模數轉換控制器、光接收裝置和方法及波形失真補償裝置的製作方法

2023-07-30 06:24:06

專利名稱：模數轉換控制器、光接收裝置和方法及波形失真補償裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種模數(AD)轉換控制器，其在接收光信號的光接收裝AD轉換器，並且本發明還涉及一種包括該AD轉換控制器的光接收裝置， 光接收方法，以及對在AD轉換器中經過AD轉換的接收信號的波形進行均 衡的波形失真補償裝置。
背景技術：
近年來，作為用於滿足對具有大容量的高速網絡的需求的手段，相干光 通信已經受到關注。這是因為相千光通信具有優良的抗光噪聲特性，並且受 放大中繼的影響更小，因此對傳輸距離的限制更少。光通信的傳輸距離由於噪聲和波形失真而受到限制。噪聲可以通it^目幹 光通信的優良的抗光噪聲特性而得以降低。另一方面，波形失真是一個問題， 例如，傳輸通道的色散特性，尤其是波長色散，會引起問題。波長色散是光 信號的群延遲隨著頻率而變化的現象。在相干光通信中，光信號的相位數據以及強度在檢測和轉換成電信號的 過程中不損失。因此，波長色散對光域信號的影響可以容易地由線性電路在 通過檢測和轉換而獲得的電信號級進行^hf嘗。換句話說，與通過釆用平方律 檢測來僅僅提取光強度而直接檢測波的常用系統相比，相干光通信具有高的 在電信號級外H嘗波形失真的電波形失真補償能力。因此，可以在相干光通信中獲得高的電波形失真補償能力。為了實現電 波形失真補償，檢測和補償本地光和光信號之間的相對光相位差是必要的。 一種實現方法在Kazuhiro Katoh和Kazuro Kikuchi的"Unrepeated 210-km Transmission with Coherent Detection and Digital Signal Processing of 20-Gb/s QPSK Signal (利用20Gb/s的QPSK信號的相干檢測和數位訊號處 理進行的非中繼的210km傳輸)，，(Optical Fiber Communication Conference200 & Exposition 2005， 2005年)中公開了。根據該方法，相干地接收光信號並 且執行AD轉換。轉換後的數位訊號被進一步累積在存儲單元中，並且通過 數位訊號處理，基於所累積的數位訊號來計算光信號與本地光之間的光相位 差，並且對該光相位差進行補償以檢測光信號。在Timo Pfau等人的"1.6 Gbk/s Real-Time Synchronous QPSK Transmission with Standard DFB Lasers (利用標準DFB雷射器進行的1.6 Gbi仏的實時同步QPSK傳輸)"(European Conference On Optical Communication 2006， 2006年)中公開了一丟方法，其中相干地接收1.6吉 比特/秒(Gbit/s )的光信號並且執行AD轉換。基於由處理器根據AD轉換 之後的數位訊號而算出的光信號與本地光之間的 目位差，消除該光相位差 並且進行實時傳輸。因此，相干光通信具有高的電波形失真補償能力，並且作為用於補償電 波形失真的方法，公開了各種技術。例如，日本專利申請公開H8-163027(第
段，圖l)公開了一種光信號接收處理電路，其包括延遲單元，用於 使接收到的光信號或者通過由光電轉換器對接收到的光信號進行轉換所獲 得的電信號延遲；係數乘法器，用於將每個經延遲的輸出信號乘以係數；加 法器，用於將每個係數乘法器的輸出信號相加；以及係數運算器，用於計算 前述係數。此外，日本專利申請公開2003-258606 (第[0020到[00311段，圖l)公 開了一種光信號接收處理電路，其中延遲時間在電平移動電路中設置，並且 放大器由異或門形成。輸出節點由多個放大器共享，並且在公共節點處布置 了公共負載電阻ZL。在公共負載電阻ZL處相加所有輸出電流，並且將相加 後的電流轉換成電壓。通過使用該光信號接收處理電路，可以同時進行補償 而不用區分波長色散和偏振波色散。此外，日本專利申請公開2000-292263 (第[0007和[0008I段，圖1 ) 7> 開了一種光接收器，其包括光電轉換器、均衡器以及微處理器。均衡器連接 到至少一個失真檢測器，並且失真檢測器和均衡器都經由微處理器連接到公 共控制單元。在該光接收器中，直接測量偏g式色散的M。測量結果可 以用於均衡器的分析。此外，可以與調製無關:NM目對於輸入信號來測量偏振 模式色散的參數。此外，日本專利申請公開2002-171203 (第[0012段，圖l)公開了一種 回波消除器，其包括初始值數據存儲單元，在其中存儲多個用作回波消除 處理中的初始值的候選初始值；初始值確定單元，用於通過獲得應用各個4吳指定最優初始值；內部狀態更新單元，用於通過使用在初始值確定單元中被 指定為初始值的初始值來更新內部狀態量；以及自適應濾波器，用於基於由 內部狀態更新單元更新的內部狀態量，更新濾波係數，並且創建回波副本。一般而言，為了避免AD轉換中光信號的強度和相位數據的損失，AD 轉換的釆樣速率必須充分高於光信號的符號速率。此外，執行適當的運算處 理是必要的。對於在Kazuhiro Katoh和Kazuro Kikuchi的"Unr印eated 210-km Transmission with Coherent Detection and Digital Signal Processing of 20-Gb/s QPSK Signal (利用20Gb/s的QPSK信號的相干檢測和數位訊號 處理進行的非中繼的210km傳輸)，，(Optical Fiber Communication Conference & Exposition 2005， 2005年)中公開的上述技術，因為AD轉換 的採樣速率不充分高於光信號的符號速率，並且必須執行異常複雜的運算來 獲得光信號的數據，所以不能實現實時傳輸。另一方面，對於在TimoPfau 等人的 "1.6 Gbit/s Real-Time Synchronous QPSK Transmission with Standard DFB Lasers (利用標準DFB雷射器進行的1.6 Gbit/s的實時同步 QPSK傳輸)，，(European Conference On Optical Communication 2006， 2006 年)中公開的技術，雖然實現了實時傳輸，但是僅僅達到1.6Gbit/s的比特速 率。例如，為了用超過20吉符號/秒(Gsymbol/s )的高速光信號實現實時傳 輸，極高速的採樣速率或複雜的計算或者這兩者是必要的。由於技術限制、 成本和空間，實現實時傳輸是非常困難的。即使實現高速採樣速率的AD轉換器可以被實施，在後續步驟中處理數 字信號的處理器上的處理負荷也增大了。因而，處理器的電路皿或者驅動 頻率必須增大。這樣，由於技術限制、成本和空間，該技術幾乎是無用的。換句話說，由於各種限制，AD轉換器的採樣速率需要儘可能地低。因 此，AD轉換的採樣速率必須設置成接近於光信號的符號速率的值。換句話 說，AD轉換的採樣速率必須設置成等於光信號的符號速率或者最多是光信 號的符號速率的幾倍。然而，當AD轉換的採樣速率被儘可能地降低並且變得低於光信號的符 號速率的幾倍時，AD轉換的採樣定時必須基本上與接收到的光信號的符號 同步。如果AD轉換的採樣頻率偏離了符號的定時，則不能以高的信噪比取 出包括在接收到的光信號中的數據，並且g率增大了。在如日本專利申請公開H8-163027 (第[0005段，圖1)所代表的傳統技 術中，根據光信號接收處理電路的輸出信號的電平來計^與輸入信號相乘 以便補償波形失真的係數。因此，該技術允許自動控制，以侵_針對隨著時間而，不能在光信號接收過程的早期階段快速地進行波形失真的補償。在如日本專利申請公開2003-258606 (第[0020到0031段，圖1)所代 表的傳統技術中，即使可以容易地隨意設置延遲時間的分辨能力並且可以容 易地確保輸出信號的輸出放大率大，但是需要在連接電路中實施複雜的電 路。然而，實施複雜的電路是不容易的。在如日本專利申請公開2000-292263 (第[00071和0008j段，圖1)所代 表的傳統技術中，即使可以通過高速檢測波形失真並由均衡器分析檢測結果 來補償波形失真，但是與如日本專利申請公開2003-258606(第[0020!到[0031
