功率轉換裝置及其控制方法、電動助力轉向控制裝置與流程

2024-03-25 08:07:05

本發明涉及功率轉換裝置等，尤其涉及在動作中檢測母線電流的功率轉換裝置及其控制方法、電動助力轉向控制裝置。

背景技術：

例如，在下述專利文獻1等所記載的以往的電動機控制裝置及電動助力轉向裝置中，在構成為基於pwm各相佔空指令值來對電動機進行驅動控制的同時，利用單分流型電流檢測器檢測所述電動機各相電動機電流的電動機控制裝置中，具備電流檢測校正部，該電流檢測校正部根據逆變器的電源電壓、各相佔空指令值、電動機的反向電動勢信息、電流檢測器檢測到的各相電動機電流、pwm的配置信息以及電動機的電氣特性式，來計算電流檢測校正值，利用電流檢測校正值來將電流檢測器檢測到的各相電動機電流校正為電動機平均電流，由此來對電動機進行驅動控制。

現有技術文獻

專利文獻

專利文獻1：日本專利特開2013－62913號公報

技術實現要素：

發明所要解決的技術問題

在這種電動機控制裝置及電動助力轉向裝置中，採用下述結構，即：在向平均電流進行校正時，在電流檢測校正部中，使用逆變器的電源電壓、各相佔空指令值、電動機的反向電動勢信息、電流檢測器檢測到的各相電動機電流、pwm的配置信息以及電動機的電氣特性式來計算電流檢測校正值，由於在進行校正值的計算時需要進行大量的運算，因此存在難以安裝到低成本的微機中這一問題。並且，由於電動機的溫度變動，與電動機的電阻r、反向電動勢emf成比例的磁通交鏈數會發生變動，並且，電動機的電感l會在向電動機的繞組通電流時受到磁飽和的影響而發生變動。由此，若電動機常數發生變動，與電流檢測校正部所存儲的電動機常數之間產生誤差，則電流檢測器檢測到的各相電動機電流和電動機平均電流的差分與電流檢測校正值之間會產生誤差，從而存在無法將電流檢測器檢測到的各相電動機電流校正為電動機平均電流的問題。此外，即使利用電流檢測校正部實施將電動機常數的變動考慮在內的校正從而進行應對，也還是會產生對於該應對措施還需要進行運算這一新的問題。

本發明是鑑於上述問題點而完成的，其目的在於提供一種關於用於檢測動作中的母線電流的控制，能夠通過少量的運算獲得平均電流，從而利用低成本的微機就能夠實現的功率轉換裝置等。

解決技術問題所採用的技術方案

本發明的功率轉換裝置等包括：具有三相以上的多相繞組且為凸極性的交流旋轉電機；輸出直流電壓的直流電源；基於用於所述交流旋轉電機的來自外部的控制指令來運算電壓指令的電壓指令運算部；輸出與所述電壓指令相對應且至少與將所述交流旋轉電機的dq軸中電感較大的軸夾住的兩個電壓矢量相對應的開關信號的開關信號生成部；基於所述開關信號，進行在動力運行時將來自所述直流電源的所述直流電壓轉換成交流電壓並提供給所述交流旋轉電機的動作，以及在再生運行時將所述交流旋轉電機的電動勢轉換成直流電並提供給所述直流電源的動作中的一方或雙方的功率轉換部；檢測在所述直流電源與所述功率轉換部之間流過的電流即母線電流的電流檢測部；以及基於檢測出的所述母線電流來運算流過所述交流旋轉電機的多相繞組的相電流的相電流運算部，所述電流檢測部在輸出與所述兩個電壓矢量相對應的開關信號時檢測所述母線電流。

發明效果

本發明中，能夠提供一種關於用於檢測動作中的母線電流的控制，能夠通過少量的運算獲得平均電流，從而利用低成本的微機就能夠實現的功率轉換裝置等。

附圖說明

圖1是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置的整體結構的圖。

圖2是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中開關信號、電壓矢量、以及流過三相繞組的電流間的關係的一個示例的圖。

圖3是表示本發明所涉及的電壓矢量和交流旋轉電機的三相繞組的相方向的關係的圖。

圖4是表示圖1的交流旋轉電機的轉子的基本結構的一個示例的圖。

圖5是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，開關信號生成部中的開關信號、電流檢測部中母線電流的檢測時刻、以及電壓矢量的一個示例的動作說明圖。

圖6是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，開關信號生成部中的開關信號、電流檢測部中母線電流的檢測時刻、以及電壓矢量的另一個示例的動作說明圖。

圖7是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，開關信號生成部中的開關信號、電流檢測部中母線電流的檢測時刻、以及電壓矢量的另一個示例的動作說明圖。

圖8是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，開關信號生成部中的開關信號、電流檢測部中母線電流的檢測時刻、以及電壓矢量的另一個示例的動作說明圖。

圖9是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，開關信號生成部中的開關信號、電流檢測部中母線電流的檢測時刻、以及電壓矢量的另一個示例的動作說明圖。

圖10是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，開關信號生成部中的開關信號、電流檢測部中母線電流的檢測時刻、以及電壓矢量的另一個示例的動作說明圖。

圖11是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，交流旋轉電機的旋轉位置θ、q軸相位θq、以及母線電流檢測時的兩個電壓矢量的關係的一個示例的圖。

圖12是在圖3中追加記載θq位於0～60度的範圍時的dq軸坐標及q軸相位θq後得到的圖。

圖13是在圖5中追加記載流過三相繞組的電流iu、iv、iw後得到的圖。

圖14是本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，θq存在於0～180度的範圍時的相位－電感特性。

圖15是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中將dq軸作為軸的平面上的電流矢量的圖。

圖16是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，電流矢量的相位角θβ為180deg時交流旋轉電機的旋轉位置θ、q軸相位θq、以及母線電流檢測時的兩個電壓矢量的關係的一個示例的圖。

