基於壓控振蕩器的bti測試裝置及其測試方法
2023-08-08 18:54:21 3
基於壓控振蕩器的bti測試裝置及其測試方法
【專利摘要】本發明提供一種基於壓控振蕩器（VCO）的偏壓溫度不穩定性（BTI）測試裝置及其測試方法，屬於半導體器件可靠性測試【技術領域】。本發明的BTI測試裝置包括被測器件（DUT）、環形振蕩器（RO）、模擬電壓切換模塊和第一個振蕩周期測試模塊；模擬電壓切換模塊用於控制DUT在電壓應力偏置和BTI效應測試偏置之間進行切換；RO包括至少一個流控反相器，DUT用於控制經該流控反相器的電流，以至於RO與DUT形成其輸出信號的頻率受偏置於DUT的柵端的電壓控制的VCO；第一個振蕩周期測試模塊能同步地測試輸出VCO的輸出信號的第一個周期的相關信號。該裝置具有BTI測試靈敏度高、測量準確、測試速度快的優點，並且電路簡單。
【專利說明】基於壓控振蕩器的BTI測試裝置及其測試方法
【技術領域】
[0001]本發明屬於半導體器件可靠性測試【技術領域】，涉及偏壓溫度不穩定性(BiasTemperature Instability, BTI)的測試，具體涉及一種基於壓控振蕩器(Voltage ControlOscillator, VCO)對被測器件(Device Under Test, DUT)進行BTI測試的裝置及其測試方法。
【背景技術】
[0002]BTI效應(包括負方向偏壓溫度不穩定性NBTI和正方向偏壓溫度不穩定性PBTI)是指在一定溫度條件下、在MOS管的柵端偏置電壓時，MOS管的特性會發生退化，例如，對於PM0SFET,閾值電壓(Vth)增加，飽和電流、亞閾值斜率和跨到跨導減小。隨著器件的尺寸不斷縮小，BTI效應成為器件退化的主要因素之一，因此，其越來越受到重視。
[0003]BTI效應的一個重要特徵就是其具有較強的恢復效應，例如，對於PM0SFET，在高溫下對其柵端偏置負偏壓一段時間後，如果將負偏壓該為零偏壓或正偏壓，器件的退化特性將有很強的恢復。因此，這給準確測試MOS管器件的帶來難題，通常地，難以實時地測量其閾值電壓的變化情況。
[0004]現有技術的BTI測試裝置中，在測試過程中，一般是測量Vth (相同Id條件下)的變化或Id (相同Vgs條件下)的變化，這些均是測量模擬信號來反映BTI，通常具有模擬信號難以跟蹤、測量靈敏度不夠、電路複雜的缺點，並最終導致測量不準確。其他也有採用數位訊號來反映BTI的測試方法，但是，難以實現以上所述的實時測量的要求，並且，測試電路複雜，最終也難以保證測試的準確度。
[0005]有鑑於此，本發明提出一種新型的BTI測試裝置。
【發明內容】
[0006]本發明的目的之一在於，簡化BTI測試裝置的電路結構。
[0007]本發明的還一目的在於，提高BTI測試的準確度。
[0008]為實現以上目的或者其他目的，本發明提供一種BTI測試裝置，其包括被測器件、環形振蕩器、模擬電壓切換模塊和第一個振蕩周期測試模塊；其中，
[0009]所述模擬電壓切換模塊用於基於第一控制信號對偏置於所述被測器件的柵端的第一電壓或第二電壓進行切換控制，所示第一電壓為使所述被測器件發生BTI效應的電壓，所述第二電壓為使所述被測器件工作於亞閾值的電壓；
[0010]所述環形振蕩器包括至少一個流控反相器，所述被測器件用於控制經該流控反相器的電流，以至於所述環形振蕩器與所述被測器件形成其輸出信號的頻率至少地受偏置於所述被測器件的柵端的電壓控制的壓控振蕩器；
