無線通信系統中時分功率分配的方法和裝置的製作方法

2023-07-04 00:34:06

專利名稱：無線通信系統中時分功率分配的方法和裝置的製作方法
本申請是申請日為「2001年8月31日」、申請號為「01814831.X」、題為「無線通信系統中時分功率分配的方法和裝置」的分案申請。
相關申請參考本申請涉及由Ahmad Jalali等人2000年6月29日提交的同時待決的專利申請，題目為「METHOD AND APPARATUS FOR BEAM SWITCHING IN AWIRELESS COMMUNICATION SYSTEM」，代理人文檔號PA000331，此待決的專利申請轉讓於本發明的受讓人。
領域本發明涉及無線數據通信。特別是，本發明涉及一種在無線通信系統中時分功率分配的新穎和改進的方法和裝置。
背景人們要求現代通信系統支持各種應用。此類通信系統之一是符合以下簡稱為IS-95標準的「TIA/EIA/IS-95 Mobile Station-Base Station CompatibilityStandard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System」的碼分多址(CDMA)系統。CDMA系統允許用戶之間在地面鏈路上進行話音和數據通信。CDMA技術在多址通信系統中的應用揭示於美國專利No.4,901,307中，題目為「SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEMUSING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS」和美國專利No.5,103,459中，題目為「SYSTEM AND METHOD FOR GENERATINGWAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM」上述兩專利都轉讓於本發明的受讓人，並通過引用而結合於此。
在本說明書中，基站指的是與用戶站通信的硬體。小區指的是硬體或地理覆蓋區域，取決於使用該術語的上下文。扇區是小區的劃分。子扇區是扇區的組成部分。因為CDMA系統的扇區和子扇區都具有小區的屬性，故把小區術語中描述的說法自然地擴展到扇區和子扇區。
在CDMA系統中，用戶之間的通信是通過1個或多個基站來進行的。1個用戶站上第1個用戶通過在反向鏈路上發送數據至基站，與第2用戶站上第2個用戶進行通信。基站接收此數據，並可把此數據經路由發送至另一個基站。數據在同一基站或第2個基站的前向鏈路上傳送至第2用戶站。前向鏈路指從基站至用戶站的傳輸，而反向鏈路指從用戶站至基站的傳輸。在IS-95系統中，前向鏈路和反向鏈路都分配以單獨的頻率。
在通信期間用戶站至少與一個基站通信。CDMA用戶站在軟越區切換期間能夠與多個基站同時通信。軟越區切換是在斷開與前1個基站的鏈路之前與新基站建立鏈路的過程。軟越區切換把丟失呼叫的可能性減少至最少限度。一種在軟越區切換過程期間通過多於1個基站與用戶站通信的方法和系統揭示於美國專利No.5,267,261，題目為「MOBILE ASSISTED SOFT HANDOFF IN ACDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM」，此專利轉讓於本發明的受讓人，並通過引用而結合於此。軟越區切換是一種過程，措此，通信出現在由同一基站服務的多個扇區上。軟越區切換的過程詳述於美國專利No.5,625,876，題為「METHOD AND APPARATUS FOR PERFORMING HANDOFF BETWEENSECTORS OF A COMMON BASE STATION」，此專利轉讓於本發明的受讓人，並通過引用而結合於此。