圖17是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，在交流旋轉電機為動力運行狀態時的相位θ為300deg的情況下，開關信號生成部中的開關信號、電流檢測部中母線電流的檢測時刻、電壓矢量、以及母線電流的一個示例的動作說明圖。

圖18是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，在交流旋轉電機為動力運行狀態時的相位θ為300deg的情況下，開關信號生成部中的開關信號、電流檢測部中母線電流的檢測時刻、電壓矢量、以及母線電流的一個示例的動作說明圖。

圖19是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，開關信號生成部中的開關信號、電流檢測部中母線電流的檢測時刻、電壓矢量、以及母線電流的一個示例的動作說明圖。

圖20是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，開關信號生成部中的開關信號、電流檢測部中母線電流的檢測時刻、電壓矢量、以及母線電流的另一個示例的動作說明圖。

圖21是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置中，電壓指令vu、vv、vw的振幅vmap超過閾值的情況下的電壓相位θv、電壓大小關係、以及母線電流檢測時的兩個電壓矢量的關係的一個示例的圖。

圖22是在圖3中追加記載以u1相方向為基準的電壓指令矢量v*的角度θv後得到的圖。

圖23是表示本發明的實施方式2所涉及的功率轉換裝置的整體結構的圖。

圖24是表示本發明的實施方式2所涉及的功率轉換裝置中，第1三相繞組c1側的開關信號、電壓矢量、以及流過三相繞組的電流間的關係的一個示例的圖。

圖25是表示本發明的實施方式2所涉及的功率轉換裝置中，第2三相繞組c2側的開關信號、電壓矢量、以及流過三相繞組的電流間的關係的一個示例的圖。

圖26是表示本發明的實施方式2所涉及的功率轉換裝置中，開關信號生成部中的開關信號、電流檢測部中母線電流的檢測時刻、以及電壓矢量的一個示例的動作說明圖。

圖27是表示本發明的實施方式2所涉及的功率轉換裝置中的交流旋轉電機的定子繞組的一個示例的圖。

圖28是表示本發明的實施方式2所涉及的功率轉換裝置中的第1電壓矢量的一個示例的圖。

圖29是表示本發明的實施方式2所涉及的功率轉換裝置中的第1電壓矢量及第2電壓矢量的一個示例的圖。

圖30是表示本發明的實施方式2所涉及的功率轉換裝置中，交流旋轉電機的旋轉位置θ、q軸相位θq、以及母線電流檢測時的第1電壓矢量、第2電壓矢量這兩個電壓矢量的關係的一個示例的圖。

圖31是表示設置有本發明的功率轉換裝置的電動助力轉向控制裝置的結構的一個示例的圖。

具體實施方式

本發明的功率轉換裝置等中，關於用於檢測動作中的母線電流的控制，在輸出將交流旋轉電機的電感較大的軸夾住的電壓矢量的時刻，流過交流旋轉電機的多相繞組的繞組電流的變動變小。通過在該時刻檢測母線電流，能夠得到接近繞組電流的平均值的值。因此，在本發明中，能夠獲得下述效果，即：不需要上述現有技術那樣在電流檢測校正部中使用逆變器的電源電壓、各相佔空指令值、電動機的反向電動勢信息、電流檢測器檢測出的各相電動機電流、pwm的配置信息及電動機的電氣特性式計算電流檢測校正值這樣的大量的運算，能夠通過較少的運算量來實施，因此易於應用低成本的微機，並且在抑制了對旋轉電機的常數的變動的影響的基礎上，能夠獲得接近繞組電流的平均值的值。

下面，使用附圖並按照各實施方式來對本發明的功率轉換裝置等進行說明。此外，在各實施方式中，用相同標號示出相同或相當的部分，並省略重複說明。

實施方式1.

圖1是表示本發明的實施方式1所涉及的功率轉換裝置的整體結構的圖。交流旋轉電機1是具有u、v、w相的三相繞組(通常為多相繞組)c的永磁體同步旋轉電機。

直流電源2向功率轉換部3輸出直流電壓vdc。該直流電源2可包含電池、dc-dc轉換器、二極體整流器、pwm整流器等(均省略圖示)輸出直流電壓的所有設備。

功率轉換部3通過基於開關信號qup～qwn，使半導體開關sup～swn導通或截止，從而對從直流電源2輸入的直流電壓vdc進行功率轉換，而後將交流電壓施加到交流旋轉電機1的u、v、w相的三相繞組c。半導體開關sup～swn使用將igbt、雙極型電晶體、mos功率電晶體等半導體開關元件與二極體反向並聯連接而得到的器件。此處，開關信號qup、qun、qvp、qvn、qwp、qwn是用於在功率轉換部3中分別使半導體開關sup、sun、svp、svn、swp、swn的半導體開關元件導通或截止的開關信號。

開關信號生成部5根據從電壓指令運算部6輸出的電壓指令vu、vv、vw，輸出實施了脈寬調製(pwm調製)的開關信號qup～qwn。開關信號qup～qwn具有與電壓指令vu、vv、vw相對應的脈寬。

此處，本發明中包含功率轉換部3利用開關信號qup～qwn，在動力運行時進行將來自直流電源2的直流電壓轉換成交流電壓並提供給交流旋轉電機1的動作的情況，或者在再生運行時進行將交流旋轉電機1的電動勢轉換成直流電並提供給直流電源2的動作的情況，或者既進行上述動力運行時的動作又進行上述再生運行時的動作的情況。

本發明中，開關信號qup～qwn被輸出到功率轉換部3，並且還輸出到用於電流檢測的電流檢測部7和相電流運算部8，電流檢測部7和相電流運算部8分別根據開關信號qup～qwn進行檢測、運算。另外，無需向電流檢測部7和相電流運算部8輸出qup～qwn所有的開關信號，即使使用例如qup、qvp、qwp那樣的上側的開關信號、或者能夠體現出開關信號qup～qwn的狀態的其他的狀態變量等，也能獲得相同的效果。

