能量轉換系統的製作方法

2023-06-14 03:06:01 1

本發明公開的實施方式涉及一種能量轉換系統，尤其是適用於電動車的能量轉換系統。

背景技術：

電動車的充電問題一直是阻礙電動車行業發展的主要因素，如何把電網中的電能高效、便捷地轉換成電動車蓄電池中的化學能一直是電動車行業中亟待解決的問題。現有的能量轉換系統的電路結構通常較為複雜、可靠性低，且佔用空間大、生產成本低。另外，現有的能量轉換系統在直流轉換環節，還存在電能轉換率低的問題。

因此，有必要提供一種適用於電動車的新的能量轉換系統來解決至少一個上述技術問題。

技術實現要素：

本發明提供一種能量轉換系統，用於耦合在電機和電池之間。所述能量轉換系統包括供電組件和充電組件。所述供電組件用於在供電模式下，將所述電池中的能量傳輸給所述電機。所述供電組件包括三相逆變電路，其輸入端與所述電池耦合，其輸出端與所述電機耦合。所述三相逆變電路包括互相併聯的第一橋臂、第二橋臂和第三橋臂。所述充電組件用於在充電模式下，與所述第一橋臂和所述第二橋臂組成充電電路，給所述電池充電。所述充電組件包括波形變換電路、變壓模塊和電感。所述波形變換電路包括互相併聯的第四橋臂和第五橋臂，所述第四、第五橋臂的兩端可用於與直流電壓源耦合。所述變壓模塊的原側的兩端分別與所述第四、第五橋臂的中點耦合，其副側的兩端分別與所述第一、第二橋臂的中點耦合。所述電感串聯於所述變 壓模塊原側的一端及所述第四橋臂的中點之間。其中，每個橋臂包括兩個串聯的開關單元。

附圖說明

通過結合附圖對於本發明的實施方式進行描述，可以更好地理解本發明，在附圖中：

圖1為根據本發明一具體實施例的能量轉換系統的電路示意圖；

圖2為根據本發明一具體實施例的能量轉換系統的電路圖；

圖3為圖2中所示的能量轉換系統在充電模式下的等效電路圖；及

圖4為圖3所示的等效電路圖的工作模態波形圖。

具體實施方式

以下將描述本發明的一個或者多個具體實施方式。首先要指出的是，在這些實施方式的具體描述過程中，為了進行簡明扼要的描述，本說明書不可能對實際的實施方式的所有特徵均作詳盡的描述。應當可以理解的是，在任意一種實施方式的實際實施過程中，正如在任意一個工程項目或者設計項目的過程中，為了實現開發者的具體目標，或者為了滿足系統相關的或者商業相關的限制，常常會做出各種各樣的具體決策，而這也會從一種實施方式到另一種實施方式之間發生改變。此外，還可以理解的是，雖然這種開發過程中所作出的努力可能是複雜並且冗長的，然而對於與本發明公開的內容相關的本領域的普通技術人員而言，在本公開揭露的技術內容的基礎上進行的一些設計，製造或者生產等變更只是常規的技術手段，不應當理解為本發明公開的內容不充分。

除非另作定義，在本說明書和權利要求書中使用的技術術語或者科學術語應當為本發明所屬技術領域內具有一般技能的人士所理解的通常意義。本說明書以及權利要求書中使用的「第一」或者「第二」以及類似的詞語並不表示任何順序、數量或者重要性，而只是用來區分不同的組成部分。「一個」 或者「一」等類似詞語並不表示數量限制，而是表示存在至少一個。「或者」包括所列舉的項目中的任意一者或者全部。「包括」或者「包含」等類似的詞語意指出現在「包括」或者「包含」前面的元件或者物件涵蓋出現在「包括」或者「包含」後面列舉的元件或者物件及其等同元件，並不排除其他元件或者物件。