由於無線數據應用的需求日益增長，故對於十分有效的無線數據通信系統的需求變得日益重要。IS-95標準能在前向和反向鏈路上傳輸數據通信和話音通信。在一種固定長度的編碼信道幀中傳送數據通信的方法詳述於美國專利No.5,504,773題為「METHOD AND APPARATUS FOR THE FORMATTING OFDATA FOR TRANSMISSION」，此專利轉讓於本發明的受讓人，並通過引用而結合於此。按照IS-95標準，把此數據通信量或話音通信量劃分成編碼信道幀，幀寬為20ns，數據率高達14.4kbps。
在高數據速度標準中建議了高速率數據通信和話音通信在前向和反向鏈路上傳輸。按照建議的高數據速率標準，把數據通信或話音通信劃分成持續期可變的時隙。一個編碼信道幀包含1至16個時隙。降低由1基站傳輸至相鄰小區中多個用戶站而引起的幹擾的射束成形技術詳述於美國專利申請序列號09/388,267，1999年9月1日申請，題為「METHOD AND APPARATUS FORBEAMFORMING IN A WIRELESS SYSTEM」，此專利申請轉讓於本發明的受讓人，並通過引用而結合於此。
話音服務和數據服務之間的重要區別是話音服務強調嚴格的和固定的延遲要求。一般，語音幀的總的單向延遲必須小於100ms。相比之下，數據延遲可成為用於使數據通信系統效率最佳化的一個可變參數。特別是，可採用要求比起話音服務所容許的延遲大得多的延遲的更有效的糾錯編碼技術。一個例示的有效的數據編碼方案揭示於美國專利申請序列號08/743,688，題為「SOFTDECISION OUTPUT DECODER FOR DECODING CONVOLUTIONALLYENCODED CODEWORDS」1996年11月6日申請，此專利申請轉讓於本發明的受讓人，並通過引用而結合於此。
話音服務和數據服務之間的另一重要區別是話音服務對所有用戶要求一個固定的共用的服務等級(GOS)。一般對提供話音服務的數字系統，這轉化為對所有用戶1個固定的相等的傳輸速率和對語音幀的差錯率的1個最大容許值。相比之下，對數據服務，GOS可在用戶與用戶之間不相同，並可是優化以提高數據通信系統總效率的一個參數。數據通信系統的GOS一般定義為在預定的數據量，下文稱為數據分組，的傳送中引起的總延遲。
話音服務和數據服務之間又一個重要區別是，在示例的CDMA通信系統中，話音服務需要由軟越區切換提供的可靠的通信鏈路。軟越區切換產生來自2個或更多的基站的冗餘傳輸，從而提高可靠性。然而，對數據傳輸來說，不需要此額外的可靠性，因為錯誤接收的數據分組可以重新發送。對數據服務，用於支持軟越區切換的發射功率可更有效地用於發送附加數據。
測量數據通信系統的質量和有效性的參數是傳送數據分組所需的傳輸延遲和系統的平均吞吐率。傳輸延遲對數據通信不具有象對話音通信那樣的同樣影響，但對測量數據通信系統質量來說，它是一個重要的度量。平均吞吐率是通信系統的數據傳輸能力的有效性的一個量度。
眾所周知，在蜂窩系統中任何給定的用戶的載波對幹擾比(C/I)是覆蓋區域內用戶位置的一個函數。為了維持給定的服務級，TDMA和FDMA系統採取頻率復用的技術，即，各基站並不使用所有頻率信道和/或時隙。在CDMA系統中，系統的每一小區中都復用同一頻率分配，以此提高總效率。任何給定的用戶的用戶站所達到的C/I確定對從基站至用戶的用戶站的該特定鏈路所能支持的信息率。給定用於傳輸的專用調製和糾錯法，則在相應的C/I級上就可達到給定的性能級。對具有六角形小區布局和每一小區利用共用頻率的理想的蜂窩系統而言，可以計算理想的小區中所達到的C/I分布。無線通信系統中傳輸高速率數字數據的一個示例的系統揭示於待決的美國專利申請序列號08/963,386題為「METHOD AND APPARATUS FOR HIGHER RATE PACKETDATA TRANSMISSION」(以後稱為′386申請)，1997年11月3日申請，此專利申請轉讓給本發明的受讓人，並通過引用而結合於此。