[0011]所述第一個振蕩周期測試模塊同步地受所述第一控制信號控制，以至於所述被測器件的柵端被切換至偏置所述第二電壓時，所述壓控振蕩器的輸出信號的第一個周期的相關信號被所述第一個振蕩周期測試模塊測試輸出。[0012]在一實施例中，所述被測器件可以為NM0SFET，所述第一電壓大於所述NMOSFET的閾值電壓，所述第二電壓小於所述NMOSFET的閾值電壓。
[0013]在又一實施例中，所述被測器件可以為PM0SFET，所述第一電壓為負向電壓並且其絕對值大於所述PM0SFET的閾值電壓的絕對值，所述第二電壓為負向電壓並且其小於所述PM0SFET的閾值電壓的絕對值。
[0014]按照本發明一實施例的BTI測試裝置，其中，所述環形振蕩器基本由偶數個第一反相器和奇數個流控反相器串聯形成。
[0015]進一步，所述流控反相器為CMOS反相器，所述被測器件與所述CMOS反相器的其中一個MOS管的源端/漏端串聯連接。
[0016]進一步，所述壓控振蕩器的輸出信號的第一個周期的相關信號為第一個周期的周期值。
[0017]進一步，所述周期值反映所述第二電壓與所述被測器件的閾值電壓之差的絕對值的大小。
[0018]進一步，在所述第二電壓固定的情況下，所述周期值反映所述被測器件的閾值電壓變化，以進一步反映所述第一電壓偏置的情況下所發生的BTI效應的大小。
[0019]在之前所述任一實施例的BTI測試裝置中，所述第一信號為脈衝信號。
[0020]按照本發明的又一方面，提供一種使用以上所述的BTI測試裝置進行BTI測試的方法，其包括:
[0021]校準步驟:在所述被測器件被測試前，將與所述被測器件對應相同的校準單元對應置於所述裝置中，在所述校準單元的柵端上偏置多個不同大小的第二電壓，並通過所述第一個振蕩周期測試模塊測試每個第二電壓對應的所述第一個周期的周期值，基於所述第二電壓與所述周期值建立形成所述第二電壓與所述第一個周期的周期值之間的關係曲線.[0022]BTI產生步驟:對所述被測器件進行測試時，將所述被測器件中置於所述裝置中形成所述壓控振蕩器，控制所述第一信號以使所述第一電壓偏置所述被測器件的柵端；
[0023]BTI效應測試步驟:控制所述第一信號以使偏置所述被測器件的柵端的第一電壓切換為第二電壓，同時，所述第一信號使第一個振蕩周期測試模塊工作並實時地測試輸出所述壓控振蕩器的輸出信號的第一個周期的周期值；以及
[0024]比較計算步驟:將所述第二電壓偏置的情況下所得到的所述周期值在所述關係曲線中進行比較計算以反映所述第一電壓偏置條件下所述被測器件發生的BTI效應。
[0025]在一實施例中，所述被測器件為NMOSFET時，所述第一電壓大於所述NMOSFET的閾值電壓，所述第二電壓小於所述NMOSFET的閾值電壓。
[0026]在又一實施例中，所述被測器件為PM0SFET時，所述第一電壓為負向電壓並且其絕對值大於所述PM0SFET的閾值電壓的絕對值，所述第二電壓為負向電壓並且其小於所述PM0SFET的閾值電壓的絕對值。
[0027]進一步，所述比較計算步驟中，基於所述第二電壓偏置的情況下所得到的所述周期值，在所述關係曲線中對應計算得出第二電壓，將該計算得出的第二電壓與在BTI效應測試步驟中所偏置的第二電壓進行差值計算，以反映所述被測器件在偏壓溫度不穩定性效應測試步驟中產生的閾值偏移。[0028]本發明的技術效果是，第一，由於其輸出的第一個振蕩周期的相關信號是數位訊號測量，其測試準確；第二，第一個振蕩周期的周期值T是基於VCO的流控MOS管(也即被測器件)工作於亞閾值區測試得出，因此，其可以放大地反映出其Vth受BTI效應的變化，測試靈敏度高。第三，通過對VCO輸出的第一振蕩周期的周期值T測量，可以在第一電壓去除後實時同步測試完成，測試速度快，其測試結果受BTI效應的恢復效應影響小，更進一步地實現了準確測量；第四，整個測試裝置未引入模擬電路，整體電路簡單。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0029]從結合附圖的以下詳細說明中，將會使本發明的上述和其他目的及優點更加完全清楚，其中，相同或相似的要素採用相同的標號表示。
