的整數)的取樣頻率fs，且以與正弦波離散值同步的規定時序，將調製波信號模數轉換為數位訊號；解調運算部310，基於模數轉換後的數位訊號而進行解調運算；及控制部44，基於解調運算部310的解調運算結果來控制電磁鐵500的電流，而控制轉子軸4的支撐位置。
[0211]而且，規定時序設定為取樣時序成為載波信號的最大波峰位置附近的時序及成為最小波峰位置附近的時序，解調運算部310輸出基於在最大波峰位置附近取樣的數據值dl、及在最小波峰位置附近取樣的數據值d2並通過d3 = (dl-d2)/2而計算出的值d3作為
解調運算結果。
[0212]其結果，可減少解調運算結果d3中所包含的噪聲(因電磁鐵電流而引起的噪聲)，從而可實現磁性軸承控制中的移位信息(移位信號)的S/N比提升。另外，可防止反饋至懸浮控制的移位信息中混入電磁鐵電流控制的振動成分，從而可防止作為被支撐體的轉子軸4因噪聲成分而強制振動。
[0213]另外，在無傳感器式的磁性軸承裝置中，也以滿足fc = (n+1/2) *fs(其中，η為O以上的整數)的取樣頻率fs，且以與利用傳感器載波生成電路411生成的傳感器載波信號(載波信號)同步的規定時序，將調製波信號模數轉換為數位訊號，並且將規定時序設為取樣時序成為載波信號的最大波峰位置附近的時序、及成為最小波峰位置附近的時序，進而，將基於在最大波峰位置附近取樣的數據值dl、及在最小波峰位置附近取樣的數據值d2，並作為d3 = (dl-d2)/2來計算出的值d3設為解調運算結果，由此可實現磁性軸承控制中的移位信號的S/N比提升。
[0214]進而，如圖11所示，也可將最大波峰位置附近設定為以最大波峰位置為中心的載波周期(Ι/fc)的1/4周期的相位範圍，將最小波峰位置附近設定為以最小波峰位置為中心的載波周期(Ι/fc)的1/4周期的相位範圍。通過以所述方式進行設定，而針對輸入至同一模數轉換器的雙軸的輸入信號，可實現S/N比提升。
[0215]作為輸出值d3的時序，既可在每次取樣數據值dl、數據值d2時輸出，也可在每次取樣數據值dl、數據值d2中的任一者時輸出。
[0216]此外，以上的說明僅為一例，只要在不損害本發明的特徵的範圍內，本發明不受上述實施方式任何限定。例如，在上述的實施方式中以具有渦輪泵級與牽引泵(drag pump)級的渦輪分子泵為例進行了說明，但只要是利用磁性軸承裝置支撐旋轉體的構成的真空泵，則可同樣地應用。
[0217]以上所述，僅是本發明的較佳實施例而已，並非對本發明作任何形式上的限制，雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然而並非用以限定本發明，任何熟悉本專業的技術人員，在不脫離本發明技術方案範圍內，當可利用上述揭示的技術內容作出些許更動或修飾為等同變化的等效實施例，但凡是未脫離本發明技術方案的內容，依據本發明的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化與修飾，均仍屬於本發明技術方案的範圍內。
【權利要求】
1.一種磁性軸承裝置，由電磁鐵非接觸支撐被支撐體，其特徵在於包括: 正弦波離散值生成部，通過數字運算處理而生成正弦波離散值； 載波生成部，基於所述正弦波離散值而生成載波信號； 移位檢測部，根據所述被支撐體的支撐位置來對所述載波信號進行調製並輸出調製波信號; 模數轉換部，在將所述載波信號的頻率設為fc時，以滿足fc = (n+1/2).fs的取樣頻率fs，其中η為O以上的整數，且以與所述正弦波離散值同步的規定時序，將所述調製波信號模數轉換為數位訊號；及 解調運算部，基於模數轉換後的所述數位訊號而進行解調運算；及控制部，基於所述解調運算部的解調運算結果而控制所述電磁鐵的電流，從而控制所述被支撐體的支撐位置；且 所述規定時序是取樣時序成為所述載波信號的最大波峰位置附近時序及成為最小波峰位置附近的時序， 所述解調運算部在將於所述最大波峰位置附近取樣的所述數位訊號的數據值設為dl，且將在所述最小波峰位置附近取樣的所述數位訊號的數據值設為d2時，輸出通過d3 =(dl-d2)/2而計算出的值d3作為所述解調運算結果。