大家共知，在有負載的CDMA系統中許多信號幹擾是由屬於同一的CDMA系統的發射機引起的。通過減少幹擾，努力提高容量和數據速度，經常把小區劃分為工作在較低功率的扇區和較小的小區。然而，常規方法費用較大和不易應用於具有廣泛變化的信號傳播特性的地區。一般，常用的方法在扇區邊界附近具有差的信號質量。故需要有一種減少系統中元部件之間的相互幹擾，同時提高系統容量和數據速率的簡化方法。
發明概述揭示的實施例通過使在用戶站上測得的載波-幹擾比(C/I)達到最大限度來提供一種提高CDMA數據通信系統容量和數據速率的新穎的和改進的方法。採用射束轉換技術降低在小區的扇區內和其鄰近小區內的由一個基站至多個用戶站傳輸而引起的幹擾。基站利用多個發射天線，各以受控的幅度和相位發送信號，以形成對應於扇區劃分或子扇區的發送信號射束。數據和基準信號隨著按照固定時隙交替的扇區劃分射束一起發送，以便使能量集中在用戶站，而沒有鄰近射束的幹擾。
因此，在本發明的一個方面，一種方法附圖簡述通過下面結合附圖闡述的詳細說明，本發明的特點、目的和優點將變得更清楚，附圖中相同的參考碼元在各處均作相同標識並且其中

圖1是按照1個實施例配置的地面基站圖；圖2說明了按照1個實施例的1個細分的扇區；圖3說明了根據固定時隙交替的扇區劃分射束；圖4是通過把在用戶站上測得的載波幹擾比(C/I)最大化來提高系統容量和數據速率的方法的流程圖；圖5是按照1個實施例配置的基站裝置的框圖；圖6是按照1個實施例配置的CDMA反向鏈路用戶站裝置的部分示意圖；圖7是CDMA通信系統內的一個小區的示意圖，它示出了根據一個實施例在所述小區內用於三個扇區的時隙；以及圖8是在圖7所示CDMA通信系統的接收機內的一個均衡器電路的示意圖。
較佳實施例詳述揭示的實施例通過向目的地用戶站提供強的前向鏈路信號，同時引致對其它用戶站最小的幹擾，來提高CDMA系統的效率。揭示的實施例通過把固定射束轉換技術適用於地面無線應用，提供一種在高數據速率無線系統中使容量達到最大限度的方法。按照揭示的實施例，描述一種在各基站上具有多個發射天線的蜂窩系統。由各基站從各天線發送同樣的信號，但各信號具有不同的相對相移和功率電平，以便集中能量於子扇區，該子扇區正是用戶站所位於的扇區的一部分。為了使預定的信號接收機(通常是單個用戶站)的載波幹擾比(C/I)達到最大限度，從各發射天線正在發送的信號的幅度和相位必須適當地加以設置。
用戶站採用基於估計的C/I的任何信號質量度量作為至基站的反饋。在′386申請中描述的例示的高數據速度無線通信系統中，用戶站根據其估計的C/I決定能成功地接收分組的數據速率。數據速率代替了C/I測量值，以數據速率控制(DRC)信號的形式被發送至基站。DRC信息嵌入於由用戶站發送的反向鏈路信號中。基站也可使用DRC信號中的變化來決定發送數據至用戶站的時隙。
一般說來，在一個覆蓋整個扇區的扇區中，發送單一射束而不管扇區內接收機的位置。此單一射束在用戶站不能接收到的地方就浪費了能量，並幹擾其它用戶。所揭示的實施例通過把扇區劃分為子扇區，以及直接向用戶站所位於的各子扇區發射固定射束，並在非鄰近的子扇區之間交替發射以減少幹擾，使用戶站上載波幹擾比(C/I)達到最大限度。
圖1示出在一個3個扇區的小區中配置的地面基站示意圖。小區100由3個扇區102、104、106組成。在圖示的實施例中，基站108位於小區100的各扇區中。在其它實施例中，1個基站可能為1個小區的2個或更多扇區服務。基站108通過4具發射天線110發射固定射束。雖然示出的各基站108帶有4具發射天線110，但揭示的實施例適用於具有1具或更多具發射天線的基站，包括使用定向天線陣列的基站。此外，本領域的技術人員將理解各種類型和極化的天線都可使用，包括全向性和定向性天線。此外，由基站發射所使用的一種天線，其類型可不同於同一基站所使用的其它天線。