[0030]圖1是按照本發明一實施例提供的BTI測試裝置的電路模塊結構示意圖。
[0031]圖2是圖1所示實施例的BTI測試裝置所測試出的VCO的第一個振蕩周期的周期值T與v_s之間的關係曲線。
[0032]圖3是按照本發明又一實施例提供的BTI測試裝置的電路模塊結構示意圖。
[0033]圖4是基於圖3所不實施例的BTI測試裝直的測試時序關係不意圖。
【具體實施方式】
[0034]下面介紹的是本發明的多個可能實施例中的一些，旨在提供對本發明的基本了解，並不旨在確認本發明的關鍵或決定性的要素或限定所要保護的範圍。容易理解，根據本發明的技術方案，在不變更本發明的實質精神下，本領域的一般技術人員可以提出可相互替換的其他實現方式。因此，以下【具體實施方式】以及附圖僅是對本發明的技術方案的示例性說明，而不應當視為本發明的全部或者視為對本發明技術方案的限定或限制。
[0035]圖1所示為按照本發明一實施例提供的BTI測試裝置的電路模塊結構示意圖。在該實施例中，BTI測試裝置100用於對被測器件(DUT) 120進行測試，DUT120在該示例中為NM0SFET，但是，DUT120並不限於本示例，其可以選擇為其他類似MOS管結構的器件，例如，PM0SFET 等。
[0036]繼續如圖1所示，BTI測試裝置100主要地包括基於多級反相器串聯形成的環形振蕩器(Ring Oscillator) 110，在本發明中，環形振蕩器110與DUT120共同形成VC0。該VCO可以基於環形振蕩器110的傳輸延時調節振蕩器頻率。環形振蕩器110在該實施例中通過奇數個(大於或等於3個)反相器串聯連接形成環路來實現。具體地，包括偶數個反相器112和奇數個流控反相器111，如圖1中所示，環形振蕩器110包括4個反相器112和I個流控反相器111，每個反相器的輸出端連接至另一個反相器的輸入端，依次首尾串聯連接形成環路。其中，流控反相器111具體可以選擇為如圖所示的CMOS反相器。流經流控反相器111的電流大小是受DUT120控制，因此，DUT120也用作的流控反相器111的流控MOS管。
[0037]流控反相器111中的其中一個MOS管(Ml)的漏端或源端串聯連接於DUT120的源端或漏端，流控反相器111中的另一個MOS管(M2)的源端或漏端輸入電壓VDD(例如1.2V),因此，DUT120的柵端偏置電壓可以控制流經DUT120的電流，也即可以控制流經流控反相器111的電流。控制柵端偏置電壓以使DUT120工作於亞閾值區時，流經流控反相器111的電流是受DUT120的柵端偏置電壓所控制，並且對其變化反應靈敏。[0038]在又一實施例中，4個反相器112也可以為CMOS反相器，但是其並不受DUT120控制。另外，流控反相器111與DUT120之間的位置關係並不受圖示實施例限制，例如，在其他實施例中，DUT120為PM0SFET時，其也可以置於流控反相器111上方並與M2的源端或漏端串連。