段，圖1)所代表的傳統技術相類似地，需要在連接電路中實施複雜的電路， 並且實施複雜的電路是不容易的。如曰本專利申請公開2002-171203 (第[0012段，圖1)所代表的傳統技 術涉及回波消除器。即使該技術被應用來^M嘗波形失真，也需M行用於補 償波形失真的複雜算法，因此，難以執行快速的波形失真補償。此外，即使將上述傳統技術組^來，對於AD轉換之後的數位訊號， 也不能在簡單的結構中高速補償波形失真。例如，當具有冗餘結構的傳輸通 道從工作系統切換到備用系統時，補償新傳輸通道的波形失真是費時的。因 此，不能快速切換傳輸通道，並且通信在預定時間段內保持被切斷。發明內容本發明的一個目的是至少部分地解決傳統技術中的問題。根據本發明的一個方面，提供了一種模數(AD)轉換控制器，用於在 接收光信號的光接收裝置中控制AD轉換器，其中，所述光信號中的每個符 號的光強度波形是歸零(RZ)脈衝，並且所述AD轉換器通過以預定採樣定 時進行AD轉換來將所接收到的信號轉換成數位訊號，所述AD轉換控制器 包括採樣定時脈沖源，其生成規定所述預定採樣定時的脈沖，並且以電的 方式控制所述脈沖的相位；誤差估計器，其基於所述AD轉換器的AD轉換 結果來估計所述數位訊號的所述AD轉換的採樣定時誤差;控制值計算單元， 其基於由所述誤差估計器估計的所述採樣定時誤差，計算用於控制所述採樣定時脈沖源的所述相位的控制值；以及補償器，其基於由所述控制值計算單 元算出的所述控制值，對規定所述預定採樣定時的所述脈衝的所W目位執行 反饋補償。才艮據本發明的另一方面，提供了一種AD轉換控制器，用於在接收光信 號的光接收裝置中控制AD轉換器，其中，所述光信號中的每個符號的光強 度波形是RZ脈衝，並且所述AD轉換器通過以預定採樣定時進行AD轉換 來將所接收到的信號轉換成數位訊號，所述AD轉換控制器包括採樣定時 脈沖源，其生成規定所述預定採樣定時的脈衝，並且以電的方式控制所述脈 衝的相位；控制值計算單元，其基於所述AD轉換器的AD轉換結果來估計 所述數位訊號的所述AD轉換的採樣定時誤差，並且基於所估計的採樣定時 誤差，計算用於控制所述釆樣定時脈衝源的所述相位的控制值；以及補償器， 其基於由所述控制值計算單元算出的所述控制值，對規定所述預定採樣定時 的所述脈沖的所i^f目位執行^J績補償。根據本發明還有的另一方面，提供了一種AD轉換控制器，用於在接收 光信號的光接收裝置中控制AD轉換器，其中，所述光信號中的每個符號的 光強度波形是RZ脈衝，並且所述AD轉換器通過以預定採樣定時進行AD 轉換來將所接收到的光信號轉換成複數字信號，所述AD轉換控制器包括 採樣定時脈沖源，其生成規定所述預定採樣定時的脈衝，並且以電的方式控 制所述脈沖的相位；強度計算單元，其計算通過所述AD轉換器的所述AD一對應的值；控制值計算單元，其基於由所述強度計算單元算出的所述複數 字信號的絕對值或者與所述複數字信號的絕對值一一對應的所述值，估計所 迷複數字信號的AD轉換的採樣定時誤差，並且基於所估計的採樣定時誤差， 計算用於控制所述採樣定時脈衝源的所^目位的控制值；以及補償器，其基 於由所述控制值計算單元算出的所述控制值，對規定所述預定採樣定時的所 述脈衝的所i^目位執行反饋補償。根據本發明還有的另一方面，提供了一種光接收裝置，用於基於通過以數據，其中所接收到的信號基於其每個符號的光強度波形是RZ脈衝的光信 號而生成，所述光接收裝置包括採樣定時脈衝源，其生成規定所述預定採 樣定時的脈衝，並且以電的方式控制所述脈沖的相位；AD轉換器，其以所 述預定採樣定時對所接收到的信號執行AD轉換；控制值計算單元，其計算 通過所述AD轉換器的所述AD轉換而獲得的所述複數字信號的絕對值或者與所述複數字信號的絕對值一一對應的值，基於算出的所述複數字信號的絕 對值或者與所述複數字信號的絕對值一一對應的所述值，估計所述複數字信號的所述AD轉換的採樣定時誤差，並且基於所估計的採樣定時誤差，計算 用於控制所述釆樣定時脈衝源的所&目位的控制值；以及^M嘗器，其基於由 所述控制值計算單元算出的所述控制值，對規定所述預定採樣定時的所述脈 衝的所勤目位執行^J績補償。根據本發明還有的另一方面，提供了一種光接收方法，用於基於通過以數據，其中所接收到的信號基於其每個符號的光強度波形是RZ脈衝的光信 號而生成，所述光接收方法包括採樣定時脈衝生成步驟，用於生成規定所 述預定採樣定時的脈沖，並且以電的方式控制所述脈衝的相位；AD轉換步 驟，用於以所述預定採樣定時對所接收到的信號執行AD轉換；強度計算步 驟，用於計算通過所述AD轉換步驟中的所述AD轉換而獲得的所述複數字 信號的絕對值或者與所述複數字信號的絕對值一一對應的值；誤差估計步 驟，用於基於在所述強度計算步驟中算出的所述複數字信號的絕對值或者與 所述複數字信號的絕對值一一對應的所述值，估計所述複數字信號的所述 AD轉換的採樣定時誤差；控制值計算步驟，用於基於所估計的採樣定時誤 差，計算用於控制在所述採樣定時脈衝生成步驟中生成的所述脈沖的所i^目 位的控制值；以及補償步驟，用於基於在所述控制值計算步驟中算出的所述 控制值，對規定所述預定採樣定時的所述脈衝的所勤目位執行反饋補償。根據本發明還有的另一方面，提供了一種波形失真補償裝置，用於在光 接收裝置中執行AD轉換以便將以光學方式接收到的信號轉換成數位訊號， 補償所述數位訊號的波形失真，並且輸出所得到的信號，所述波形失真補償 裝置包括存儲單元，其中針對從1到m (m是大於1的正整數)排序的m 個波形失真狀態中的每個狀態di (i是滿足KKm的正整數)，存儲用於每 個波形失真狀態di的n個U是大於1的正整數)係數Cdi p Cdi 2等直至 C出n的組合；選擇單元，其從存儲單元按照順序選擇一個系i:組合；波形失 真4M嘗單元，其基於由所述選擇單元選擇的所述一個係數組合，補償所述數 字信號的所述波形失真；以及檢查單元，其基於所述波形失真補償單元的補 償結果，檢查是否可以再生時鐘，其中當基於按照順序在先選擇的係數 CdL(k+1) (j是滿足1 < j < i-l的正整數，k是滿足0 < k < n-l的正整數)的組 合^由所述檢查單元進行檢查的結果表示不能再生所述時鐘時，所迷選擇單 元按照順序重新選擇後繼係數Cd(j+1) (k+D的組合，並且所述波形失真補償單元 基於由所述選擇單元重新選擇的所ii係數Cdcj+D一(k+D的組合，^M嘗所迷數位訊號的所述波形失真。通過閱讀下面結合附圖對本發明的當前優選實施例的詳細描述，將會更 好地理解本發明的上述和其它目的、特徵、優點以及技術和工業重要性。


圖1是用於說明本發明的總體特徵的圖；圖2是根據第 一實施例的光接收裝置的功能框圖；圖3是根據第一實施例的AD轉換控制過程的流程圖；圖4是用於說明根據第一實施例的AD轉換定時與輸入信號之間的相位 同步的概況的示意圖；圖5A是用於說明根據笫一實施例的AD轉換定時與輸入信號之間的相 位同步(在產生及J統以佳:相位延遲時)的概況的示意圖；圖5B是用於說明根據第一實施例的AD轉換定時與輸入信號之間的相 位同步(在相位保持在當前狀態下時)的概況的示意圖；圖5C是用於說明根據第一實施例的AD轉換定時與輸入信號之間的相位同步(在產生反饋以使相位超前時)的概況的示意圖； 圖6是根據第一實施例的數字濾波單元的功能框圖； 圖7是係數存儲表的示例；圖8是用於說明數字濾波單元的係數和脈衝響應之間的關係的示意圖；圖9是由數字濾波單元執行的數字濾波初始過程的流程圖；圖IO是根據第二實施例的光接收裝置的功能框圖；圖11是根據第二實施例的AD轉換控制過程的流程圖；圖12A是用於說明根據第二實施例的AD轉換定時與輸入信號之間的相 位同步(在相位保持在當前狀態下時)的概況的示意圖；圖12B是用於說明根據第二實施例的AD轉換定時與輸入信號之間的相 位同步(在產生反饋以使相位超前時)的概況的示意圖；圖12C是用於說明根據第二實施例的AD轉換定時與輸入信號之間的相 位同步(在產生反饋以使相位延遲時)的概況的示意圖；圖13 A是基于波形失真補償單元的第 一位置變化的光接收裝置的框圖; 圖13B是基于波形失真補償單元的第二位置變化的光接收裝置的框圖； 圖13C是基于波形失真補償單元的第三位置變化的光接收裝置的框圖;以及圖13D是基于波形失真補償單元的第四位置變化的光接收裝置的框圖。
具體實施方式