天線元110為各扇區102、104、106組成相控陣列，配置為各扇區102、104、106生成許多固定射束。在示出的特定實施例中，每扇區102、104、106各有4個固定射束。通過單個基站108的多個天線110發送的信號是很好地一致的，除了發射幅度和相位中的不同之外。當發送信號時，基站108調節通過天線110發送的信號的幅度和相位，以形成對準該基站108服務的扇區102、104、106的固定劃分或子扇區的固定的信號射束。
一般說來，使用射束轉換向子扇區劃分進行發送的基站108對鄰近子扇區中用戶站引起的幹擾要小於基站108通過單個天線向整個扇區102、104、106發送所引起的幹擾。
圖2示出由3個扇區202、204、206組成的示例的小區200。示出了劃分為4個子扇區0 277，1 209，2 211和3 213的扇區204。各子扇區207、209、211、213由為扇區204服務的基站(未示出)的天線元所生成的固定的發射射束208，210、212、214(分別地)覆蓋。有利的是，把交替的子扇區207、209、211、213指定為偶數或奇數。子扇區0 207和2 211指定為偶數子扇區，而子扇區1 209和3 213指定為奇數子扇區。有利的是，數據傳輸時隙也由偶數和奇數標識。不管扇區204內用戶站216的位置，子扇區發射射束208、210、212、214保持固定。用戶站216通過測量可用導頻的C/I，選擇最佳射束208、210、212、214。在揭示的實施例中，傳輸是CDMA信號，其中服務其它用戶站和小區區域的基站的傳輸常常會引起接收用戶站216所經受的大部分幹擾。在揭示的實施例中，各用戶站216進行C/I估計，即載波/幹擾比。把產生的C/I測量信息轉換為數據速率控制(DRC)信號。DRC代替了C/I測量值，然後由各用戶站216發送至其服務基站。基站以固定的功率電平發送，但按照從用戶站216接收到的DRC信息來改變用於向各用戶站216發送的數據速率。用戶站216進行C/I測量，以便向其基站發送用於選擇前向鏈路上傳輸的數據速率的DRC信息。如果對用戶站216的幹擾量很大，那麼基站可以低數據速率向用戶站216發送。如果對用戶站216的幹擾是小的，那麼基站可以高數據速率向用戶站216發送。
在常規蜂窩通信系統中對用戶站216的幹擾在射束疊加的小區和扇區邊界上較大。一般，在子扇區邊界上的用戶站216可用任一個子扇區傳輸射束進行通信，但鄰近射束將相互幹擾，致使C/I變低。揭示的實施例在奇數和偶數傳輸時隙期間，採用在偶數208，212和奇數210，214編號的子扇區射束上交替發射的一種簡單方法，來消除子扇區邊界附近的幹擾。在偶數時隙期間僅發送偶數射束208，212。在偶數時隙期間把奇數射束210，214的幅度和相位係數設置為0。在奇數傳輸時隙期間，只發送奇數射束210，214。在奇數傳輸時隙期間把偶數信號射束208，212的幅度和相位設置為0。在一給定的時隙中，4組射束的2組射束是工作的。消除幹擾(I)而增加了C/I，從而增加系統容量和提高數據速度。此揭示的實施例的交替射束轉換方法，在一給定時隙期間由12個子扇區中的6個子扇區進行發送，要比一般帶有邊界幹擾的6扇區小區配置為好。此揭示的實施例的交替射束轉換方法給位於邊界附近的用戶站216提供了良好的接收信號質量，使用戶站216能請求更高的數據速率。
本領域技術人員應知道可任意地把小區分為部分，或扇區和子扇區的任何排列，而不脫離本發明範圍。
圖3A、B和C是圖示固定的子扇區劃分射束按照固定傳輸時隙交替的時序圖。圖3A示出在一給定時間上工作的偶數時隙和不工作的奇數時隙的例子。圖3B示出在給定的工作的偶數傳輸時隙期間對偶數編號的射束0和2發生基站傳輸。圖3C示出在給定的工作的偶數傳輸時隙期間對奇數編號的射束1和3沒有發生基站傳輸。
揭示的實施例有利地標識偶數和奇數傳輸時隙以及相應的偶數和奇數子扇區傳輸射束。偶數編號的信號射束只在偶數編號的傳輸時隙期間傳輸。奇數編號的信號射束只在奇數編號的傳輸時隙期間傳輸。在任何給定的時隙期間，一半的子扇區傳輸射束將是工作的，同時一半的子扇區傳輸射束將是不工作的。所揭示的實施例的交替射束轉換方法有利地消除來自鄰近傳輸射束的幹擾。