本發明的具體實施方式涉及一種能量轉換系統，可安裝在電動車上。圖1為根據本發明的一具體實施例的能量轉換系統30的電路示意圖。參見圖1，能量轉換系統30耦合於電機40和電池80之間。在供電模式下，能量轉換系統30將電池80中的能量傳輸給所述電機40；在充電模式下，能量轉換系統30用於給電池80充電。能量轉換系統30包括供電組件20和充電組件10。

供電組件20耦合在電池80和電機40之間，用於在供電模式下將電池80中的能量轉換並傳輸給電機40，以使電機40工作。供電組件20包括三相逆變電路，其輸入端與電池80耦合，其輸出端與所述電機40耦合，所述三相逆變電路包括互相併聯的第一橋臂51、第二橋臂52和第三橋臂53。在供電模式下，三個橋臂51、52、55均工作，將來自電池80的直流電轉換成可供電機40使用的三相交流電。

充電組件10耦合在電網和電池80之間，用於在充電模式下，將電網中的電能轉換並傳輸給電池80，以使電池80充電。在充電模式下，充電組件10與第一橋臂51和第二橋臂52組成充電電路，給電池80充電。具體地，充電組件10的輸出端131、132分別與三相逆變電路的任意兩個橋臂的中點耦合，如：第一橋臂51和第二橋臂52的中點A和B，且另一個橋臂斷開，如：第三橋臂53。此時，第一、第二橋臂51、52工作，第三橋臂53不工作，第一、第二橋臂51、52和充電組件10一起工作使電池80充電。

由以上描述可以看出，無論是在供電模式還是充電模式下，三相逆變電路的第一、第二橋臂51、52均工作，即：這兩個橋臂既是供電電路的一部 分，也是充電電路的一部分，這種情況通常被稱為「復用」。這樣做能夠簡化充電組件10的電路結構、降低生產成本。現有技術中，一般選擇通過對電機內部元件進行復用，這就需要電機具有對外開放的埠，以便讓充電組件接入。然而，大多數電機不具有對外開放的埠，因而，現有技術中的這種復用方法不具有通用性。在本發明中的充電組件從三相逆變電路處接入，對電機無特殊限制，具有較好的通用性，且電路結構相比現有技術更簡單，具有更高的可靠性。

在一些實施例中，能量轉換系統30進一步包括第一切換開關S1，耦合於供電組件20與充電組件10之間，用於打開或關閉能量轉換系統30的充電模式。能量轉換系統30進一步包括第二切換開關S2和第三切換開關S3，用於打開或關閉能量轉換系統30的供電模式；其中，第二切換開關S2耦合在供電組件20與電機40之間，第三切換開關S3設置於三相逆變電路的不與充電組件10耦合的橋臂上，例如第三橋臂53。當能量轉換系統30從供電模式切換為充電模式時，將S2、S3斷開，將S1閉合。當能量轉換系統30從充電模式切換為供電模式時，將S1斷開，將S2、S3閉合。

參見圖2，充電組件10包括波形變換電路12、變壓模塊13及電感Lr。波形變換電路12包括互相併聯的第四橋臂54和第五橋臂55，所述第四、第五橋臂54、55的兩端可用於與直流電壓源耦合。變壓模塊13的原側的兩端分別與第四、第五橋臂54、55的中點C、D耦合，其副側的兩端131、132分別可用於與三相逆變電路的第一、第二橋臂51、52的中點A、B耦合。在一些實施例中，變壓模塊13的匝數比為n：1，其中，n為大於1的自然數，即：電壓模塊13的原側電壓大於副側電壓，這樣，本發明所揭露的充電組件可用於對低壓電池進行充電。電感Lr串聯於變壓模塊12原側的一端及第四橋臂54的中點之間。

三相逆變電路和波形變換電路12中的每個橋臂均包括兩個串聯的開關單元。三相逆變電路的第一橋臂51包括互相串聯的第一、第二開關單元 K1、K2，第二橋臂52包括互相串聯第三、第四開關單元K3、K4。波形變換電路12的第四橋臂54包括互相串聯的第五、第六開關單元K5、K6，第五橋臂55包括互相串聯的第七、第八開關單元K7、K8。每個開關單元包括互相併聯的有源開關和二極體。在一些實施例中，有源開關為場效應管，且場效應管的漏極與二極體的負極連接，場效應管的源極與二極體的正極連接。