電壓指令運算部6運算用於驅動交流旋轉電機1的電壓指令vu、vv、vw，並向開關信號生成部5輸出。作為電壓指令vu、vv、vw的運算方法，例如有v/f控制，在v/f控制中，在設定交流旋轉電機1的速度(頻率)指令f作為圖1中的控制指令的基礎上，決定電壓指令的振幅。此外，使用下述電流反饋控制等，即：設定交流旋轉電機1的電流指令作為控制指令，基於所設定的控制指令(＝電流指令)和後述的從相電流運算部8輸出的流過三相繞組的電流(相電流)iu、iv、iw的偏差，利用比例積分控制運算出使該偏差為零的電壓指令vu、vv、vw。

其中，v/f控制是前饋控制，不需要三相電流iu、iv、iw。因此，該情況下，無需向電壓指令運算部6輸入三相電流iu、iv、iw。

電流檢測部7檢測在直流電源2與功率轉換部3之間流動的電流即母線電流idc，並向相電流運算部8輸出。電流檢測部7由分流電阻7a、以及通過對流過分流電阻7a的電流進行採樣保持來檢測母線電流idc的採樣保持器7b構成。可以使用計量器用變流器(ct)來取代分流電阻7a，在該情況下，通過利用採樣保持器7b對計量器用變流器的輸出電壓進行採樣保持來檢測母線電流idc。

接著，對基於開關信號qup～qwn的電壓矢量、以及母線電流idc與流過三相繞組的電流iu、iv、iw的關係進行說明。圖2示出開關信號qup～qwn、電壓矢量、母線電流、以及流過三相繞組的電流iu、iv、iw之間的關係。圖2中，當qup～qwn的值為1時，表示對應於qup～qwn的半導體開關sup～swn導通，當qup～qwn的值為0時，表示對應於qup～qwn的半導體開關sup～swn截止。

接著，若對電壓矢量進行圖示，則如圖3所示那樣，v1～v6是彼此具有60度相位差的矢量，v1與三相繞組的u相方向一致，v3與三相繞組的v相方向一致，v5與三相繞組的w相方向一致，v0、v7是大小為零的電壓矢量。

相電流運算部8基於母線電流idc和開關信號qup～qwn，根據圖2所示的關係，輸出iu、iv、iw。由於v0和v7時無法利用母線電流檢測三相電流，因此，例如輸出電壓矢量v1來檢測iu，輸出電壓矢量v2來檢測-iw。從而可以構成為根據獲得的兩相的檢測電流值，利用三相三線式旋轉電機中流過三相的電流之和為零，來運算並輸出剩餘一相。即，只要是選擇適當的電壓矢量從而檢測出至少兩相以上的電流的結構即可。

位置檢測器100將交流旋轉電機1的相位θ輸出到開關信號生成部5。

接著，對交流旋轉電機1進行詳細說明。圖4是交流旋轉電機1的轉子的基本結構，是在鐵芯內部埋入永磁體41～44的構造。在永磁體41～44的兩端設有磁通屏障(fluxbarrier)。圖4中，將永磁體的勵磁極的方向設為d軸，將相對於d軸電氣角前進90度的方向設為q軸。圖4中示出四極電機的情況，相對於d軸機械角前進45度的方向是q軸。具有這種轉子結構的旋轉電機1被稱為埋入磁體型同步旋轉電機，具有凸極性，其d軸電感ld、q軸電感lq，具有ld＜lq的關係。

在至此為止的說明中對埋入磁體型同步旋轉電機進行了說明，但在本發明中，將具有凸極性即ld≠lq、凸極比ρ＝lq/ld不等於1的所有交流旋轉電機作為對象。

例如，也能夠適用於插入型永磁體同步旋轉電機、同步磁阻電動機、開關磁阻電動機等具有凸極性的其他交流旋轉電機。此外，圖4中對極數為4的轉子進行了說明，但關於極數，只要是偶數的自然數(不包含0)，那麼就能夠適用於任意極數的交流旋轉電機。

接著，對開關信號生成部5進行詳細說明。圖5是關於本實施方式1的開關信號生成部5中開關信號qup～qwn的生成方法、電流檢測部7中母線電流idc的檢測時刻的在開關信號的周期ts間的動作說明圖。另外，關於qun、qvn、qwn，由於如圖2所示那樣，分別具有與qup、qvp、qwp相反(若是1則為0，若是0則為1，但死區時間期間除外)的關係，因此省略。

在時刻t1(n)，將qup設為1，且qvp、qwp設為0，從時刻t1(n)開始到經過δt1後的時刻t2(n)為止，保持這樣的開關模式。根據圖2，在時刻t1(n)～t2(n)，電壓矢量為v1。在時刻t1(n)～t2(n)的時刻(期間)，在時刻ts1－1(n)檢測出第1母線電流idc。δt1設定為比功率轉換部3的死區時間和電流檢測部7檢測出母線電流idc所需的時間(例如，檢測波形所包含的振鈴收斂所需的時間、採樣保持所需的時間)的和要長的時間。根據圖2，在時刻t1(n)～t2(n)中，電壓矢量是v1，在時刻ts1－1(n)檢測出的母線電流idc與流過u相的電流iu相等。

接著，在時刻t2(n)，將qvp設為1，保持該開關模式直到時刻t3(n)。根據圖2，在時刻t2(n)～t3(n)，電壓矢量為v2。在該時刻中的時刻ts1－2(n)，再次檢測出母線電流idc。採用與δt1的情況相同的方法決定δt2。通常，設定為δt1＝δt2。根據圖2，在時刻ts1－2(n)檢測出的母線電流idc等於流過w相的電流的標號相反值－iw。接著，在時刻t3(n)，將qwp設為1。由於qup～qwp的脈寬(保持1的值的時間)由電壓指令vu、vv、vw決定，因此，根據該脈寬來確定qup～qwp變為0的時刻。