基站使用從用戶站接收到的DRC消息保持對位於它們的子扇區覆蓋區域內的用戶站的了解。不管用戶站位置，把同一信號發送至1個扇區的所有子扇區。通過揭示的實施例的簡單方法就可消除為提高C/I而需要的複雜跟蹤法和智能天線方案。
圖4圖示按照1個實施例的方法步驟。如前所論，通過把用戶站上測得的C/I達到最大限度來提高系統容量和數據速率。使用射束轉換方法使C/I達到最大限度。
在步驟402，在奇數時隙期間由基站在前向鏈路上發送奇數編號的子扇區射束。在奇數編號的傳輸時隙期間接收數據的用戶站(未示出)接收數據分組，並在接收的數據的C/I基礎上生成DRC。在各傳輸時隙中有一個正在前向鏈路上傳輸的導頻信號或突發的已知信號。用戶站利用導頻信號預測在下一時隙將接收的數據的C/I。根據估計的C/I，用戶站決定其能支持的數據速率。對一給定的C/I，有1個用戶站能支持的最大數據速率。用戶站使用在各工作的時隙中傳輸的導頻信號來預測下面的工作的時隙中的C/I，使用查找表以找出最大數據速率。
在步驟404，在偶數編號的傳輸時隙期間接收數據的用戶站在反向鏈路奇數編號的時隙期間在反向鏈路上向他們的基站發送DRC。在偶數編號的傳輸時隙期間接收數據的用戶站，每個奇數時隙發送一個DRC消息至基站，指出它們可以接收的數據速率。然後，基站在下一個偶數編號的時隙期間按所指出的速率向用戶站發送。
在步驟406，由基站在前向鏈路上在偶數編號的時隙期間傳送偶數編號的子扇區射束。在偶數編號的傳輸時隙期間接收數據的用戶站接收數據分組，並在接收的數據的C/I的基礎上生成DRC。
在步驟408，在奇數編號的傳輸時隙期間接收數據的用戶在反向鏈路偶數編號的時隙期間在反向鏈路上向他們的基站發送DRC。在奇數編號的傳輸時隙期間接收數據的用戶站，每個偶數編號的時隙發送一DRC消息至他們的基站，指出它能接收的數據速率。基站在下一個奇數編號的時隙期間以指出的數據速率向用戶站發送。
圖5示出用來通過多具發射天線向1個或多個用戶站發送交替的子扇區射束信號的CDMA基站的一個示例的實施例的方塊圖。在建議的第三代CDMA系統中，使用四相移鍵控(QPSK)調製法來調製信號。在建議的高數據速率系統中，除了QPSK調製之外，採用八相移鍵控(8PSK)和十六正交幅度調製(16QAM)來調製信號。為了平衡QPSK信號的同相(I)和正交相位(Q)分量上的負載，採用一種複數PN擴展技術。複數PN擴展技術描述於美國專利申請序列號08/856,428，題為「REDUCED PEAK-TO-AVERAGE TRANSMITPOWER HIGH DATA RATE IN A CDMA WIRELESS COMMUNICATIONSYSTEM」，1997年5月14日申請，此專利申請轉讓於本發明的受讓人，並通過引用而結合於此。
待傳送的數據是以帶內(I)和正交(Q)採樣流的形式而生成的，作為輸入供至複數偽噪聲(PN)擴展器502。複數PN擴展器502使用由短PN碼發生器504生成的短PN碼採樣，把I和Q採樣加以混頻。形成的PN擴展採樣流由基帶有限脈衝響應(FIR)濾波器506濾波，以生成要上變頻和傳送至用戶站(未出示)的基帶複合採樣流。按照美國專利申請序列號08/856,428，提供至基帶FIR 506的信號是按下列方程式擴展的；XI＝I*PNI-Q*PNQ(1)XQ＝Q*PNI+I*PNQ(2)其中I是數字同相採樣，Q是數字正交相位採樣，PNI是同相短PN序列，PNQ是正交相位短PN序列，XI和XQ是要分別調製到同相和正交相位信道上的信號。由方程式(1)表示的信號由FIR濾波器506A濾波，而由方程式(2)表示的信號由FIR濾波器506B濾波。FIR濾波器506的作用是使傳輸波形成形，以適合分配的帶寬並把碼元間幹擾減少至最小限度。