在一些實施例中，能量轉換系統30進一步包括整流模塊11，耦合在電網和波形變換電路12之間，用於將來自電網的交流電轉換成直流電，輸出給波形變換電路12。整流模塊11包括輸入端111、112和輸出端113、114；輸入端111、112與電網耦合，輸出端113、114與第四、第五橋臂54、55的兩端耦合。

在一些實施例中，能量轉換系統30進一步包括一控制單元60，與每個開關單元耦合，用於向每個開關單元發送驅動信號來控制各個開關單元的通斷，以便根據需要進行電能轉換。

圖3為圖2所示的能量轉換系統在充電模式下的等效電路圖。參見圖2和圖3，所述等效電路包括八個開關單元K1-K8，每個開關單元除了包括場效應管Q和二極體D之外，還包括一個電容C與所述場效應管Q和所述二極體D並聯，電容C1-C8為所述場效應管的等效電容。控制單元60用於給場效應管Q1-Q8的柵極提供驅動信號G1-G8，以按照一定規律控制各個場效應管的通斷，從而達到轉換直流電的目的。

所述八個開關單元的驅動信號均為頻率相同、佔空比為50％的方波；其中，佔空比是指高電平信號在一個開關周期之內所佔的時間比率。上述每個橋臂中的兩個開關單元的驅動信號互補，即該兩個開關單元不會同時開通，也不會同時關斷，而是輪流交替地開通、關斷。第一、第五開關單元的驅動信號G1、G5同步，第二、第六開關單元的驅動信號G2、G6同步，第四、第三開關單元的驅動信號G4、G3分別比第一、第二開關單元的驅動信號G1、G2滯後第一相位角θ1，第八、第七開關單元的驅動信號G8、G7分別比第五、 第六開關單元的驅動信號G5、G6滯後第二相位角θ2，第一相位角θ1大於0且小於180度，第二相位角θ2大於0且小於180度。可見，本發明揭露的控制方法中存在兩個相位差，通過這種雙重移相的方法能夠使有源開關實現零電流開通、零電流關斷或零電壓開通，這樣能夠減小或消除有源開關開通、關斷過程中電壓、電流的重疊，從而大大降低開關損耗，進而提高能量轉化率。這裡提到的「零電流開通」是指有源開關在開通之後，有源開關上的電流不會發生突變，而是從零開始緩慢上升；「零電流關斷」，有源開關在關斷之前，有源開關上的電流先降至零；「零電壓開通」是指有源開關在開通之前，其兩端的電壓先降為零。

在一些實施例中，充電模式下，充電電路工作在輕載的狀態下，即：負載率大約為20～30％。這樣能夠消除或儘可能減小輕載狀態下的開關損耗，從而提高電池的功率密度。

在一些實施例中，第一相位角θ1與第二相位角θ2滿足如下關係式：其中，Vbat為電池80的兩端電壓，Vbus為波形變換電路12的輸入電壓，n為所述變壓模塊13的匝數比。

圖4為圖3所示的等效電路在上述驅動信號控制下的工作模態波形圖。從圖4可以看出，Q1-Q8的驅動信號為方波，這些方波的頻率相同，且佔空比均為50％。Q1、Q2的驅動信號G1、G2互補，當Q1開通時，Q2關斷，當Q2開通時，Q1關斷。同樣地，Q3、Q4的驅動信號G3、G4互補，Q5、Q6的驅動信號G5、G6互補，Q7、Q8的驅動信號G7、G8互補。Q1、Q5的驅動信號G1、G5同步、Q2和Q6的驅動信號G2、G6同步。G4比G1滯後第一相位角θ1，G3比G2滯後第一相位角θ1。G8比G5滯後第二相位角θ2，G7比G6滯後第二相位角θ2。