下面參照附圖詳細說明根據本發明的AD轉換控制器、光接收裝置、光 接收方法以及波形失真補償裝置的示例性實施例。在第 一和第二實施例中， 光通信被認為是相干光通信，並且光通信中的光信號被認為是採用歸零多元 相移鍵控(RZ-mPSK)調製格式調製的信號。本發明還可適用於作為 RZ^mPSK調製格式的子集的歸零正交相移鍵控(RZ-QPSK)調製格式，不 局限於相千光通信，總體來說本發明可適用於光通信。不局限於RZ"inPSK調製格式，本發明也可適用於當光符號的強度波形 是歸零(RZ)脈衝時的其它調製格式，例如歸零多元正交幅度調製 (RZ-mQAM)、歸零m元幅度和相移鍵控(RZ-mAPSK)、微分多元相移 鍵控(RZ-DmPSK)以及歸零開關鍵控(RZ-OOK)。換句話說，本發明可 適用於與調製格式RZ相結合的其它調製格式。由根據本發明的光接g置 接收的接收信號被稱作輸入信號。在說明笫一和第二實施例之前，先說明本發明的突出特徵和概況。圖1 是用於說明本發明的總體特徵的圖。如圖1所示，光發送裝置經由光通信的 傳輸通道面向光接收裝置。採用調製格式RZ-mPSK調製的光信號從光發送 裝置經由傳輸通道發送到光接收裝置。光發送裝置可以採用不同於調製格式 RZ-mPSK的調製格式，例如RZ-mQAM、 RZ-mAPSK、 RZ^DmPSK和 RZ-OOK。此外，光接收裝置被認為是數字相干光接收裝置。首先，光接收裝置中的光接收單元相干地接iJi^U^L送裝置經由傳輸通 iOL送的光信號。通it^目幹地接收光信號，可以獲得包括接收到的光信號的 幅度和相位數據的復電場數據.模數(AD)轉換器通過轉換處理將作為相 幹接收到的模擬信號的光信號轉換成複數字信號。複數字信號的細節在後面 予以說明。轉換後的複數字信號還繼承復電場數據。AD轉換器之後的採樣定時誤差提取單元對複數字信號執行數字處理，從而獲得採樣定時誤差。釆樣定時誤差提取單元將所獲得的採樣定時誤差反饋給AD轉換器。這樣，可以控制AD轉換器的採樣定時，使得採樣定時為 最優定時。在本發明中，假設在接收來自ife^送裝置的光信號時使用的本地光的頻 率與光信號的頻率基本上相匹配。具體地說，假定本地光與光信號之間的頻 率差等於或小於AD轉換器的採樣頻率的大約0.1倍。下面參照圖2到9說明本發明的第一實施例。在第一實施例中，執行操 作使得針對來自RZ-mPSK光發送裝置的光信號的一個符號基本上執行一次 AD轉換器的AD轉換採樣。換句話說，AD轉換的採樣速率與光信號的符號 速率相匹配。信號的符號速率的n : (n是大於或等於2的正整數):1可以在控制值計算 單元107中提供iM^圖中示出的數位訊號稀疏化單元。通it^時間上稀疏化 數位訊號，可以與針對以光學方式相干接收到的接收信號的一個符號執行一 次AD轉換採樣時相類似地執行操作。首先說明根據第一實施例的光接收裝置的結構。圖2是根據;^發明第一 實施例的光接收裝置的功能框圖。如圖2所示，光接收裝置100a通過傳輸 通道N從RZ-mPSK光發送裝置200接收例如大約20吉符號/秒(Gsymbol/s ) 的經過RZ-mPSK調製的光信號。除了傳輸介質如光纖之外，傳輸通道N還 可以包括波長復用器、波長分離器、光放大器、光分插(add-dr叩)裝置以 及波長色散補償器。根據笫一實施例的光接收裝置100a包括本地光源101、光混合器102、 光接收單元103、高速AD轉換器104a和壓控振蕩器104b、數字濾波單元 105、數據再生器106以及控制值計算單元107。本地光源101是本地振蕩器，其發射用作參考的光信號(以下稱作"參 考光信號")，並且向光混合器102提供參考光信號，以便與從RZ-mPSK光 發送裝置200接收的光信號相混合。光混合器102將來自本地光源101的參考光信號與從RZ-mPSK光t送 裝置200接收的光信號相混合，並且輸出包括了接收到的光信號中所包括的 幅度數據和相位數據的多個光信號。存在各種類型的光混合器。例如，通常 的90度光混合器輸出同相位分量(I分量)和正交相位分量(Q分量)，其 中I分量通過在不使參考光信號的相位延遲的情況下將接收到的光信號與參考光信號相混合而獲得，而Q分量通過在使參考光信號的相位延遲卯度的 情況下將光信號與參考光信號相混合而獲得。除了 90度光混合器之外，還可以使用120度光混合器作為光混合器。 例如，在K. Emura等人的"5Gbit/s Optical Phase Diversity Homodyne Detection Experiment ( 5Gbit/s的;3b+目位分集零差檢測實驗)"(Electronics Letters,第25巻，1989年)中描述了 120度光混合器。光接收單元103接收從光混合器102輸出的多個光信號，將接收到的光 信號轉換成模擬電信號，並且分發到高速AD轉換器104a。例如，當使用卯 度光混合器時，獲得對應於I分量和Q分量的復模擬電信號。以基於從壓控 振蕩器104b提供的高速時鐘而規定的採樣定時，高速AD轉換器104a將從 光接收單元i03分發的、包括光信號的幅度和相位數據的復模擬電信號轉換成複數字電信號。包括光信號的幅度和相位數據的復模擬電信號被轉換成復 數位訊號.包括光信號的幅度和相位數據的複數字信號被分發到數字濾波單 元105。AD轉換器由高速AD轉換器104a和壓控振蕩器104b的組合形成。數字濾波單元105補償由高速AD轉換器104a轉換後的複數字信號的 波形失真，並且對在傳輸通道N中傳播期間發生的信號波形的失真進行均 衡。波形失真可以被分類成由于波長色散、 一階偏,式色散等而發生的線 性波形失真和由於自相位調製(SPM)、高階偏M式色散等而發生的非線 性波形失真。數字濾波單元105可以是線性濾波器或非線性濾波器，或者可以是線性 和非線性濾波器的組合。甚至最簡單的線性濾波器也可以不僅補償由于波長 色散或一階偏,式色散而發生的線性波形失真，而且在一定程度上補償由 於SPM和高階偏振模式色散而發生的非線性波形失真。例如，在J. H. Winters等人的"Electrical Signal Processing Techniques in Long - Haul Fiber - Optics Systems (長距離光纖光系統中的電信號處理技術)"(IEEE Transactions on communications,第38巻第9期，1990年)中描述了線性 濾波器對非線性波形失真具有失真補償效果。在第一實施例中，數字濾波單元105可以包括有限脈衝響應(FIR)型、 無限脈沖響應(IIR)型以及最大似然序列估計(MLSE)型。波形失真由數 字濾波單元105補償後的複數字信號分別被分發到數據再生器106和控制值 計算單元107。數字濾波單元105通過由數字處理器執行的數字處理來補償由高速AD 轉換器104a轉換後的複數字信號的波形失真。波形失真可以被靈活地補償 而無需附加的複雜電路結構。當接收到波形失真經過補償的複數字信號時，數據再生器106基於複數 字信號的相位而再生lt據。在Satoshi Tsukamoto、 Yuta Ishikawa和Kazuro Kikuchi的"Optical Homodyne Receiver Comprising Phase and Polarization Diversities with Digital Signal Processing(利用數位訊號處理的包括，相位和偏 振分集的光零差接收器)"(European Conference On Optical Communication 2006， 2006年)中乂>開的方法可以用作數據再生方法。數據再生器106還包括相位估計器106a、相位檢測器106b以及識別器 106c 。通過在Satoshi Tsukamoto 、 Yuta Ishikawa和Kazuro Kikuchi的"Optical Homodyne Receiver Comprising Phase and Polarization Diversities with Digital Signal Processing(利用數位訊號處理的包括相位和偏 振分集的光零差接收器)"(European Conference On Optical Communication 2006， 2006年)中公開的數據再生方法，相位估計器106a計算從數字濾波 單元105傳送的、包括I分量和Q分量的複數字信號的相位誤差。具體地說， 通it^複數字信號進行m次冪運算，消除採用RZ-mPSK調製的相位調製部 分，並且僅僅保留相位誤差。這裡，"m次冪"中的"m"是RZ-mPSK中的"m"，並且"RZ"mPSK"是m相PSK。相位誤差被傳送到相位檢測器106b。相位檢測器106b接收來自數字濾波單元105的複數字信號和來自相位 估計器106a的相位誤差。相位檢測器106b在從數字濾波單元105分發的復 數位訊號中減去從相位估計器106a傳送的相位誤差，以從複數字信號中消 除可歸因於接收到的光信號與本地光源101之間的相位差的相位誤差分量。 相位差被消除後的複數字信號的相位被傳送到識別器106c。 MLSE可以布置 在相位檢測器106b和識別器106c之間。當接收到相位誤差被消除後的複數字信號時，識別器106c基於相位誤 差被消除後的複數字信號，識別由光信號傳達的數據。