[0039]該VCO的輸出信號的輸出頻率f是取決於串聯的反相器的總傳輸延時。而當DUT120的壓控端(也即柵端)輸入的電壓小於其閾值電壓(Vth)時，其流過的電流為亞閾值電流。由於亞閾值電流通常比較小，對於DUT120所連接的流控反相器111，其傳輸延時遠遠大於其他反相器112的傳輸延，此時，輸出頻率f基本取決於流控反相器111的傳輸延時，從而輸出頻率f (即輸出信號的頻率)主要取決於流經DUT120的亞閾值電流，進而通過f可以基本反映DUT120的亞閾值電流信息，進而可以通過f反映了 DUT120上所偏置的柵端電壓信息，也即輸出頻率f的周期信息可以反映DUT120上所偏置的柵端電壓信息。
[0040]繼續如圖1所示，BTI測試裝置100還包括模擬電壓切換模塊130和第一個振蕩周期測試模塊140。其中模擬電壓切換模塊130其用於控制偏置於DUT120的柵端的電壓信號，具體地，為測試DUT的BTI效應，偏置於DUT120的柵端的電壓信號至少需要使用Vmeas132和Vst,ess131，其中，Vstaess131為在BTI測試過程中向DUT的柵端偏置的電壓應力(例如，在某一溫度條件下)，在本文中簡稱為「第一電壓」，在該實例中，其選擇大於DUT的閾值電壓(例如1.2V或以上)；Vffleas132為使DUT工作於亞閾值區的電壓，在本文中簡稱為「第二電壓」，在該實施例中，其選擇小於DUT的閾值電壓。V_s132和VstMss131均為模擬電壓，切換模塊130具體可以通過信號(Sel) 190控制，例如，信號190可以為電壓脈衝信號，當其為低電平時，模擬電壓切換模塊130選擇Vst,ess131並將其偏置在DUT120的柵端上；當信號190為高電平時，模擬電壓切換模塊130選擇Vmeas132並將其偏置在DUT120的柵端上，從而方便地實現切換控制。
[0041]同時，信號190還偏置於第一個振蕩周期測試模塊140上,例如,信號190偏置於高電平時(此時Vmeas132偏置於DUT120，使其工作於亞閾值區)，第一個振蕩周期測試模塊140同步地開始工作測量VCO輸 出的第一個振蕩周期(也即輸出信號的第一個周期)的相關信息並輸出141，例如，輸出141為第一個振蕩周期的周期值T。
[0042]基於圖1所示的DUT測試裝置在對DUT120進行BTI測試時，首先，步驟S910，在DUT120被在被偏置V一131之前，選擇與DUT120結構參數相同的校準單元作為流控MOS管。如上所述輸出信號的周期值T可以反映DUT120上所偏置的柵端電壓信息，因此，同樣可以在校準單元上偏置不同大小的V_s132，相應地測量出VCO的多個第一個振蕩周期的周期值T，從而可以得到T與Vnwas之間的關係曲線。其中，校準單元為未受BTI影響的NM0SFET，其閾值電壓與DUT120相同。
[0043]圖2所示為圖1所示實施例的BTI測試裝置所測試出的VCO的第一個振蕩周期的周期值T與V_s之間的關係曲線。在該實施例中，在不同V_s132的情況下，信號190輸入高電平，使模擬電壓切換模塊130選擇V_s132，此時，校準單元工作於亞閾值區，流經校準單元和流控反相器111的電流11受￥_3132控制，I Vth-Vnreas I越大(由於之前沒有偏置Vstress131, Vth基本沒有發生變化，即此時基本不存在BTI效應)，電流I1越小；此時，流控反相器111延遲遠遠大於反相器112的延遲，因此，環形振蕩器110與校準單元構成的VCO的輸出頻率f由流控反相器111的延遲決定，也即第一個振蕩周期的周期值T由V_s (此時Vth基本不變)決定。因此，在v_s變化的情況下，根據相應到測量的多個第一個振蕩周期的周期值T，可以得到如圖2所示的周期值T與V_s的函數關係曲線。