下面將結合圖3和圖4對場效應管Q1-Q8的開通、關斷方式做詳細描述。參見圖4，該等效電路的一個開關周期(t0～t6)內包括6個切換時刻t0、t1、t2、t3、t4、t5，圖4中t6時刻的切換方式與t0時刻相同。這裡所說的「開 關周期」是指每個開關單元完成一次開通和關斷所需要的時間。

1)t0時刻

在t0時刻之前，Q1、Q3處於開通狀態，Q2、Q4處於關斷狀態，Q5、Q7處於開通狀態，Q6、Q8處於關斷狀態。

在t0時刻，Q3被關斷，Q4被開通，其他場效應管狀態不變，其中，Q3為零電流關斷，Q4為零電流開通。這是因為：在t0時刻之前，根據場效應管Q1-Q8的上述開通或關斷狀態，可知：變壓模塊13的原側電壓VEF、第四、第五橋臂54、55的中點C、D間的電壓VCD為零；由於Lr兩端電壓VLr＝VEF-VCD，所以VLr也為零，流過Lr的電流iLr為零，從而可知Q3上的電流為零；當t0時刻到來時，Q3被關斷，所以Q3為零電流關斷。在t0時刻之前，Q4處於關斷狀態，所以Q4上的電流為零，Q4開通之後，由於電感Lr的存在，使得Q4上的電流無法產生突變，只能從零開始緩慢上升，因而Q4為零電流開通。

在t0到t1時刻之間，Q1、Q4處於開通狀態、Q2、Q3處於關斷狀態，Q5、Q7處於開通狀態，Q6、Q8處於關斷狀態，所以VEF為正、VCD為零，因為VLr＝VEF-VCD＝VEF-0＝VEF，所以VLr也為正。因此，在t0到t1時刻之間，流過Lr的電流iLr從零開始線性增大至一最大值M。

2)t1時刻

在t0到t1時刻之間，Q1、Q4處於開通狀態、Q2、Q3處於關斷狀態，Q5、Q7處於開通狀態，Q6、Q8處於關斷狀態。

在t1時刻，Q7被關斷，Q8被開通，其他場效應管狀態不變，其中，Q8為零電壓開通。這是因為：在t1時刻之前，由於Q7導通、Q8關斷，所以D點電勢較高，C8在其兩端電壓差的作用下被充滿電，當t1時刻到來時，Q7被關斷，所以C7開始充電，C8開始放電，使得Q8兩端的電壓逐漸減小至零左右，之後Q8兩端並聯的二極體自然導通，將Q8兩端的電壓鉗在零位，Q8在這樣的條件下被開通，所以Q8為零電壓開通。

在t1到t2時刻之間，Q1、Q4處於開通狀態、Q2、Q3處於關斷狀態， Q5、Q8處於開通狀態，Q6、Q7處於關斷狀態，所以VEF為正、VCD為正，因為VLr＝VEF-VCD，且VEF的幅值小於VCD的幅值，所以VLr為負；因而，在t1到t2時刻之間iLr從M開始線性降低，且到t2時刻iLr降低至零。這是由於第一相位角θ1與第二相位角θ2滿足如下關係式：使得在t0～t1和t1～t2這兩個時間段內，電感Lr的伏秒積相等，其推導過程如下。

在t0～t1時間段，|VLr|1＝|VEF|＝n*Vbat，Δt1＝θ2-θ1

在t1～t2時間段，|VLr|2＝|VCD|-|VEF|＝Vbus-n*Vbat，Δt2＝180-θ2

ΔiLr1＝ΔiLr2

|VLr|1*Δt1＝|VLr|2*Δt2

(n*Vbat)*(θ2-θ1)＝(Vbus-n*Vbat)*(180-θ2)

n*Vbat(180-θ1)＝Vbus(180-θ2)