在數據再生器106中，如果每個符號的光強度波形是歸零(RZ)脈沖， 則即使調製格式不同於RZ-mPSK，通過根據調製格式適當地改變設計，也 可以以類似的方式執行操作，例如，如在M. Nakazawa等人的"20 Msymbol/s， 128 (JAM Coherent Optical Transmission over 500 km Using Heterodyne Detection with Frequency - stabilized Laser (利用頻率穩定的雷射器4吏用零 差檢測在500km上進行20M符號/秒的128 QAM相干光傳輸)"(Mo.4.2.2.ECOC2006， 2006年)中關於RZ-mQAM調製格式所迷的那樣。此外，可 以採用使用緊鄰的前面符號的相位差並進行編碼的RZ-DmPSK調製格式執 行操作。可以在識別器106c中提供用於檢測符號之間的差的解碼器。除數 據再生器106之外的其它單元，特別是控制值計算單元107,當然可以以不 同於RZ-mPSK的調製格式工作，只要每個符號的光強度波形是RZ脈衝即 可，當接收到波形失真被補償後的複數字信號時，控制值計算單元107基於 複數字信號的絕對值或者與複數字信號的絕對值一一對應的值，計算控制 值，並且基於算出的控制值，提供用於控制由壓控振蕩器104b提供給高速 AD轉換器104a的時鐘的控制信號。控制值計算單元107進一步包括強度計算單元107a、乘法器107b、環 路濾波器107c、低頻振蕩器107d、微分器107e、加法器107f以及低速數模 (DA)轉換器107g。強度計算單元107a計算波形失真由數字濾波單元105補償後的複數字 信號的絕對值或者與複數字信號的絕對值一一對應的值(以下稱作"強度")， 並且將算出的值傳送到乘法器107K例如，在卯度光混合器中，強度可以 是I分量和Q分量的平方和或者正平方^L。低頻振蕩器107d生成幾兆赫茲(MHz)的抖動信號。抖動信號可以採 取矩形波形、正弦波形、三角波形或鋸齒波形。抖動信號被分發到乘法器 107b，並且與從強度計算單元107a傳送的強度相混合。在將強度與抖動信 號相混合併且在適當的時間段上平均之後所獲得的結果是與AD轉換的採樣 定時有關的帶符號的誤差所對應的值。例如，正的結果表示AD轉換的採樣 定時的相位處於相對於最優點滯後的位置。負的結a示AD轉換的採樣定 時的相位處於相對於最優點超前的位置。零結果表示AD轉換的釆樣定時的 相位處於最優點的位置。通過將強度與抖動信號相混合而獲得的結果經過環路濾波器107c並被 傳送到加法器107f。環路濾波器107c的處理示例在下面示出的表達式中表 示。採樣定時的誤差信號=f抖動信號)x 4C(響應信號)dt (1) 在上面的表達式(l)中，積分表示在預定時間段上的平均。"抖動信號"表示抖動信號，並且"AC (響應信號)"表示相對於抖動信號的響應信號的交流分量。環路濾波器107c是確定從高速AD轉換器104a經過控制值計算 單元107和壓控振蕩器104b並返回到高速AD轉換器104a的Jl饋環路的響 應的設計因素。不同於在表達式(1)中表示的平均處理，環路濾波器107c 可以包括比例-積分-微分(PID)算法等。由低頻振蕩器107d振蕩的抖動信號還被分發到微分器107e。微分器 107e是微分裝置。加法器107f將由微分器107e微分後的抖動信號與從環路 濾波器107c輸出的信號相加。加法器107f是加法裝置。換句話說，通過將 抖動信號加到由環路濾波器107c處理後的結果上，計算要提供給壓控振蕩 器104b的控制信號。通過4吏用前述乘法器107b和環路濾波器107c來計算採樣定時的誤差信 號的方法，基於被稱作零差檢測的常用技術。低速DA轉換器107g以例如每秒數百萬樣本的速度對從加法器107f輸 出並要提供給壓控振蕩器104b的控制信號進行DA轉換。通過DA轉換而獲 得的控制電壓被提供給壓控振蕩器104b。壓控振蕩器104b是振蕩頻率基於 所提供的控制電壓而改變的時鐘產生源。壓控振蕩器104b產生規定高速AD 轉換器104a的採樣定時的時鐘。如果適當地控制提供給壓控振蕩器104b的 控制電壓，也可以對所產生的時鐘的相位進行控制，這對於本領域的技術人 員來說是不言而喻的。由壓控振蕩器104b產生的規定採樣定時的時鐘為大 約20MHz，其近似等於接收信號的符號速率。控制值計算單元107通過由數字處理器執行的數字處理來計^"提供給 高速AD轉換器104a的規定採樣定時的時鐘的控制電壓。控制值計算單元 107的全部或主要部分可以與數字濾波單元105和數據再生器106 —起集成 並實施在同一數字集成電路中。這樣，無需附加的複雜模擬電路元件，並且 可以減小尺寸和降低功耗。在第一實施例中，假設採取在光混合器102和高速AD轉換器104a之 間提供執行光電轉換的光接收單元103的結構。然而，作為可替換結構，可 以在實現了高速AD轉換器104a的採樣功能的光域之後提供光接收單元 103。作為用於在光域中實施採樣功能的元件，可以4吏用採用半導體的電吸 收(EA)調製器和採用非線性光學元件的全光學開關。當使用全光學開關時， 壓控振蕩器104b需要使用光脈衝序列源，例如模式鎖定半導體雷射器。在 這樣的配置中，即使處理速度不允許在電路中進行採樣，也可以在光域中進 行採樣。接下來說明由圖2所示的、根據第一實施例的光接收裝置100a執行的 AD轉換控制處理。圖3是才艮據第一實施例的AD轉換控制過程的一個示例 的流程圖。在AD轉換控制中，控制從壓控振蕩器104b提供給高速AD轉換 器104a的產生採樣定時的時鐘.首先，光接收裝置100a的光接收單元103相干地接收來自RZ-mPSK 光發送裝置200的輸入信號(步驟S101 )。高速AD轉換器104a將在步驟 S101相干接收輸入信號時的模擬信號轉換成複數字信號(步驟S102)。數字 濾波單元105以電的方式補償轉換後的複數字信號的波形失真(步驟S103 )。強度計算單元107a計算波形失真由數字濾波單元105以電的方式補償 後的複數字信號的強度(步驟S104)。基於通過將抖動信號與輸入信號相乘 而獲得的值，乘法器107b、環路濾波器107c和加法器107f獲得採樣定時的 誤差信號，並且基於所獲得的誤差信號，生成要提供給壓控振蕩器104b的 控制信號(步驟S105 )。低速DA轉換器107g對控制信號執行DA轉換(步驟S106 ),並且將控 制電壓提供給壓控振蕩器104b (步驟S107)。光接收裝置100a的控制器確 定光輸入信號的接收的停止是否意味著輸入信號的接收完成(步驟S108)。 如果輸入信號的接收完成了 (步驟S108中為"是")，則AD轉換控制處理 結束，而如果輸入信號的接收未完成(步驟S108中為"否")，則控制器進 入步驟SlOl。接下來說明由高速AD轉換器104a執行的AD轉換的採樣定時與輸入信 號之間的相位同步。圖4是用於說明根據第一實施例的AD轉換定時與輸入 信號之間的相位同步的概況的示意圖。如圖4所示，縱軸表示強度，而橫軸 表示時間。在輸入信號的強度隨著時間的流逝而改變時，以預定定時對輸入 信號進行採樣。強度具有反映接收到的光信號的光強度波形的波形，例如升餘弦 (raised-cosine)波形。在對信號進行採樣以便再生包括在輸入信號中的數 據時，在強度的峰值附近對信號進行採樣是理想的.當調製格式是RZ-mPSK 時，輸入的RZ脈衝的強度峰值基本上恆定，如圖4所示。當調製格式是 RZ-mQAM或RZ-mAPSK時，RZ脈衝的強度峰值基於包括在每個符號中 的數據而改變。採用任何調製格式，都可以根據下面的說明執行類似的搮作。這樣，優選地，採樣定時的位置儘可能地接近於強度的最大點。當採樣 定時處於強度的最大點的左側(在時間上提前)時，執行^^饋控制，以使採樣定時延遲，而當採樣定時處於強度的最大點的右側(在時間上滯後)時， 使採樣定時的時鐘相位提前。這樣，執行反饋控制，以使釆樣定時接近於強 度的最大點。參照圖5A、 5B和5C詳細說明釆樣定時的反饋控制。圖5A是示出根據 第一實施例通過時鐘規定的AD轉換的採樣定時超前於輸入信號符號的強度 最大時的定時(相位超前)的情況的示意圖。如圖5A所示，當釆樣定時處 於強度的最大點的左側時，執行反饋控制，以使泉樣定時的時鐘相位延遲。 在表達式(l)中計算的採樣定時的誤差信號的值為負。圖5B是示出根據第一實施例通過時鐘規定的AD轉換的採樣定時與輸 入信號符號的強度最大時的採樣定時相匹配的情況的示意圖。如圖5B所示， 當採樣定時處於強度的最大點時，保持採樣定時的時鐘相位。這裡，在表達 式(l)中計算的釆樣定時的誤差信號為零。圖5C是示出根據第一實施例通過時鐘規定的AD轉換的採樣定時滯後 於輸入信號符號的強度最大時的採樣定時(相位滯後)的情況的示意圖。