由FIR濾波器506輸出的信號供至天線傳輸子系統524，各天線傳輸子系統524含有單個發射天線522。時隙TDM定時發生器507在各發射時隙內生成對應於時分復用(TDM)傳送周期的定時信號。時隙TDM定時發生器507提供輸出信號至射束成形控制處理器508，該處理器使用此信號以在偶數和奇數子扇區信號射束上交替地發送對應於偶數和奇數TDM周期的信號。
本領域的技術人員知道射束成形控制器508可包含數位訊號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)、離散門邏輯、固件、現場可編程門陣列(FDGA)、可編程邏輯器件(PLD)或任何常規的可編程軟體模塊和微處理器。軟體換塊可駐留在處理器、RAM存儲器、快閃記憶體存儲器、寄存器或本領域內所知的任何其它形式的儲存媒體中。另外，任何常規處理器、控制器、狀態機或能生成和調節必要的幅度和相位控制信號的其它器件可代替微處理器。本領域技術人員理解這並不排除在發射機設備中已有的另一處理器之內實現射束成形控制處理器508功能。
根據來自時隙TDM定時發生器507的信號，射束成形控制處理器508向各天線傳輸子系統524提供分開的幅度和相位控制信號。通過對各天線傳輸子系統524調節相位和幅度控制信號係數，射束成形控制器處理508生成子扇區射束，並根據偶數和奇數時隙來切換基站的子扇區發送射束的導通和關斷。固定的相位和幅度係數組形成子扇區射束。在工作的時隙期間，使用射束係數以形成集中的子扇區射束信號。在不工作的時隙期間，信號係數設置為零，以關斷子扇區射束。如所示，射束成形控制處理器508向天線傳輸子系統524A提供幅度控制信號α1和相位控制信號φ1，以及向天線傳輸子系統524n提供幅度控制信號αn和相位控制信號φn。
在1個實施例中，波束成形控制處理器508在基站的覆蓋區域內為各子扇區射束保持射束成形最佳參數的1個資料庫。各天線傳輸子系統524包括為上變頻，相位控制，放大和通過傳輸天線522的信號傳輸等所必需的部件。由基帶FIR 506A提供的信號和由相控振蕩器510A所提供的混頻信號在混頻器512A中進行混頻。由基帶FIR 506B提供的信號和由相控振蕩器518A提供的混頻信號在混頻器514A中混頻。如所指出的那樣，相控振蕩器510和518接收來自射束成形控制處理器508的幅度和相位控制信號，利用這些信號來改變它們的輸出混頻信號的相位和幅度。混頻器512A和514A的輸出信號在加法器516A中加在一起，並提供至放大器520A，通過發送天線522A而傳輸。本領域的技術人員理解傳輸子系統524N和其它傳輸子系統(未示出)功能類似於傳輸子系統524A。
對各天線傳輸子系統524，在放大和傳輸之前需要把數位訊號轉換為模擬格式的數摸轉換器(DAC)並未示出。本領域的技術人員將理解，有許多地方可進行向模擬形式的轉換，而不背離本發明的範圍。
在一個實施例中，各天線傳輸子系統524包括置於加法器516和放大器520之間的DAC。在此實施例中，混頻器512和514是數字式混頻器，以及相控振蕩器510和518生成數字振蕩器信號。各DAC的作用是把加法器516的數字輸出轉換為模擬信號，然後由放大器520進行放大和傳輸。
在另一實施例中，提供至天線傳輸子系統524的輸入信號已是模擬格式(在提供至天線傳輸子系統524之前已轉換為模擬)。在此實施例中，相控振蕩器510和518生成模擬混頻信號，混頻器512、514是模擬混頻器，以及法器516是模擬加法器。
本領域技術人員還將理解可用不同方法實施通過各天線傳送的信號的幅度控制。在一示例的實施例中，射束成形控制處理器508向各天線傳輸子系統524的各個放大器520提供幅度控制信號。
本領域技術人員將認識到相控振蕩器510和518可由各種方法來實施。在一示例的實施例中，相控直接數字合成器(DDS)可用來生成具有良好相位解析度的數字正弦信號。在另一實施例中，振蕩器510和518不是相控的，但是加法器516和放大器520之間置有移相器。