由上，在t2時刻，iLr降低至零，相應地，Q1、Q5上的電流也為零，為零電流關斷做好準備。

3)t2時刻

在t2時刻，Q1被關斷，Q2被開通，Q5被關斷，Q6被開通，其他場效應管狀態不變。由上文描述可知，在t2時刻，Q1、Q5上的電流為零，所以Q1、Q5為零電流關斷。

在t2到t3時刻之間，Q1、Q3處於關斷狀態、Q2、Q4處於開通狀態，Q5、Q7處於關斷狀態，Q6、Q8處於開通狀態，所以VEF、VCD、VLr均為0，iLr繼續保持在零，相應地，Q2、Q6上的電流也為零，所以Q2、Q6為零電流開通。此時，Q4上的電流也為零，為零電流關斷做好準備。

4)t3時刻

在t3時刻，Q4被關斷，Q3被開通，其他場效應管狀態不變。由上文可知，在t2到t3時刻之間，Q4上的電流為零，因而，在t3時刻，Q4為零電流關斷。Q3被開通之後，變壓模塊13副邊側的電流由零開始反向增大，由於電感 Lr的存在，Q3上的電流不會產生突變，而是從零開始緩慢升高，所以Q3為零電流開通。

在t3到t4時刻之間，Q1、Q4處於關斷狀態，Q2、Q3處於開通狀態，Q5、Q7處於關斷狀態，Q6、Q8處於開通狀態，所以VEF為負、VCD為0、VLr為負，因此，iLr從零開始反向線性增大至M。

5)t4時刻

在t4時刻，Q8被關斷，Q7被開通，其他場效應管狀態不變；其中，Q7為零電壓開通。這是因為：在t3到t4時刻之間，Q8導通、Q7關斷，所以C7兩端存在電壓差，C7在其兩端電壓差的作用下被充滿電，當t4時刻到來時，Q8被關斷，所以C8開始充電，C7開始放電，使得Q7兩端的電壓逐漸減小至零左右，之後Q7兩端並聯的二極體自然導通，將Q7兩端的電壓鉗在零位，Q7在這樣的條件下被開通，所以Q7為零電壓開通。

在t4到t5時刻之間，Q1、Q4處於關斷狀態，Q2、Q3處於開通狀態，Q5、Q8處於關斷狀態，Q6、Q7處於開通狀態，VEF為負、VCD為負、VLr為正，因此，iLr的幅值從M開始線性減小，由於第一相位角θ1與第二相位角θ2滿足如下關係式：所以在t5時刻，iLr的幅值減小至零，推導過程如上文，此處不再贅述。相應地，在t5時刻，Q2、Q6上的電流也為零，為零電流關斷做好準備。

6)t5時刻

在t5時刻，Q2被關斷，Q1被開通，Q6被關斷，Q5被開通，其他場效應管狀態不變。由上文描述可知，在t5時刻，Q2、Q6上的電流為零，所以Q2、Q6為零電流關斷。

在t5到t6時刻之間，Q2、Q4處於關斷狀態，Q1、Q3處於開通狀態，Q6、Q8處於關斷狀態，Q5、Q7處於開通狀態，所以VEF、VCD、VLr均為0，iLr繼續保持在零，因而，Q1、Q5上的電流也為零，所以Q1、Q5為零電流開通。

綜上，各場效應管的開通及關斷方式可匯總如下表1所示，其中，「ON」表示開通瞬間，「OFF」表示關斷瞬間，「ZCS」表示零電流，「ZVS」表示零電壓，「Hard」表示非零電壓、零電流方式。

表1

從表1中可以看出，通過本發明揭露的控制方法，場效應管Q1-Q6均可實現零電流開通和零電流關斷，Q7和Q8可實現零電壓開通，從而能夠大大降低開關損耗，提高能量轉化率。

雖然結合特定的實施方式對本發明進行了說明，但本領域的技術人員可以理解，對本發明可以作出許多修改和變型。因此，要認識到，權利要求書的意圖在於涵蓋在本發明真正構思和範圍內的所有這些修改和變型。