由此，在圖5的示例中，通過按qup、qvp、qwp的順序將它們設為1，從而產生兩個電壓矢量v1、v2，在這些電壓矢量產生過程中檢測出母線電流idc。這裡，通過更換將開關信號qup～qwp設為1的順序，從而可考慮圖5的示例以外的下述五種情況。

第一種情況下，如圖6所示，通過按qvp、qup、qwp的順序將它們設為1，從而產生兩個電壓矢量v3、v2，在這些電壓矢量產生過程中檢測出母線電流idc。根據圖2，在時刻ts1－1(n)檢測出的母線電流idc等於流過v相的電流iv，在時刻ts1－2(n)檢測出的母線電流idc等於流過w相的電流的標號相反值－iw。

第二種情況下，如圖7所示，通過按qvp、qwp、qup的順序將它們設為1，從而產生兩個電壓矢量v3、v4，在這些電壓矢量產生過程中檢測出母線電流idc。根據圖2，在時刻ts1－1(n)檢測出的母線電流idc等於流過v相的電流iv，在時刻ts1－2(n)檢測出的母線電流idc等於流過u相的電流的標號相反值－iu。

第三種情況下，如圖8所示，通過按qwp、qvp、qup的順序將它們設為1，從而產生兩個電壓矢量v5、v4，在這些電壓矢量產生過程中檢測出母線電流idc。根據圖2，在時刻ts1－1(n)檢測出的母線電流idc等於流過w相的電流iw，在時刻ts1－2(n)檢測出的母線電流idc等於流過u相的電流的標號相反值－iu。

第四種情況下，如圖9所示，通過按qwp、qup、qvp的順序將它們設為1，從而產生兩個電壓矢量v5、v6，在這些電壓矢量產生過程中檢測出母線電流idc。根據圖2，在時刻ts1－1(n)檢測出的母線電流idc等於流過w相的電流iw，在時刻ts1－2(n)檢測出的母線電流idc等於流過v相的電流的標號相反值－iv。

第五種情況下，如圖10所示，通過按qup、qwp、qvp的順序將它們設為1，從而產生兩個電壓矢量v1、v6，在這些電壓矢量產生過程中檢測出母線電流idc。根據圖2，在時刻ts1－1(n)檢測出的母線電流idc等於流過u相的電流iu，在時刻ts1－2(n)檢測出的母線電流idc等於流過v相的電流的標號相反值－iv。

實施方式1中，根據交流旋轉電機1的旋轉位置θ切換圖5～圖10所示的六種模式的母線電流檢測時的兩個電壓矢量的組合([v1、v2]、[v3、v2]、[v3、v4]、[v5、v4]、[v5、v6]、[v1、v6])並進行輸出。

圖11是實施方式1的交流旋轉電機1的旋轉位置θ、q軸相位θq(＝θ+90度)、以及母線電流idc檢測時的兩個電壓矢量的關係。此處，θ、θq的基準相位(0度)設為u相方向。實施方式1中，按照圖11的關係決定母線電流idc檢測時的兩個電壓矢量。根據圖11，例如，在θq為0～60度的範圍中，輸出圖5所示的v1、v2的電壓矢量，即開關信號生成部5向功率轉換部3輸出開關信號qup～qwn以輸出v1、v2的電壓矢量(以下相同)。對於θq的其他範圍也同樣地按照圖11產生兩個電壓矢量。

圖12是向圖3追加記載dq軸坐標及q軸相位θq後得到的圖。圖12示出θq位於0～60度的範圍的情況。該情況下，夾住q軸的兩個矢量為v1、v2。雖然省略圖示，但在θq為60～120、120～180、180～240、240～300、300～360時，夾住q軸的兩個矢量分別為「v3、v2」、「v3、v4」、「v5、v4」、「v5、v6」、「v1、v6」。由此可知，針對圖11中的θq的兩個電壓矢量是夾住q軸的兩個電壓矢量。如上所述，由於交流旋轉電機1具有ld＜lq的關係，因此，在該情況下，選擇夾住q軸的兩個電壓矢量就等於選擇夾住電感是dq軸中較大電感的軸的兩個電壓矢量。

以下，說明在輸出夾住dq軸中電感較大的軸的兩個電壓矢量時檢測母線電流所產生的效果。

根據圖2，為了基於母線電流idc檢測出流過交流旋轉電機1的三相繞組的電流iu、iv、iw，需要從電壓矢量中的v0、v7以外的v1～v6中輸出兩個電壓矢量，以使得能夠根據母線電流idc再生出iu、iv、iw中的兩相的電流。由於在δt1期間輸出兩個電壓矢量中的一個電壓矢量，並在δt2期間輸出另一個電壓矢量，因此在上述期間中iu、iv、iw發生變動。

圖13是向圖5追加記載流過三相繞組的電流iu、iv、iw後得到的圖。根據圖13，在δt1、δt2的區間中，iu分別變動δiu＿1、δiu＿2，iw分別變動δiw＿1、δiw＿2。根據圖12，iu的平均電流、iw的平均電流分別與iu的檢測值、iw的檢測值不一致，從而產生檢測誤差。

上述現有技術中示出了下述示例：對於該檢測誤差，在電流檢測校正部中，使用逆變器的電源電壓、各相佔空指令值、電動機的反向電動勢信息、電流檢測器檢測到的各相電動機電流、pwm的配置信息以及電動機的電氣特性式來計算電流檢測校正值，從而將其校正成平均電流。然而，在進行校正值的計算時需要進行大量的運算，因此，存在難以向低成本的微機進行安裝的問題。並且，由於電動機的溫度變動，與電動機的電阻r、反向電動勢emf成比例的磁通交鏈數發生變動，並且，電動機的電感l會在向電動機的繞組通電時受到磁飽和的影響而發生變動。由此，若電動機常數發生變動，從而與電流檢測校正部所存儲的電動機常數之間產生誤差，則電流檢測器檢測到的各相電動機電流和電動機平均電流的差分與電流檢測校正值之間會產生誤差，從而存在無法將電流檢測器檢測到的各相電動機電流校正為電動機平均電流的問題。此外，即使利用電流檢測校正部實施將電動機常數的變動考慮在內的校正從而進行應對，也還是會產生對於該應對措施還需要進行運算這一新的問題。