如 圖5C所示，當採樣定時處於強度的最大點的右側時，執行反饋控制，以使 採樣定時的時鐘相位提前。在表達式(l)中計算的採樣定時的誤差信號的值為 正。當採樣定時處於強度的最小點時，在表達式(l)中計算的採樣定時的誤差 信號為零。因此，保持採樣定時的時鐘相位。然而，即4吏當採樣點由於電路 噪聲等而輕微偏移時，也控制反饋以使採樣定時離開該點。因此，不會長期 地在強度的最小點上執行採樣。接下來"i兌明圖2所示的數字濾波單元105的結構。圖6是圖2所示的數 字濾波單元105的示例的功能框圖。如圖6所示，數字濾波單元105包括n 個延遲單元105a 105a2等直至105an (n是正整數)、n+l個乘法器105b0、 105bp 105b2等直至105bn U是正整數)、加法器105c、鎖定狀態檢查單元 105d以及係數管理器105e。延遲單元105a2等直至105an使輸入信號延遲一時間段T.延遲 單元105at將延遲了時間段T的輸入信號分發到延遲單元105a2和乘法器 105bi。類似地，延遲單元105a2將進一步延遲了時間段T的輸入信號分發到 延遲單元105a3和乘法器105b2。類似地，延遲單元105an4將延遲了時間段 (n-l)x T的輸入信號分發到延遲單元105an和乘法器105b。簡而言之，延 遲單元105ai (i是滿足1 <i < n-l的正整數)將提供給數字濾波單元105且延遲了時間段ix t的輸入信號分發到延遲單元105aw和乘法器105bi。此夕卜， 延遲單元105an (n是正整數)將提供給數字濾波單元105且延遲了時間段n x t的輸入信號分發到乘法器105bn。乘法器105b。將未經延遲處理的輸入信號乘以係數C。，並且將結果傳送 到加法器105c。乘法器1051h將延遲了時間段T的輸入信號乘以係數d，並 且將結果傳送到加法器105c。乘法器105b2將延遲了時間段2 t的輸入信號 乘以係數C2，並且將結果傳送到加法器105c。類似地，乘法器105bn將延遲 了時間段nx t的輸入信號乘以係數Cn，並且將結果傳送到加法器105c。係數Q到Cn是一組與輸入信號的波形失真狀態(例如，關於傳輸通道 N的信號的累計波長色散量)相關聯的加權係數。與每個波形失真狀態相關聯的係數Q到Cn根據i殳計者確定的特定次序而排序，並且在係數管理器105e中進行管理。係數管理器105e在表中存儲與每個波形失真狀態相關聯 的係數並對其進行管理。存儲這些係數的表在圖7中示出。在圖7所示的係數存儲表的示例中，Q-C。_ml0、 d-d—na。等直至Cn =Cn ^。與對應於累計波長色散-1000皮秒/納米(ps/nm)的波^失真狀態相關聯^f且被存儲。此外，C。 = C0m09、 d-d加09等直至Cn-Cn譜與累計波長色散-900 ps/nm相關聯並且<存儲。此外，C。-C0—000、 d-d—000等直至 Q^Cnooo與累計波長色散0 ps/nm相關聯並且被存4。此外，Q = C0j09、 Q = d j的等直至Cn = Cn_p09與累計波長色散卯0 ps/nm相關聯並且被存儲。 此外，C。-CVpk)、 d-d』k)等直至Cn-CVj^與累計波長色散1000 ps/nm 相關聯並且被存儲。在圖7所示的係數存儲表的示例中，與某個波形失真狀態相關聯的係數 組合包括n+l個元素C。到Cn。當數字濾波單元105包括n個延遲單元105a! 等直至105an以及(n+l)個乘法器105b。等直至105bn時， <吏用n+l個元素 C。到Cn作為係數集。例如，當數字濾波單元105包括四個延遲單元105ai 等直至105a4以及五個乘法器105b。等直至105b4時，n-4。係數存儲表中存 儲了關於累計波長色散-1000ps/nm的Q) = <:。ml0、 d-dw。等直至C4 = C4ml0，關於累計波長色散-卯Ops/nm的C。-Com09、 d = d m09等直至C4 = C4m09，關於累計波長色散OpsAim的C0 = CV,、d = d—,等i至C4 = C4 000， 關於累計波長色散卯Ops/nm的C0 = C0_p09、 d = d』的^直至C4 = C4jj09，以 及關於累計波長色散1000ps/nm的Q = C0_p10、 d - C^o等直至C4 = C4_p10。係數存儲表中存儲了預先通過實驗得到或邏輯推導得到的、使得在每個 波形失真狀態中呈現的波形失真被粗略地^M嘗的係數。回到圖6，係數管理器105e將與在設計時預先確定的初始狀態相對應的 波形失真狀態所對應的係數集輸出到乘法器105b。等直至105K。加法器105c 將乘法器105b。等直至105bn的所有輸出相加。當鎖定狀態檢查單元105d中 的時鐘再生鎖定狀態檢查結果是"不允許鎖定"時，換句話說，當確定再生 的時鐘的狀態在預定時間段內不處於預定範圍之內時，係數管理器105e輸係數管理器105e按照波形失真狀態的次序順序地輸出對應係數集，直至鎖 定狀態檢查單元105d中的檢查結果變為"鎖定"。鎖定狀態不僅可以通過前 述方法來檢查，而且可以通過各種方法iM^查。對從圖6所示的數字濾波單元105輸出的輸出信號與係數之間的關係進 行說明。圖8是用於說明數字濾波單元105的係數和脈衝響應之間的關係的 示例的示意圖。在圖8中，假定n-4。脈衝響應是當輸入脈沖時從數字濾波 單元105輸出的響應信號。如圖8所示，首先，未經延遲的脈衝乘以係數C。，延遲了時間段T的脈 衝乘以係數d，進一步延遲了時間段T的脈衝乘以係數C2，進一步延遲了時間段T的脈沖乘以係數C3，並且進一步延遲了時間段T的脈沖乘以係數C4。此外，將所有乘法結W目加。如圖8所示，所得到的脈沖響應以每個時間間隔T設置採樣定時。這樣，數字濾波單元105可以通過由數字處理器執行的處理來補償輸入 信號的波形失真，從而使得能夠在簡單的結構中補償波形失真。通過利用與 可預測的波形失真狀態相對應的係數存儲表，即使首次接收到來自尚未過渡 到通過係數的自適應控制的傳輸通道N的光信號，也可以快速地補償波形失 真，並且可以顯著縮短通信被切斷的時間。接下來說明由圖6所示的數字濾波單元105執行的初始數字濾波處理。 圖9是由數字濾波單元105執行的初始數字濾波過程的示例的流程圖。初始真的係數的處理。首先，數字濾波單元105的係數管理器105e將波形失真狀態設置為指 定的初始狀態(步驟S201 )。係數管理器105e從係數存儲表加載與設定的波 形失真狀態相對應的係數，並且將其^:置在乘法器105b。等直至105bn中(步 驟S202 )。鎖定狀態檢查單元105d確定時鐘再生鎖定狀態是否為"鎖定"(步驟S2(B)。如果時鐘再生鎖定狀態為"鎖定"(步驟S203中為"是")，則係數 管理器105e和鎖定狀態檢查單元105d進入係數的自適應控制(步驟S204 )。根據該過程，在建立了粗略的波形失真^hf嘗之後，可以通過利用特定算形補償。此外，即使波形失真狀態基於傳輸通道N的狀態變化而改變，波形 失真補償也可以通過波形失真補償的自適應控制而繼續。當時鐘再生鎖定狀態不是"鎖定"(步驟S203中為"否")時，係數管 理器105e設置係數存儲表中的下一波形失真狀態(步驟S205 )，並且進入步 驟S202。在上面的示例中，說明了採用作為一種FIR型濾波器的前饋均衡器 (FFE)型作為數字濾波器的結構時的情形。然而，也可以採用不同類型的 濾波器，只要其特性可以通過係數組合來調整即可。參照圖10到13D說明本發明的第二實施例。在第二實施例中，執行操 作使得對於來自RZ-mPSK光發送裝置的光信號的一個符號基本上執行兩次 AD轉換器的AD轉換的採樣。不局限於RZ-mPSK，光發送裝置的調製格式 可以為RZnmQAM、 RZ-mAPSK或RZ-DmPSK。這裡，AD轉換的釆樣速 率是光信號的符號速率的兩倍。除此之外，第二實施例類似於第一實施例. 假設根據第二實施例的光接收裝置為數字相干光接收裝置。即使AD轉換的採樣速率與以光學方式相干接收到的光信號的符號速率 之比為n (n是大於或等於2的正整數)，通過在後面說明的分解器(demux) 108b中用適當的方法在時間上稀疏化數位訊號，與對於以光學方式相干接收 到的接收信號的一個符號扭j亍兩次AD轉換的採樣時所執行的操作幾乎相類 似地執行操作。首先說明根據第二實施例的光接收裝置的結構。圖10是根據本發明第 二實施例的光接收裝置的功能框圖。根據第二實施例的光接收裝置100b與 根據第一實施例的光接收裝置100a幾乎相同。因此，參照圖10，僅僅說明 與根據笫一實施例的光接收裝置100a的不同之處。根據第二實施例的光接收裝置100b包括本地光源101、光混合器102、 光接收單元103、高速AD轉換器104a和壓控振蕩器104b、數字濾波單元 105、數據再生器106以及控制值計算單元108。