[0044]進一步，步驟S920，準備測試BTI效應，通過信號190輸入低電平(電壓脈衝信號為低電平)，使模擬電壓切換模塊130選擇Vst,ess131，此時，DUT120處於應力偏置條件下。Vstress131的偏置時間由信號190的電壓脈衝信號的低電平時間長短決定，其可以根據具體測試要求而進行具體選擇設置。
[0045]進一步，步驟S930，通過信號190輸入高電平，使模擬電壓切換模塊130選擇Vmeas132，此時，DUT120工作於亞閾值區，流經DUT120和流控反相器111的電流I1受Vmeas132控制，I Vth-Vnreas I越大，電流I1越小；此時，流控反相器111延遲遠遠大於反相器112的延遲，因此，環形振蕩器110與DUT120構成的VCO的輸出頻率f由流控反相器111的延遲決定，也即由I vth-v_s I決定。
[0046]同時，在VCO起振後，信號190輸入高電平控制第一個振蕩周期測試模塊140開始工作，其基本可以在應力偏置去除的條件下很快地測試出該V_s對應的第一個振蕩周期的周期值T，例如可以在IOOns內測量振蕩的第一個周期的結果。因此，DUT120的BTI的恢復效應在此基本可以得到克服，並且測試速度快。
[0047]進一步，步驟S940，根據第一個振蕩周期的周期值T，基於圖2所示的關係曲線，可以對應地得出Vmeas,該Vmeas與實際偏置的Vmeas (步驟S930中的Vmeas)之間的差值，是由VstressI31對DUT產生的BTI效應所導致的，也即反映了 Vstoss131偏置後的DUT120的閾值電壓Vth的偏移量。
[0048]綜合上可知，BTI效應可以由圖1所示實施例的測試裝置100準備快速的測試得出。由於其輸出的第一個振蕩周期的相關信號是數位訊號測量，其測試準確；並且，第一個振蕩周期的周期值T是基於VCO的流控MOS管(也即DUT120)工作於亞閾值區測試得出，因此，其可以放大地反映出其Vth的受BTI效應的變化，測試靈敏度高。進一步，通過對VCO輸出的第一振蕩周期的周期值T測量，可以在&&_131去除後實時同步測試完成(例如可以達到IOOns以內)，測試速度快，其測試結果受BTI效應的恢復效應影響小，更進一步地實現了準確測量。同時，整個測試裝置未引入模擬電路，整體電路簡單。
[0049]需要說明的是，更換DUT120時，如果更換後的DUT與更換之前的DUT為相同的器件，例如，在同一晶圓上製備的器件，或者在同一工藝流水線上製備的器件，則可以繼續採用圖2所示的關係曲線，重複步驟S920至步驟S940即可是實現對於更換後的DUT的BTI測試。當然，也可以在改變Vstass大小後，重複步驟S920至步驟S940進行不同Vstoss條件下對應於DUT的BTI效應測試。進一步，如果更換後的DUT與更換之前的DUT為不同器件，需要重新選取與更換後的DUT對應相同的校準單元，執行步驟S910，測試出其周期值T與Vmeas的函數關係曲線。
[0050]圖3所示為按照本發明又一實施例提供的BTI測試裝置的電路模塊結構示意圖。該實施例的BTI測試裝置300與圖1所示實施例的BTI測試裝置100測試原理基本相同。在該實施例中，可以對DUT陣列進行測試，如圖3所示，DUT陣列320包括多個DUT單元，每個單元可以被選擇與環形振蕩器310形成VC0。同樣地，環形振蕩器310與圖1所示的環形振蕩器110基本類似，其至少包括一個流控反相器，其可以與被選擇的DUT單元串聯，從而，形成的VCO的輸出信號的頻率可以基本地由偏置在DUT單元的柵端的信號來控制。具體地，BTI測試裝置300可以通過如圖所示的地址解碼器和堆棧轉換器來根據地址信號對應選擇測DUT單元，因此，該實施例的BTI測試裝置300可以方便的進行陣列測試。當然，DUT陣列320中也可以包括校準單元，在執行以上所述的步驟S910時，可以選擇某一相應校準單元進行測試。