以下敘述相對於上述現有技術的本發明的優點。在v0、v7以外的v1～v6的電壓矢量的輸出過程中，電流的變動量與該電壓矢量方向上的電感值成反比。因此，為了降低電流的變動量，只要選擇靠近電感較大的軸的電壓矢量即可。例如，對於具有lq＞ld的關係的交流旋轉電機1，通過選擇靠近q軸的電壓矢量，從而該電壓矢量方向上的電感較大，其結果是能夠減少電流變動量。

圖14是θq存在於0～180度的範圍時的相位－電感特性。l(v1)、l(v2)、l(v3)、l(v4)分別是v1、v2、v3、v4方向上的電感值。交流旋轉電機1的電感特性成為具有最大值lq、最小值ld的周期180度的正弦波上的特性。因此，越是靠近q軸的相位，電感值越大。由圖14可知，對應於相位靠近q軸的v1、v2的電感l(v1)、l(v2)成為其他的電感值以上的值。並且，這些靠近q軸的兩個電壓矢量v1、v2夾住q軸。因此，本發明中，在輸出夾住電感較大的軸的兩個電壓矢量時對母線電流idc進行檢測。由此，能夠減少輸出這兩個電壓矢量時流過三相繞組的電流iu、iv、iw的變動量。

因此，不需要像上述現有技術那樣在電流檢測校正部中進行校正值的運算，能夠高精度地獲得流過三相繞組的電流iu、iv、iw。即，根據本發明，通過設為在輸出夾住電感較大的軸的兩個電壓矢量時進行母線電流的檢測，從而能夠通過簡單的運算減少例如圖13中iu的變動值δiu＿1和δiu＿2，進而減少iw的變動值δiw＿1和δiw＿2。因此，能夠分別獲得更為接近iu的平均電流、iw的平均電流的值來作為iu的檢測值、iw的檢測值。

本實施方式1中，說明了對於具有lq＞ld的關係的交流旋轉電機，選擇夾住q軸的兩個電壓矢量的示例，但對於這種交流旋轉電機，由於q軸方向的電感值和－q軸方向的電感值基本相同，因此，即使選擇夾住－q軸的兩個電壓矢量也能獲得相同的效果。此外，對於具有ld＞lq的關係的交流旋轉電機，通過選擇夾住d軸或－d軸的兩個電壓矢量，能夠獲得相同的效果。

此外，也可以利用開關信號生成部5在動力運行狀態下進行電流檢測時選擇使得從直流電源2向交流旋轉電機1進行通電(以下，稱為動力模式)那樣的兩個電壓矢量。以下，對其效果進行敘述。

在如圖15所示那樣定義了電流矢量時，即使是相同相位θ，三相電流的分配也會因電流矢量的相位角θβ的不同而發生變化。將電流矢量的相位角θβ為180deg的情況作為一個示例來進行說明。

此時，如圖16所示那樣來選擇兩個電壓矢量。圖17示出交流旋轉電機1為動力運行狀態時的相位θ為300deg的情況下的母線電流和電壓矢量。是通過按qwp、qvp、qup的順序將它們設為1，從而產生兩個電壓矢量v5、v4，並在這些電壓矢量產生過程中檢測母線電流idc的情況。另外，由於三相電流的和為0，因此，在三相電流中的任一個是不同值的情況下，最低一相的電流變為負值。

在時刻ts1－1(n)檢測出的母線電流idc等於流過w相的電流iw，母線電流idc變為正值，成為母線電流idc從直流電源2流向交流旋轉電機1的動力模式。

在時刻ts1－2(n)檢測出的母線電流idc等於流過u相的電流的標號相反值－iu，母線電流idc變為正值，成為母線電流idc從直流電源2流向交流旋轉電機1的動力模式。

另一方面，與如圖11所示那樣選擇兩個電壓矢量的情況進行比較。圖18示出交流旋轉電機1為動力運行狀態時的相位θ為300deg的情況下的母線電流和電壓矢量。是通過按qup、qvp、qwp的順序將它們設為1，從而產生兩個電壓矢量v1、v2，並在這些電壓矢量產生過程中檢測母線電流idc的情況。

在時刻ts1－1(n)檢測出的母線電流idc等於流過u相的電流iu，母線電流idc變為負值，成為母線電流idc從直流電源2流向交流旋轉電機1的再生模式。

在時刻ts1－2(n)檢測出的母線電流idc等於流過w相的電流的標號相反值－iw，母線電流idc變為負值，成為母線電流idc從直流電源2流向交流旋轉電機1的再生模式。

功耗通過母線電流idc的平方與直流電源2的內部電阻r的積來得到。在如圖16所示那樣選擇了電壓矢量的情況下，在電壓矢量成為v0和v7的區域以外的動力模式的部分產生功耗。在如圖11所示那樣選擇了電壓矢量的情況下，由於動力模式的時間相應再生模式而有所延長，且即使在再生模式下也會產生功耗，因此，若在動力運行狀態下選擇成為再生模式的電壓矢量，則功耗變大。

因此，通過利用開關信號生成部5在動力運行狀態下進行電流檢測時輸出成為動力模式的兩個電壓矢量，從而可獲得能夠減少功耗的效果。另外，這裡將相位角θβ為180deg且相位θ為300deg的情況作為一個示例來進行了說明，但當然也可以是其他組合。