本地光源101、光混合器102、 光接收單元103、高速AD轉換器104a和壓控振蕩器104b、數字濾波單元 105以及數據再生器106與根據第一實施例的光接收裝置100a中的類似，因此將不再贅述。控制值計算單元108進一步包括強度計算單元108a、分解器108b、減 法器108c、環路濾波器108d以及低速DA轉換器108e。由於強度計算單元108a類似於才艮據笫一實施例的強度計算單元107a， 因此將不再贅述。分解器108b將由強度計算單元108a算出的強度分離成通 過在輸入信號的一個符號中執行初始採樣而獲得的強度(以下稱作"第一強 度")以及通過後繼採樣而獲得的強度(以下稱作"第二強度")。減法器108c 從第一強度中減去第二強度。環路濾波器108d對輸入信號執行預定計算， 例如平均處理。環路濾波器108d的輸出信號的頻帶小於或等於幾兆赫茲。 由環路濾波器108d執行的平均處理的示例用表達式(2)表示。採樣定時的誤差信號=H:fe—,+eL,)-(《+込2J (2)在表達式(2)中，如果"fvco"是壓控振蕩器104b的頻率，則N/fvco對 應於其中環路濾波器108d執行平均處理的前述預定時間段。在環路濾波器 108d中通過預定時間段上的平均處理來獲得採樣定時的誤差信號。環路濾波 器108d是決定從高速AD轉換器104a經過控制值計算單元108和壓控振蕩 器104b並返回到高速AD轉換器104a的反饋環路的響應的設計要素。除了 在表達式(2 )中表示的平均處理之外，環路濾波器108d可以包括比例-積分 -微分(PID)算法。低速DA轉換器108e以例如幾兆樣本/秒的速度對從環路濾波器108d輸 出並要被提供給壓控振蕩器104b的控制信號執行DA轉換，並且將通過DA 轉換而獲得的控制電壓提供給壓控振蕩器104b，其中所述控制信號基於採樣 定時的誤差信號而生成。壓控振蕩器104b作為振蕩頻率基於所提供的控制 電壓而改變的時鐘產生源，產生規定採樣定時的時鐘以便提供給高速AD轉 換器104a。如果適當地控制提供給壓控振蕩器104b的控制電壓，也可以對 所產生的時鐘的相位進行控制，這對於本領域的技術人員來說是不言而喻 的。由壓控振蕩器104b產生的時鐘例如為大約40吉赫茲(GHz)。接下來說明由圖10所示的、根據笫二實施例的光接收裝置100b執行的 AD轉換控制處理。圖11是根據第二實施例的AD轉換控制過程的流程圖。 在AD轉換控制中，對用於產生採樣定時並且從壓控振蕩器104b提供給高 速AD轉換器104a的時鐘進行控制。首先，光接收裝置100b的光接收單元103相干地接收來自RZ-mPSK 光發送裝置200的輸入信號(步驟S301 )。高速AD轉換器104a將在步驟 S301相干接收輸入信號時的模擬信號轉換成複數字信號(步驟S302)。數字 濾波單元105以電的方式補償轉換後的複數字信號的波形失真(步驟S303 )。強度計算單元108a計算波形失真由數字濾波單元105以電的方式補償 後的複數字信號的強度(步驟S304)。分解器108b、減法器108c和環路濾 波器108d基於在表達式(2)中表示的計算而取得釆樣定時的誤差信號。基於 所取得的誤差信號，分解器108b、減法器108c和環路濾波器108d生成用於 提供給壓控振蕩器104b的控制信號(步驟S305 )。低速DA轉換器108e對控制信號執行DA轉換(步驟S306 )，並且將控 制電壓提供給壓控振蕩器104b (步驟S307 )。光接收裝置100b的控制器確 定光輸入信號的接收的停止是否意味著輸入信號的接收完成(步驟S308 )。 如果輸入信號的接收完成了 (步驟S308中為"是")，則AD轉換控制處理 結束，而如果輸入信號的接收未完成(步驟S308中為"否")，則光接收裝 置100b的控制器進入步驟S301。接下來說明由圖10所示的高速AD轉換器104a執行的AD轉換的採樣 定時與輸入信號之間的相位同步。圖12A、 12B和12C是用於說明根據第二 實施例的AD轉換定時與輸入信號之間的相位同步的概況的示意圖。如圖 12A、 12B和12C所示，縱軸表示強度，而橫軸表示時間。在輸入信號的強 度隨著時間而改變時，以預定定時每個符號兩次地對輸入信號進行採樣。一 個符號對應於強度波形的 一個山。接下來詳細說明採樣定時的反饋控制。圖12A是用於說明根據第二實施 例的AD轉換定時與輸入信號之間的相位同步狀態的示意圖。如圖12A所示， 當在一個符號中兩個採樣定時上的強度相同時，不對採樣定時的相位執行反 饋控制，並且在表達式(2)中計算的採樣定時的誤差信號為零。圖12B是說明作為根據第二實施例的AD轉換定時與輸入信號之間的相 位關係的示例執行反饋使相位提前的情況的概況的示意圖。如圖12B所示， 當在一個符號中兩個採樣定時上的強度不同，並且從第一強度中減去第二強 度所得的減法結果為正時，執行反饋控制以使採樣定時的時鐘相位提前。在 表達式(2)中計算的採樣定時的誤差信號的值為正。因此，施加到壓控振蕩器 104b的電壓增大，並且由壓控振蕩器104b產生的時鐘頻率增大。圖12C是說明作為根據笫二實施例的AD轉換定時的時鐘與輸入信號之間的相位關係的示例執行J1饋使相位延遲的情況的概況的示意圖。如圖12C 所示，當在一個符號中兩個採樣定時上的強度不同，並且從第一強度中減去 第二強度所得的減法結果為負時，執行反饋控制以使採樣定時的時鐘相位延 遲。並且在表達式(2)中計算的採樣定時的誤差信號的值為負。例如，通過減 小施加到壓控振蕩器104b的電壓，由壓控振蕩器104b產生的時鐘頻率減小 了。已經說明了本發明的實施例。然而，本發明在其更寬方面不局限於這裡 所示和所描述的具體細節和代表性實施例。因此，可以在不背離由所附權利 要求及其等效內容限定的總體發明概念的精神或範圍的情況下進行各種修 改。此外，這些實施例可以具有與上述效果不同的附加效果。根據第一和第二實施例的光接收裝置通過在以光學方式接收到的信號經過高速AD轉換之後執行電波形失真補償，來補償所接收波的波形失真。 然而，如圖13A所示，光接收裝置可以在以光學方式接收信號波之前執行光 波形失真補償，從而在光信號級補償波形失真。這樣，由於在光信號級執行 波形失真補償，因此可以減小後繼的數字處理單元上的處理負荷。此外，如圖13B所示，光接收裝置可以通過在接收到的光信號經過高速 AD轉換之後補償電波形失真，來執行所接收波的波形失真補償。對複數字 信號執行波形失真補償。當對複數字信號執行波形失真^H嘗時，可以由數字 處理器執行該處理。由於以電的方式執行波形失真補償，因此無需增加特定 的硬體結構，並且可以通過數字處理來補償波形失真。如圖13C所示，光接收裝置可以通過在接收到的光信號經過高速AD轉 換之前執行電波形失真補償，來補償所接收波的波形失真。在這種情況下， 對模擬信號執行波形失真補償。如圖13D所示，光接收裝置可以在以光學方式相干接收信號波之前執行 光波形失真補償，從而在光信號級補償波形失真。此外，光接收裝置可以在 以光學方式相干接收經過了光波形失真補償的信號並對其進行高速AD轉換 之後執行電波形失真補償。在這種情況下，可以更可靠地補償波形失真。由 於在光信號級的波形失真補償之後有電波形失真補償，因此可以實現更準確 的波形失真補償。在第一實施例的圖6中，數字濾波單元105包括鎖定狀態檢查單元105d。 一般而言，為了檢查時鐘再生鎖定狀態，需要將在數字濾波單元105中經過 波形失真補償的信號輸出到數字濾波單元105的外部，並且執行特定信號處理，例如採樣定時誤差提取。換句話說，在數字濾波單元105之外檢查時鐘 再生鎖定狀態。例如，在某個結構中，檢查從低速DA轉換器107g提供給壓 控振蕩器104b的控制電壓是否處於在設計時指定的預定範圍之內。為了與 這種結構相適應，數字濾波單元105可以不包括鎖定狀態檢查單元105d，並 且基於在外部執行的鎖定狀態檢查的結果而改變與波形失真狀態相關聯的 係數。這裡，數字濾波單元105是波形失真補償裝置，其在光接收裝置內通過 AD轉換將以光學方式接收的信號轉換成數位訊號，基於數位訊號的時鐘再 生狀態而補償數位訊號的波形失真，並且輸出結果。該波形失真補償裝置包 括存儲單元，其中針對從1到m (m是大於1的正整數)排序的m個波 形失真狀態中的每個狀態di (l<i<m)，存儲n個係數Cdu、 0 2等直至 C出n的組合；選擇單元，其從存儲單元按照順序選擇一個系it組合；以及波 形^真補償單元，其基於由選擇單元選擇的所述一個係數組合，補償數字信 號的波形失真。當基於按照前述順序首先選擇的係數Cdj(k+D (l<j<M)的 組合而確定了不能再生時鐘時，選擇單元重新選擇所排^的係數中的後繼系 數Qa+1) (k+D的組合。