[0051]繼續如圖3所示，BTI測試裝置300的模擬電壓切換模塊330同樣可以至少地實現如圖1所示的模擬電壓切換模塊130的功能。V_s132和Vstass131之間的切換同樣可以受信號190控制，當然，該實施例中，信號Str/Rec還可以控制和Vtjff之間的切換，其中，Voff偏置時，使其他未被選中的DUT單元全部關斷，Vrecover偏置時，針對被選中的DUT單元，測量其Vth恢復的過程。
[0052]信號190同時偏置於第一個振蕩周期測試模塊340的控制邏輯子模塊341上。第一個振蕩周期測試模塊340的功能與如圖1所示的第一個振蕩周期測試模塊140的功能基本相同。如圖3所示，基本由環形振蕩器310和DUT陣列320形成的VCO的輸出信號經過電平移位模塊350進行處理後，分別輸出控制邏輯子模塊341和頻分器360。具體地，在該實施例中，341是控制邏輯單元，主要是狀態機，根據Sel信號和VCOout信號的變化，產生狀態的變化，採樣VCOout的第一個周期並控制計數器單元342的使能和清零；342是同步計數器單元，具有清零和使能端，根據清零和使能信號進行清零或計數；343是寄存器單元，將同步計數器單元342的數值進行保存，直到控制邏輯單元340產生清零為止。頻分器360進一步輸出該VCO所對應的輸出頻率f_out。
[0053]圖4所不為基於圖3所不實施例的BTI測試裝置的測試時序關係不意圖。基於圖4所示實施例的信號，反映了該BTI測試裝置的測試原理。其中，Sel信號是測試使能信號，當偏置應力或恢復一段時間之後啟動Sel進行DUT單元的Vth的測量。VCOrat是Vth測試過程中該VCO的振蕩信號輸出，在Sel為高電平的整個過程中都會振蕩。C0unter_en是控制邏輯採樣VCO的第一個周期，產生與VCO第一個周期相同的脈衝，控制計數器計數，這樣就實現了將VCO的第一個周期轉為數字數據。CLK是時鐘信號，一直有效。Data_out是計數器輸出，在Counter_en有效的器件計數並輸出結果,一旦Counter_en無效,則保持結果，並一直保持到下一次Sel為高電平，Sel —旦為高電平會由控制邏輯模塊單元341對其清零。
[0054]以上例子主要說明了本發明的BTI測試裝置及其測試方法。儘管只對其中一些本發明的實施方式進行了描述，但是本領域普通技術人員應當了解，本發明可以在不偏離其主旨與範圍內以許多其他的形式實施。因此，所展示的例子與實施方式被視為示意性的而非限制性的，在不脫離如所附各權利要求所定義的本發明精神及範圍的情況下，本發明可能涵蓋各種的修改與替換。
【權利要求】
1.一種偏壓溫度不穩定性測試裝置，其特徵在於，包括被測器件、環形振蕩器、模擬電壓切換模塊和第一個振蕩周期測試模塊；其中， 所述模擬電壓切換模塊用於基於第一控制信號對偏置於所述被測器件的柵端的第一電壓或第二電壓進行切換控制，所示第一電壓為使所述被測器件發生偏壓溫度不穩定性效應的電壓，所述第二電壓為使所述被測器件工作於亞閾值的電壓； 所述環形振蕩器包括至少一個流控反相器，所述被測器件用於控制經該流控反相器的電流，以至於所述環形振蕩器與所述被測器件形成其輸出信號的頻率至少地受偏置於所述被測器件的柵端的電壓控制的壓控振蕩器； 所述第一個振蕩周期測試模塊同步地受所述第一控制信號控制，以至於所述被測器件的柵端被切換至偏置所述第二電壓時，所述壓控振蕩器的輸出信號的第一個周期的相關信號被所述第一個振蕩周期測試模塊測試輸出。