此外，也可以利用開關信號生成部5在再生運行狀態下進行電流檢測時選擇成為從交流旋轉電機1向直流電源2進行通電的再生模式的兩個電壓矢量。

以下，對其效果進行敘述。

這裡，將交流旋轉電機1進行再生運行的狀態下iu＜iv＜0且iw＞0的情況作為一個示例來說明兩個電壓矢量的組合之間的母線電流的差異。

圖19是在交流旋轉電機1為再生運行狀態時，通過按qup、qvp、qwp的順序將它們設為1，從而產生兩個電壓矢量v1、v2，在這些電壓矢量產生過程中檢測出母線電流idc。另外，由於三相電流的和為0，因此，在三相電流中的任一個是不同值的情況下，最低一相的電流變為正值。

在時刻ts1－1(n)檢測出的母線電流idc等於流過u相的電流iu，母線電流idc變為負值，成為母線電流idc從交流旋轉電機1流向直流電源2的再生模式。

在時刻ts1－2(n)檢測出的母線電流idc等於流過w相的電流的標號相反值－iw，母線電流idc變為負值，成為母線電流idc從交流旋轉電機1流向直流電源2的再生模式。

另一方面，圖20示出通過按qwp、qvp、qup的順序將它們設為1，從而產生兩個電壓矢量v5、v4，並在這些電壓矢量產生過程中檢測出母線電流idc的比較例。

在時刻ts1－1(n)檢測出的母線電流idc等於流過w相的電流iw，母線電流idc變為正值，成為母線電流idc從直流電源2流向交流旋轉電機1的動力模式。

在時刻ts1－2(n)檢測出的母線電流idc等於流過u相的電流的標號相反值－iu，母線電流idc變為正值，成為母線電流idc從直流電源2流向交流旋轉電機1的動力模式。

功耗通過母線電流idc的平方與直流電源2的內部電阻r的積來得到。在如圖19所示那樣選擇了電壓矢量的情況下，在電壓矢量為v0和v7的區域以外的動力模式的部分產生功耗。在如圖20所示那樣選擇了電壓矢量的情況下，由於再生模式的時間相應動力模式而有所延長，且即使在動力模式下也會產生功耗，因此，若在再生運行狀態下選擇成為動力模式的電壓矢量，則功耗變大。

因此，通過利用開關信號生成部5在再生運行狀態下進行電流檢測時輸出成為再生模式的兩個電壓矢量，從而可獲得能夠減少功耗的效果。另外，這裡將iu＜iv＜0且iw＞0的情況作為一個示例進行了說明，但三相電流的組合併不限於此。

此外，在電壓指令vu、vv、vw的振幅vmap超過預先設定的閾值的情況下，如圖21所示那樣，可以根據電壓指令的大小順序或電壓相位θv來選擇檢測母線電流時的兩個電壓矢量。

電壓相位是指圖22所示那樣的以u1相方向作為基準的電壓指令矢量v*的角度θv。電壓指令v*可通過使用第1繞組的電壓指令vu、vv、vw表示如下。

v＊＝2/3×(vu+vv×exp(j120)+vw×exp(－j120))

＝vamp×exp(jθv)

其中，

vu＝vamp×cos(θv)

vv＝vamp×cos(θv－120)

vw＝vamp×cos(θv+120)

vamp：第1電壓指令的振幅，

j：虛數單位(j×j＝―1)

此外，根據圖21所示的電壓相位θv或電壓指令的大小順序選擇兩個電壓矢量等價於選擇與電壓指令矢量v*相鄰的兩個電壓矢量。

並且，能夠將本發明的功率轉換裝置應用於交流旋轉電機1產生對轉向系統的轉向轉矩進行輔助的轉矩的電動助力轉向裝置，由此，可獲得能夠用低成本的微機構成轉向轉矩脈動較小的轉向系統。

圖31簡要示出該情況下的基於本發明的電動助力轉向控制裝置的結構的一個示例。交流旋轉電機1安裝於轉向軸以提供輔助轉矩，功率轉換單元pt由圖1的交流旋轉電機1以外的部分等構成。

實施方式2.

圖23是表示本發明的實施方式2所涉及的功率轉換裝置的整體結構的圖。關於與實施方式1共通的部分，此處省略說明。簡單來說，直流電源2與交流旋轉電機1a之間連接有雙系統的功率轉換部3a、3b。功率轉換部3a設置有電流檢測部10、相電流運算部8a，從開關信號生成部5a與功率轉換部3a同樣地提供開關信號qup1～qwn1。並且，功率轉換部3b設置有電流檢測部11、相電流運算部8b，與功率轉換部3b同樣地提供開關信號qup2～qwn2。

交流旋轉電機1a是具有u1、v1、w1相的第1三相繞組(通常為多相繞組)c1、以及u2、v2、w2相的第2三相繞組(通常為多相繞組)c2，且第1三相繞組c1與第2三相繞組c2間具有30度相位差的例如永磁體同步旋轉電機。

第1功率轉換部3a通過基於第1開關信號qup1～qwn1，使半導體開關sup1～swn1導通或截止，從而對從直流電源2輸入的直流電壓vdc進行功率轉換，並將交流電壓施加到交流旋轉電機1a的u1、v1、w1相的第1三相繞組c1。半導體開關sup1～swn1使用將igbt、雙極型電晶體、mos功率電晶體等半導體開關元件與二極體反向並聯連接而得到的器件。這裡，第1開關信號qup1、qun1、qvp1、qvn1、qwp1、qwn1是在第1功率轉換部3a中分別用於使半導體開關sup1、sun1、svp1、svn1、swp1、swn1的半導體開關元件導通或截止的開關信號。