波形失真補償單元基於由選擇單元重新選擇的係數 Cd(j+化(k+D的組合，補償數位訊號的波形失真。在當前實施例中說明的所有自動化處理可以全部或部分地以人工方式 執行。類似地，在當前實施例中說明的所有人工處理可以全部或部分地通過 已知方法以自動方式執行。除非另外指明，否則在這些實施例中提及的處理 過程、控制過程、具體名稱和包括各種M在內的數據可以根據需要而改變，所示裝置的組成要素僅僅是概念性的，並且不一定在物理上與附圖中所 示的結構相似。例如，裝置無需一定具有所示的結構。才艮據負荷或者將J^ 用裝置的方式，作為整體或部分的裝置可以在功能或物理上加以分解或集 成。由裝置執行的處理功能全部或部分地由控制裝置例如中央處理單元 (CPU)、微計算機單元(MCU)、微處理單元(MPU)、場可編程門陣列 (FPGA)或數位訊號處理器(DSP)實現，或者通過由CPU、 MCU、 MPU、FPGA或DSP執行的程序實現，或者由高級硬體例如利用布線邏輯的專用集成電路(ASIC)實現。根據本發明的實施例，即使AD轉換的採樣速率等於或高於高速光信號 的符號速率且不大於高速光信號的符號速率的數倍，也可以以適當的定時執 行AD轉換。根據本發明的實施例，由於在通過對以光學方式接收到的信號進行轉換 而獲得的數位訊號域中補償波形失真，因此可以通過數字處理器的處理來實 現快速的波形失真補償。儘管為了公開的完整性和清R見針對具體實施例描述了本發明，但是 所附權利要求不局限於此，而^t被解釋為涵蓋了合理地落在這裡所闡述的 基本教導內的、本領域技術人員可以想到的所有變型和可替換構造。
權利要求
1.一種模數轉換控制器，用於在接收光信號的光接收裝置中控制模數轉換器，其中，所述光信號中的每個符號的光強度波形是歸零脈衝，並且所述模數轉換器通過以預定採樣定時進行模數轉換來將所接收到的信號轉換成數位訊號，所述模數轉換控制器包括採樣定時脈衝源，其生成規定所述預定採樣定時的脈衝，並且以電的方式控制所述脈衝的相位；誤差估計器，其基於所述模數轉換器的模數轉換結果來估計所述數位訊號的所述模數轉換的採樣定時誤差；控制值計算單元，其基於由所述誤差估計器估計的所述採樣定時誤差，計算用於控制所述採樣定時脈衝源的所述相位的控制值；以及補償器，其基於由所述控制值計算單元算出的所述控制值，對規定所述預定採樣定時的所述脈衝的所述相位執行反饋補償。
2. 根據權利要求l所述的模數轉換控制器，還包括數模轉換器，其布置在所述控制值計算單元和所述釆樣定時脈衝源之 間，其中，所述補償器基於通過所述數模轉換器對所述控制值進行轉換而獲得 的模擬值，對規定所述預定採樣定時的所述脈衝的所^目位執行所述^^饋 補償，其中所述控制值由所述控制值計算單元通過數字運算處理算出。
3. —種模數轉換控制器，用於在接收光信號的光接收裝置中控制模 數轉換器，其中，所述光信號中的每個符號的光強度波形是歸零脈沖，並 且所述模數轉換器通過以預定採樣定時進行模數轉換來將所接收到的信 號轉換成數位訊號，所述模數轉換控制器包括採樣定時脈衝源，其生成規定所述預定釆樣定時的脈衝，並且以電的 方式控制所述脈衝的相位；控制值計算單元，其基於所述m轉換器的m轉換結果來估計所述數位訊號的所述模數轉換的採樣定時誤差，並且基於所估計的採樣定時誤 差，計算用於控制所述採樣定時脈衝源的所勤目位的控制值;以及補償器，其基於由所述控制值計算單元算出的所述控制值，對規定所 述預定釆樣定時的所述脈衝的所^目位執行^Jt補償。
4. 根據權利要求3所述的m轉換控制器，還包括 數模轉換器，其布置在所述控制值計算單元和所述採樣定時脈衝源之間，其中，所述補償器基於通過所述數模轉換器對所述控制值進行轉換而獲得 的模擬值，對規定所述預定採樣定時的所述脈沖的所i^目位執行所述反饋 補償，其中所述控制值由所述控制值計算單元通過數字運算處理算出。
5. 根據權利要求3所述的模數轉換控制器，其中，所述控制值計算單元通過將所述複數字信號的絕對值或者與所述復 數位訊號的絕對值一一對應的值乘以第 一抖動信號，來估計所述複數字信 號的所述模數轉換的所述採樣定時誤差，並且將與所述第 一抖動信號同步 的第二抖動信號加到基於所估計的採樣定時誤差而算出的值上，以計算用於控制所述採樣定時脈衝源的所^目位的所述控制值。
6. 根據權利要求3所述的模數轉換控制器，其中，當所述模數轉換的平均採樣頻率是所接收到的光信號的符號速率的 n倍時，所述控制值計算單元基於兩個複數字信號的絕對值之間的差或者 與所述兩個複數字信號的絕對值一一對應的值之間的差，估計所述釆樣定 時誤差，並且基於所估計的採樣定時誤差，計算用於控制所述採樣定時脈 衝源的所勤目位的所述控制值，其中n是等於或大於2的正整數，並且其 中所述兩個複數字信號是根據預定選擇方式從與所接收到的信號的一個 符號對應的n個複數字信號中選擇的。
7. 根據權利要求3所述的m轉換控制器，其中，所述模數轉換器對通過在光信號級對所接收到的光信號進行波形失 真補償而獲得的信號執行所述模數轉換。
8. 根據權利要求3所述的 轉換控制器，其中，所述控制值計算單元基於所述複數字信號的絕對值之間的差或者與 所述複數字信號的絕對值一一對應的值之間的差，估計所述採樣定時誤 差，並且基於所估計的採樣定對誤差，計算用於控制所述採樣定時脈衝源 的所^目位的所述控制值，其中所述複數字信號基於通過對所述複數字信 號進行電波形失真補償而獲得的信號。
9. 根據權利要求3所述的模數轉換控制器，其中， 所述模數轉換器對通過在電信號級對所接收到的光信號進行波形失真補償而獲得的信號執行所述m轉換。
10. —種m轉換控制器，用於在接收光信號的光接收裝置中控制模數轉換器，其中，所述光信號中的每個符號的光強度波形是歸零脈沖，並 且所述模數轉換器通過以預定採樣定時進行模數轉換來將所接收到的光信號轉換成複數字信號，所述模數轉換控制器包括採樣定時脈沖源，其生成規定所述預定採樣定時的脈衝，並且以電的 方式控制所述脈衝的相位；強度計算單元，其計算通過所i^^數轉換器的所ii^轉換而獲得的 所述複數字信號的絕對值或者與所述複數字信號的絕對值一一對應的值；控制值計算單元，其基於由所述強度計算單元算出的所述複數字信號 的絕對值或者與所述複數字信號的絕對值一一對應的所述值，估計所述復 數位訊號的m轉換的採樣定時誤差，並且基於所估計的採樣定時誤差， 計算用於控制所述採樣定時脈沖源的所W目位的控制值；以及補償器，其基於由所述控制值計算單元算出的所述控制值，對規定所 述預定釆樣定時的所述脈沖的所ii^目位執行Jl饋補償。
11. 根據權利要求10所述的模數轉換控制器，還包括數模轉換器，其布置在所述控制值計算單元和所述採樣定時脈衝源之 間，其中，所述補償器基於通過所述數模轉換器對所述控制值進行轉換而獲得 的模擬值，對規定所述預定採樣定時的所述脈沖的所述相位執行所述反饋 補償，其中所述控制值由所述控制值計算單元通過數字運算處理算出。
12. 根據權利要求10所述的m轉換控制器，其中，所述控制值計算單元通過將所述複數字信號的絕對值或者與所述復 數位訊號的絕對值一一對應的所述值乘以第 一抖動信號，來估計所述複數 字信號的所i^m轉換的所述採樣定時誤差，並且將與所述第一抖動信號 同步的第二抖動信號加到基於所估計的釆樣定時誤差而算出的值上，以計算用於控制所述採樣定時脈衝源的所勤目位的所述控制值。
13. 根據權利要求io所述的m轉換控制器，其中，當所述模數轉換的平均採樣頻率是所接收到的光信號的符號速率的 n倍時，所述控制值計算單元基於兩個複數字信號的絕對值之間的差或者 與所述兩個複數字信號的絕對值一一對應的值之間的差，估計所述採樣定時誤差，並且基於所估計的採樣定時誤差，計算用於控制所述採樣定時脈衝源的所^目位的所述控制值，其中n是等於或大於2的正整數，並且其 中所述兩個複數字信號是根據預定選擇方式從與所接收到的信號的一個 符號對應的n個複數字信號中選擇的。
14. 根據權利要求10所述的微轉換控制器，其中，所述模數轉換器對通過在光信號級對所接收到的光信號進行波形失 真補償而獲得的信號執行所述模數轉換。
15. 根據權利要求10所述的m轉換控制器，其中，所述控制值計算單元基於所述複數字信號的絕對值之間的差或者與 所述複數字信號的絕對值一一對應的所述值之間的差，估計所述釆樣定時 誤差，並且基於所估計的採樣定時誤差，計算用於控制所述採樣定時脈沖 源的所勤目位的所述控制值，其中所述複數字信號基於通過對所述複數字 信號進行電波形失真補償而獲得的信號。
16. 根據權利要求10所述的微轉換控制器，其中，所述模數轉換器對通過在電信號級對所接收到的光信號進行波形失 真補償而獲得的信號執行所述模數轉換。