2.如權利要求1所述的偏壓溫度不穩定性測試裝置，其特徵在於，所述被測器件為NMOSFET，所述第一電壓大於所述NMOSFET的閾值電壓，所述第二電壓小於所述NM0SFET的閾值電壓。
3.如權利要求1所述的偏壓溫度不穩定性測試裝置，其特徵在於，所述被測器件為PM0SFET，所述第一電壓為負向電壓並且其絕對值大於所述PM0SFET的閾值電壓的絕對值，所述第二電壓為負向電壓並且其小於所述PM0SFET的閾值電壓的絕對值。
4.如權利要求1所述的偏壓溫度不穩定性測試裝置，其特徵在於，所述環形振蕩器基本由偶數個第一反相器和奇數個流控反相器串聯形成。
5.如權利要求4所述的偏壓溫度不穩定性測試裝置，其特徵在於，所述流控反相器為CMOS反相器，所述被測器件與所述CMOS反相器的其中一個MOS管的源端/漏端串聯連接。
6.如權利要求`1所述的偏壓溫度不穩定性測試裝置，其特徵在於，所述壓控振蕩器的輸出信號的第一個周期的相關信號為第一個周期的周期值。
7.如權利要求6所述的偏壓溫度不穩定性測試裝置，其特徵在於，所述周期值反映所述第二電壓與所述被測器件的閾值電壓之差的絕對值的大小。
8.如權利要求7所述的偏壓溫度不穩定性測試裝置，其特徵在於，在所述第二電壓固定的情況下，所述周期值反映所述被測器件的閾值電壓變化，以進一步反映所述第一電壓偏置的情況下所發生的偏壓溫度不穩定性效應的大小。
9.如權利要求1所述的偏壓溫度不穩定性測試裝置，其特徵在於，所述第一信號為脈衝信號。
10.一種使用如權利要求1所述的裝置進行偏壓溫度不穩定性測試的方法，其特徵在於，包括: 校準步驟:在所述被測器件被測試前，將與所述被測器件對應相同的校準單元對應置於所述裝置中，在所述校準單元的柵端上偏置多個不同大小的第二電壓，並通過所述第一個振蕩周期測試模塊測試每個第二電壓對應的所述第一個周期的周期值，基於所述第二電壓與所述周期值建立形成所述第二電壓與所述第一個周期的周期值之間的關係曲線； 偏壓溫度不穩定性產生步驟:對所述被測器件進行測試時，將所述被測器件中置於所述裝置中形成所述壓控振蕩器，控制所述第一信號以使所述第一電壓偏置所述被測器件的柵端；偏壓溫度不穩定性效應測試步驟:控制所述第一信號以使偏置所述被測器件的柵端的第一電壓切換為第二電壓，同時，所述第一信號使第一個振蕩周期測試模塊工作並實時地測試輸出所述壓控振蕩器的輸出信號的第一個周期的周期值；以及 比較計算步驟:將所述第二電壓偏置的情況下所得到的所述周期值在所述關係曲線中進行比較計算以反映所述第一電壓偏置條件下所述被測器件發生的偏壓溫度不穩定性效應。
11.如權利要求10所述的方法，其特徵在於，所述被測器件為NMOSFET時，所述第一電壓大於所述NMOSFET的閾值電壓，所述第二電壓小於所述NMOSFET的閾值電壓。
12.如權利要求10所述的方法，其特徵在於，所述被測器件為PM0SFET時，所述第一電壓為負向電壓並且其絕對值大於所述PM0SFET的閾值電壓的絕對值，所述第二電壓為負向電壓並且其小於所述PM0SFET的閾值電壓的絕對值。
13.如權利要求10所述的方法，其特徵在於，所述比較計算步驟中，基於所述第二電壓偏置的情況下所得到的所述周期值，在所述關係曲線中對應計算得出第二電壓，將該計算得出的第二電壓與在偏壓溫度不穩定性效應測試步驟中所偏置的第二電壓進行差值計算，以反映所述被測器件在偏`壓溫度不穩定性效應測試步驟中產生的閾值偏移。
【文檔編號】G01R31/26GK103513173SQ201210224114
【公開日】2014年1月15日 申請日期:2012年6月29日 優先權日:2012年6月29日
【發明者】林殷茵, 董慶 申請人:復旦大學