第2功率轉換部3b通過基於第2開關信號qup2～qwn2，使半導體開關sup2～swn2導通或截止，從而對從直流電源2輸入的直流電壓vdc進行功率轉換，並將交流電壓施加到交流旋轉電機1a的u2、v2、w2相的第2三相繞組c2。半導體開關sup2～swn2使用將igbt、雙極型電晶體、mos功率電晶體等半導體開關元件與二極體反向並聯連接而得到的器件。這裡，第2開關信號qup2、qun2、qvp2、qvn2、qwp2、qwn2是在第2功率轉換部3b中分別用於使半導體開關sup2、sun2、svp2、svn2、swp2、swn2的半導體開關元件導通或截止的開關信號。

開關信號生成部5a基於從電壓指令運算部6a輸出的第1電壓指令vu1、vv1、vw1來進行脈寬調製(pwm調製)，由此輸出具有與vu1、vv1、vw1相對應的脈寬的開關信號qup1～qwn1，並基於從電壓指令運算部6a輸出的第2電壓指令vu2、vv2、vw2進行脈寬調製(pwm調製)，從而輸出具有與vu2、vv2、vw2相對應的脈寬的開關信號qup2～qwn2。

第1電流檢測部10檢測在直流電源2與第1功率轉換部3a之間流過的電流即第1母線電流idc1，並向第1相電流運算部8a輸出。第1電流檢測部10由分流電阻10a和採樣保持器10b構成，該採樣保持器10b通過對流過分流電阻10a的電流進行採樣保持來檢測第1母線電流idc1。可以使用計量器用變流器(ct)來取代分流電阻10a，在該情況下，通過利用採樣保持器10b對計量器用變流器的輸出電壓進行採樣保持來檢測第1母線電流idc1。

第2電流檢測部11檢測在直流電源2與第2功率轉換部3b之間流過的電流即第2母線電流idc2，並向第2相電流運算部8b輸出。第2電流檢測部11由分流電阻11a和採樣保持器11b構成，採樣保持器11b通過對流過分流電阻11a的電流進行採樣保持來檢測第2母線電流idc2。可以使用計量器用變流器(ct)來取代分流電阻11a，在該情況下，通過利用採樣保持器11b對計量器用變流器的輸出電壓進行採樣保持來檢測第2母線電流idc2。

電壓指令運算部6a與電壓指令運算部6同樣，運算用於驅動交流旋轉電機1a的第1電壓指令vu1、vv1、vw1及第2電壓指令vu2、vv2、vw2，並向開關信號生成部5a輸出。作為第1電壓指令vu1、vv1、vw1及第2電壓指令vu2、vv2、vw2的運算方法，存在有下述v/f控制，即：設定交流旋轉電機1a的速度(頻率)指令f作為圖23的控制指令，在此基礎上決定第1電壓指令和第2電壓指令的振幅。

此外，還使用電流反饋控制等，即：設定交流旋轉電機1a的電流指令作為控制指令，基於該電流指令與第1相電流運算部8輸出的流過第1三相繞組的電流iu1、iv1、iw1的偏差，通過比例積分控制運算使該偏差為零的第1電壓指令vu1、vv1、vw1，同時，基於電流指令與第2相電流運算部8輸出的流過第2三相繞組的電流iu2、iv2、iw2的偏差，通過比例積分控制運算使該偏差為零的第2電壓指令vu2、vv2、vw2。

其中，v/f控制是前饋控制，不需要第1三相電流iu1、iv1、iw1及第2三相電流iu2、iv2、iw2。因此，該情況下，不需要向電壓指令運算部6a輸入第1三相電流iu1、iv1、iw1及第2三相電流iu2、iv2、iw2。

接著，對基於第1開關信號qup1～qwn1的第1電壓矢量、以及第1母線電流idc1與流過第1三相繞組的電流iu1、iv1、iw1之間的關係進行敘述。

圖24示出第1開關信號qup1～qwn1與第1電壓矢量、以及第1母線電流與流過第1三相繞組的電流iu1、iv1、iw1之間的關係。基本與圖2相同。第1電壓矢量中添加的字符(1)是為表示第1電壓矢量而設置的，是為了與後述的第2電壓矢量區分而設置的。

圖25示出第2開關信號qup2～qwn2與第2電壓矢量、以及第2母線電流與流過第2三相繞組的電流iu2、iv2、iw2之間的關係。基本與圖2相同。第2電壓矢量中添加的字符(2)是為表示第2電壓矢量而設置的。

第1相電流運算部8a基於第1母線電流idc1和第1開關信號qup1～qwn1，根據圖24所示的關係，輸出iu1、iv1、iw1。由於v0和v7時無法利用母線電流檢測三相電流，因此，例如輸出電壓矢量v1來檢測iu1，輸出電壓矢量v2來檢測－iw1。從而可以構成為根據獲得的兩相的檢測電流值，利用三相三線式旋轉電機中流過三相的電流之和為零，來運算並輸出剩餘一相。即，只要是選擇適當的電壓矢量從而檢測出至少兩相以上的電流的結構即可。

第2相電流運算部8b基於第2母線電流idc2和第1開關信號qup2～qwn2，根據圖25所示的關係，輸出iu2、iv2、iw2。由於v0和v7時無法利用母線電流檢測三相電流，因此，例如輸出電壓矢量v1來檢測iu2，輸出電壓矢量v2來檢測－iw2。從而可以構成為根據獲得的兩相的檢測電流值，利用三相三線式旋轉電機中流過三相的電流之和為零，來運算並輸出剩餘一相。即，只要是選擇適當的電壓矢量從而檢測出至少兩相以上的電流的結構即可。

圖26是該實施方式2的開關信號生成部5a中關於第1開關信號qup1～qwn1及第2開關信號qup2～qwn2的產生方法、第1電流檢測部10中第1母線電流idc1的檢測時刻及第2電流檢測部11中第2母線電流idc2的檢測時刻的在開關信號的周期ts內的動作說明圖。另外，由於qun1、qvn1、qwn1、qun2、qvn2、qwn2如圖24、圖25所示那樣，分別具有與qup1、qvp1、qwp1、qup2、qvp2、qwp2相反(若是1則為0，若是0則為1，但死區時間期間除外)的關係，因此省略。