2.根據權利要求1所述的磁性軸承裝置，其特徵在於: 所述最大波峰位置附近設定為以所述最大波峰位置為中心的載波周期(Ι/fc)的1/4周期的相位範圍，且 所述最小波峰位置附近設定為以所述最小波峰位置為中心的載波周期(Ι/fc)的1/4周期的相位範圍。
3.根據權利要求1或2所述的磁性軸承裝置，其特徵在於: 所述解調運算部在每次取樣所述數據值dl、所述數據值d2時，輸出基於利用該取樣而獲得的數據值、與利用其之前的取樣而獲得的數據值的所述值d3。
4.根據權利要求1或2所述的磁性軸承裝置，其特徵在於: 所述解調運算部在 每次取樣所述數據值dl、所述數據值d2中的任一者時，輸出基於利用該取樣而獲得的數據值、與利用其之前的取樣而獲得的數據值的所述值d3。
5.一種磁性軸承裝置，其特徵在於包括: 一對電磁鐵，設置在多個控制軸的各者，且相對於旋轉軸而對向配置； 載波生成部，生成用以偵測所述旋轉軸的懸浮位置變化的載波信號； 多個激磁放大器，基於重疊有載波信號的電磁鐵控制信號來控制施加至所述各電磁鐵的電壓，而將電磁鐵電流供給至所述電磁鐵的各者； 多個電流傳感器，檢測所述電磁鐵電流； 調製波信號生成部，基於與所述對向配置的一對電磁鐵相對應地設置的一對所述電流傳感器的檢測信號，而生成包含懸浮位置變化信息的調製波信號； 模數轉換部，在將所述載波信號的頻率設為fc時，以滿足fc = (n+1/2) -fs的取樣頻率fs，其中η為O以上的整數，且以與所述載波信號同步的規定時序，將所述調製波信號模數轉換為數位訊號； 解調運算部，基於模數轉換後的所述數位訊號來進行解調運算；及控制部，基於所述解調運算部的解調運算結果而生成所述電磁鐵控制信號，從而控制所述旋轉軸的懸浮位置；且 所述規定時序為取樣時序成為所述載波信號的最大波峰位置附近的時序及成為最小波峰位置附近的時序， 所述解調運算部在將於最大波峰位置附近取樣的所述數位訊號的數據值設為dl，且將在最小波峰位置附近取樣的所述數位訊號的數據值設為d2時，輸出通過d3 = (dl-d2)/2而計算出的值d3作為所述解調運算結果。
6.根據權利要求5所述的磁性軸承裝置，其特徵在於: 所述最大波峰位置附近設定為以所述最大波峰位置為中心的載波周期(Ι/fc)的1/4周期的相位範圍，且 所述最小波峰位置附近設定為以所述最小波峰位置為中心的載波周期(Ι/fc)的1/4周期的相位範圍。
7.根據權利要求5或6所述的磁性軸承裝置，其特徵在於: 所述解調運算部在每次取樣所述數據值dl、所述數據值d2時，輸出基於利用該取樣而獲得的數據值、與利用其之前的取樣而獲得的數據值的所述值d3。
8.根據權利要求5或6所述的磁性軸承裝置，其特徵在於: 所述解調運算部在每次取樣所述數據值dl、所述數據值d2中的任一者時，輸出基於利用該取樣而獲得的數據值、與利用其之前的取樣而獲得的數據值的所述值d3。
9.一種真空泵，其特徵在於包括: 泵轉子，形成有排氣功能部； 電動機，旋轉驅動所述泵轉子 '及 根據權利要求1至5中任一項所述的磁性軸承裝置，磁懸浮支撐所述泵轉子的旋轉軸。
【文檔編號】F04D29/058GK103967829SQ201310680519
【公開日】2014年8月6日 申請日期:2013年12月12日 優先權日:2013年2月6日
【發明者】小崎純一郎 申請人:株式會社島津製作所