17. —種光接收裝置，用於基於通過以預定採樣定時對接收到的信號 進行模數轉換而獲得的複數字信號來輸出接收數據，其中所接收到的信號 基於其每個符號的光強度波形是歸零脈衝的光信號而生成，所述光接收裝 置包括採樣定時脈衝源，其生成規定所述預定採樣定時的脈衝，並且以電的 方式控制所述脈衝的相位；模數轉換器，其以所述預定採樣定時對所接收到的信號執行模數轉換；控制值計算單元，其計算通過所述模數轉換器的所述模數轉換而獲得 的所述複數字信號的絕對值或者與所述複數字信號的絕對值一一對應的一一對應的值，估計所述複數字信號的所述模數轉換的採樣定時誤差，並 且基於所估計的採樣定時誤差，計算用於控制所述採樣定時脈沖源的所述 相位的控制值；以及補償器，其基於由所述控制值計算單元算出的所述控制值，對規定所述預定採樣定時的所述脈衝的所^目位執行反饋補償。
18. 根據權利要求17所述的光接收裝置，還包括數模轉換器，其布置在所述控制值計算單元和所述採樣定時脈沖源之 間，其中，所述補償器基於通過所述數模轉換器對所述控制值進行轉換而獲得 的模擬值，對規定所述預定採樣定時的所述脈衝的所i^目位執行所述反饋 補償，其中所述控制值由所述控制值計算單元通過數字運算處理算出。
19. 根據權利要求17所述的光接收裝置，其中，所述控制值計算單元基於通過將所述複數字信號的絕對值或者與所 述複數字信號的絕對值一一對應的所述值乘以第 一抖動信號而獲得的值， 來估計所述採樣定時誤差，並且將與所述第 一抖動信號同步的第二抖動信 號加到基於所估計的採樣定時誤差而算出的值上，以計算用於控制所述採 樣定時脈衝源的所^目位的所述控制值。
20. 根據權利要求17所述的光接收裝置，其中，當所述預定釆樣定時是所接收到的光信號的符號速率的n倍時，所述 控制值計算單元基於兩個複數字信號的絕對值之間的差或者與所述兩個 複數字信號的絕對值一一對應的值之間的差，估計所述採樣定時誤差，並 且基於所估計的採樣定時誤差，計算用於控制所述採樣定時脈衝源的所述 相位的所述控制值，其中n是等於或大於2的正整數，並且其中所述兩個 複數字信號是根據預定選擇方式從與所接收到的光信號的一個符號對應 的n個複數字信號中選擇的。
21. 根據權利要求17所述的光接收裝置，還包括光信號波形失真補償單元，其在光信號級補償所接收到的光信號的波 形失真，其中，所述模數轉換器對通過所述光信號波形失真補償單元的所述波形失 真補償而獲得的信號執行所述模數轉換。
22. 根據權利要求17所述的光接收裝置，還包括電信號波形失真補償單元，其在電信號級補償所接收到的光信號的波 形失真，其中，所述控制值計算單元基於所述複數字信號的絕對值之間的差或者與所述複數字信號的絕對值一一對應的所述值之間的差，估計所述採樣定時 誤差，並且基於所估計的採樣定時誤差，計算用於控制所述採樣定時脈衝 源的所i^目位的所述控制值，其中所述複數字信號基於通過所述電信號波 形失真補償單元對所述複數字信號進行波形失真補償而獲得的信號。
23. 根據權利要求17所述的光接收裝置，還包括電信號波形失真補償單元，其在電信號級補償所接收到的光信號的波 形失真，其中，所述模數轉換器對通過所述電信號波形失真補償單元的所述波形失 真補償而獲得的信號執行所述m轉換。
24. —種光接收方法，用於基於通過以預定採樣定時對接收到的信號 進行模數轉換而獲得的複數字信號來輸出接收數據，其中所接收到的信號 基於其每個符號的光強度波形是歸零脈衝的光信號而生成，所述光接收方 法包括採樣定時脈沖生成步驟，用於生成規定所述預定採樣定時的脈沖，並 且以電的方式控制所述脈衝的相位；模數轉換步驟，用於以所述預定釆樣定時對所接收到的信號執行m 轉換；強度計算步驟，用於計算通過所述模數轉換步驟中的所述模數轉換而 獲得的所述複數字信號的絕對值或者與所述複數字信號的絕對值一一對 應的值；誤差估計步驟，用於基於在所述強度計算步驟中算出的所述複數字信 號的絕對值或者與所述複數字信號的絕對值一一對應的值，估計所述複數 字信號的所i^m轉換的採樣定時誤差；、控制值計算步驟，,用於基於所估計的^樣定時誤差，、計算用於控制在補償步驟，用於基於在所述控制值計算步驟中算出的所述控制值，對 規定所述預定採樣定時的所述脈衝的所述相位執行反饋補償。
25. 根據權利要求24所述的光接收方法，其中， 所述補償步驟包括:基於通過對所述控制值進行數模轉換而獲得的模償，其中所述控制值在所述控制值計算步驟中通過數字運算處理算出。
26. 根據權利要求24所述的光接收方法，其中，所述誤差估計步驟包括通過將所述複數字信號的絕對值或者與所述 複數字信號的絕對值一一對應的所述值與第 一抖動信號相混合來計算採 樣定時誤差，以及所述控制值計算步驟包括通過將與所述第 一抖動信號同步的第二抖 動信號加到基於所述採樣定時誤差而算出的所述控制值上，計算用於控制值。
27. 才艮據權利要求24所述的光接收方法，其中，所述誤差估計步驟包括當所述預定採樣定時是所接收到的信號的符 號速率的ii倍時，基於兩個複數字信號的絕對值之間的差或者與所述兩個 複數字信號的絕對值一一對應的值之間的差，計算所述採樣定時誤差，其 中n是等於或大於2的正整數,並且其中所述兩個複數字信號是基於根據 預定選擇方式從與所接收到的光信號的一個符號對應的n個複數字信號 中選棒的。
28. 根據權利要求24所述的光接收方法，還包括光信號波形失真補償步驟，用於在光信號級補償所接收到的信號的波 形失真，其中，所述模數轉換步驟包括對通過所述光信號波形失真補償步驟中的所 述波形失真補償而獲得的信號執行所述模數轉換。
29. 根據權利要求24所述的光接收方法，還包括電信號波形失真補償步驟，用於在電信號級補償所接收到的信號的波 形失真，其中，所述誤差估計步驟包括:基於所述複數字信號的絕對值之間的差或者 與所述複數字信號的絕對值一一對應的所述值之間的差，計算所述採樣定 時誤差，其中所述複數字信號基於通過在所述電信號波形失真補償步驟中 對所述複數字信號進行所述波形失真補償而獲得的信號。
30. 根據權利要求24所述的光接收方法，還包括電信號波形失真補償步驟，用於在電信號級補償所接收到的信號的波 形失真，其中，所述m轉換步驟包括對通過所述電信號波形失真補償步驟中的所 述波形失真補償而獲得的信號執行所述模數轉換。
31. —種波形失真補償裝置，用於在光接收裝置中執行m轉換以便 將以光學方式接收到的信號轉換成數位訊號，補償所述數位訊號的波形失 真，並且輸出所得到的信號，所述波形失真補償裝置包括存儲單元，其中針對從1到m排序的m個波形失真狀態中的每個狀 態di，存儲用於每個波形失真狀態di的n個係數Cdi—p Cd。等直至Cdin 的組合，其中m和n是大於1的正整數，並且i是屬足Ki《m的正丞 數；選捧單元，其從所述存儲單元按照順序選擇一個係數組合；波形失真補償單元，其基於由所述選擇單元選擇的所述一個係數組 合，補償所述數位訊號的所述波形失真；以及檢查單元，其基於所述波形失真補償單元的補償結果，檢查是否可以 再生時鐘，其中，當基於按照順序在前選擇的係數Cdj (k+D的組合而由所述檢查單元進 行檢查的結果表示不能再生所述時鐘時，；斤述選擇單元按照順序重新選擇 後繼係數Cd(j+1) (k+D的組合，其中j是滿足1 < j < i-l的正整數，並且k是 滿足(K"n誦l的正整數，以及所述波形失真補償單元基於由所述選擇單元重新選擇的所述係數 Cd(j+D一(k+D的組合，補償所述數位訊號的所述波形失真。
32. 根據權利要求31所述的波形失真補償裝置，其中，所述波形失真補償單元將由所述選擇單元選擇的所述係數Cdi (w)分 別乘以延遲了時間段kx t的數位訊號，對乘法結果進行求和，並i補償 所述數位訊號的所述波形失真，其中k是滿足0《k《n-l的正整數，並且t是預定時間。
33. 根據權利要求31所述的波形失真補償裝置，其中，當所述檢查 單元的檢查結果表示可以再生所述時鐘時，所述波形失真補償裝置進入所 述係數的自適應控制。
全文摘要
本發明的光接收裝置從採用其中每個符號的光強度波形是歸零(RZ)脈衝的調製格式的光發送裝置接收光信號，並且通過模數(AD)轉換器的轉換處理將接收到的光信號轉換成數位訊號。AD轉換器之後的控制值計算單元對數位訊號進行數字處理，取得數位訊號的絕對值或者與數位訊號的絕對值一一對應的值，基於數位訊號的絕對值或者與數位訊號的絕對值一一對應的值，估計AD轉換器中的採樣定時相對於適當的定時的誤差，並且基於所估計的誤差來計算用於控制採樣定時的控制值。基於該控制值，可以補償規定AD轉換的採樣定時的脈衝的相位。
文檔編號H04B10/18GK101247177SQ20081000828
公開日2008年8月20日 申請日期2008年2月15日 優先權日2007年2月16日
發明者中島久雄, 星田剛司, 谷村崇仁 申請人:富士通株式會社