在時刻t1(n)，將qup1、qup2設為1，且qvp1、qwp1、qvp2、qwp2設為0，從時刻t1(n)開始到經過δt1後的時刻t2(n)為止，保持這樣的開關模式。根據圖26，在時刻t1(n)～t2(n)中，第1電壓矢量為v1(1)，第2電壓矢量為v1(2)。在時刻t1(n)～t2(n)的時刻，在時刻ts1－1(n)檢測出第1母線電流idc1及第2母線電流idc2。

接著，在時刻t2(n)，將qvp1、qvp2設為1，保持該開關模式直到時刻t3(n)。在該時刻中的時刻ts1－2(n)再次檢測第1母線電流idc1及第2母線電流idc2。

接著，在時刻t3(n)，將qwp1、qwp2設為1。qup1～qwp2的脈寬(保持1的值的時間)由第1電壓指令vu1、vv1、vw1、第2電壓指令vu2、vv2、vw2來決定，因此根據該脈寬確定qup1～qwp2變為0的時刻。

接著，對交流旋轉電機1a進行說明。轉子結構與圖4相同。定子繞組(c1、c2)如圖27所示那樣，u1繞組與u2繞組、v1繞組與v2繞組、w1繞組與w2繞組分別在電氣角上具有30度的相位差。關於該相位差，圖29中，在用實線表示的u2、v2、w2相的第2三相繞組(c2)的繞組方向上重疊示出用虛線表示的u1、v1、w1相的第1三相繞組(c1)的繞組方向。為了便於進行下述說明，有時記載為第1三相繞組u1、v1、w1，第2三相繞組u2、v2、w2。

接著，對本實施方式2的第1電壓矢量與第2電壓矢量的關係進行說明。圖28示出第1電壓矢量，關於該圖，與實施方式1所述的相同。另一方面，圖29中用實線示出第2電壓矢量，用虛線示出第1電壓矢量。其中，v0(2)、v7(2)矢量在原點用黑色圓點來表示，v0(1)、v7(1)同樣也存在於原點，但此處省略。

如先前所述的那樣，本實施方式2的交流旋轉電機1a中，第1三相繞組c1與第2三相繞組c2具有30度的相位差，因此，除了不具有大小的v0(1)、v0(2)、v7(1)、v7(2)以外，下述均具有電氣角30度的相位差，即：

v1(1)與v1(2)及v6(2)，

v2(1)與v1(2)及v2(2)，

v3(1)與v2(2)及v3(2)，

v4(1)與v3(2)及v4(2)，

v5(1)與v4(2)及v5(2)，

v6(1)與v5(2)及v6(2)。

圖30示出實施方式2的交流旋轉電機1a的旋轉位置θ、q軸相位θq(＝θ+90度)、第1母線電流idc1檢測時的兩個第1電壓矢量、以及第2母線電流idc2檢測時的兩個第2電壓矢量的關係。此處，θ、θq的基準相位(0度)設為u1相方向。實施方式2中，根據圖30的關係來決定第1母線電流idc1檢測時的兩個第1電壓矢量、以及第2母線電流idc2檢測時的兩個第2電壓矢量。

根據圖30，在θq為0～30度的範圍內，輸出圖26所示的v1(1)、v2(1)、v1(2)、v2(2)這四個電壓矢量。對於其他的θq也同樣地按照圖30產生兩個電壓矢量。由此，兩個第1電壓矢量和兩個第2電壓矢量均成為夾住q軸的兩個電壓矢量，通過在輸出這些電壓矢量時檢測第1母線電流idc1、第2母線電流idc2，從而能夠檢測接近流過第1三相繞組的電流iu1、iv1、iw1及流過第2三相繞組的電流iu2、iv2、iw2在周期ts間的平均值的值。

交流旋轉電機1a在第1三相繞組c1與第2三相繞組c2間具有互感的情況下，在將其d軸分量設為md、q軸分量設為mq時，可以基於ld+md和lq+mq的大小關係進行下述設定：

在ld+md＜lq+mq的關係成立的情況下，輸出夾住q軸的兩個第1電壓矢量和兩個第2電壓矢量，

另一方面，在ld+md＞lq+mq的關係成立的情況下，輸出夾住d軸的兩個第1電壓矢量和兩個第2電壓矢量。

電感是指第1三相繞組c1和第2三相繞組c2各自的自感加上第1三相繞組c1和第2三相繞組c2間的互感後得到的值。

另外，與實施方式1同樣地，可以利用開關信號生成部5a在動力運行狀態下進行電流檢測時輸出成為動力模式的兩個電壓矢量，以獲得減少功耗的效果。

另外，與實施方式1同樣地，可以利用開關信號生成部5a在再生運行狀態下進行電流檢測時輸出成為再生模式的兩個電壓矢量，以獲得減少功耗的效果。

並且，也可以組合進行上述動力運行狀態的動作和再生運行狀態的動作。

此外，對於設置有具有四相以上的一個或多個多相繞組的交流旋轉電機的裝置，當然也能夠同樣地實施本發明。

本發明並不局限於上述各實施方式，包含這些實施方式的特徵的所有可能的組合。

工業上的實用性

本發明的功率轉換裝置等可適用於各領域的功率轉換裝置等。

標號說明

1、1a交流旋轉電機，2直流電源，3功率轉換部，3a第1功率轉換部，3b第2功率轉換部，5、5a開關信號生成部，6、6a電壓指令運算部，7電流檢測部，7a分流電阻，7b採樣保持器，8相電流運算部，8a第1相電流運算部，8b第2相電流運算部，10第1電流檢測部，10a分流電阻，10b採樣保持器，11第2電流檢測部，11a分流電阻，11b採樣保持器，41－44永磁體，100位置檢測器，c1第1三相繞組(多相繞組)，c2第2三相繞組(多相繞組)，pt功率轉換單元。