雖然圖5中示出兩個天線傳輸子系統524A、524N，但在產生射束成形基站中也可實施1個或多於1個的天線傳輸子系統。在一典型的配置中，其中1個基站為分割為4個子扇區的1個扇區服務，實施4個天線傳輸子系統524。
圖6是按一實施例配置的示例的反向鏈路結構方塊圖。把數據劃分為數據分組並提供至編碼器612。對各數據分組，編碼器612生成循環冗餘校驗(CRC)奇偶校驗位，插入編碼尾位，並對數據編碼。在1個實施例中，編碼器612按照前述的美國專利申請序列號08/743,688中揭示的編碼格式對分組編碼。也可採用其它的編碼格式。來自編碼器612的已編碼的分組提供至數字復用器614，對分組中編碼碼元重新排序。經數字復用的分組供至乘法器616，將此數據用Walsh碼加以覆蓋，並把經覆蓋的數據供至增益元件618。增益元件618不管數據速率如何，對數據縮放以維持1個恆定的每比特能量Eb。來自增益元件618的經縮放的數據提供至乘法器650b和650d，它們用PN_Q和PN_I序列分別擴展該數據。來自乘法器650a和650d的擴展數據分別提供至濾波器652a和652d，對數據濾波。來自濾波器652a和652b的經濾波的信號供至加法器654a，來自濾波器652c和652d的經濾波的信號供至加法器654b。加法器654把來自數據信道的信號和來自導頻/DRC信道的信號相加。加法器654a和654b的輸出分別組成「I輸出」和「Q輸出」，而後分別用同相正弦COS(wct)和正交正弦SIN(wct)進地調製(如在前向鏈路中)，並在傳輸前相加(未示出)。在此示例的實施例中，數據通信在正弦同相和正交相位上都傳輸。
在此示例性實施例中，數據用長PN碼和短PN碼進行擴展。長PN碼加擾數據，使得接收的基站要能識別正在傳輸的用戶站。短PN碼在系統帶寬上擴展信號。長PN序列由長碼發生器642生成，並提供至乘法器646。短PNI和PNQ序列由短碼生成器644生成，並分別供至乘法器646a和646b，該而個乘法器將此兩組序列相乘，以分別形成PN_I和PN_Q信號。定時/控制電路640把定時基準供給PN碼發生器642、644。PN序列的生成和使用在本領域中是熟知的，並描述於美國專利No.5,103,459中。
如圖6所示的數據信道結構的示例性方塊圖是支持在反向鏈路上對數據編碼和調製的許多結構之一。對高速率數據傳輸，也可採用與使用多條正交信道的前向鏈路的結構類似的結構。其它結構，如符合IS-95標準的CDMA系統中反向鏈路話務信道的結構，也可加以考慮，並在本發明範圍內。
在此示例性實施例中，反向鏈路數據信道支持表1中列出的4種數據速率。額外的數據速率和/或不同的數據速率能得到支持。在此示例性實施例中，如表1所示反向鏈路的分組大小與數據速率有關。如前述美國專利申請序列號08/743,688所述，對較大的分組大小能獲得改進的解碼器性能。因此，不同於表1列出的分組大小也可用來提高性能。此外，分組大小也可做成為一個和數據速率無關的參數。
表1導頻和功率控制調製參數
如表1所示，反向鏈路支持多種數據速率。在示例性實施例中，9.6kbps的最低數據速率分配給與基站登記的各用戶站。在此示例性實施例中，用戶站可在不用請求基站允許條件下在任何時隙在最低速率數據信道上發送數據。在此示例性實施例中，以較高數據速率的傳輸要由所選擇的基站根據一組系統參數如，系統負載，公平性和總吞吐量等加以認可。高速率數據傳輸的示例性調度機制詳述於美國專利申請序列號08/798,951題為「METHOD ANDAPPARATUS FOR FORWARD LINK RATE SCHEDULING」1997年2月11日申請，以及美國專利申請序列號08/914,928題為「METHOD ANDAPPARATUS FOR REVERSE LINK RATE SCHEDULING」，1997年8月20日申請，這兩個專利申請轉讓於本發明的受讓人，並通過引用而結合於此。
導頻/DRC信道的示例性方塊圖示於圖6。DRC消息供至DRC編碼器626，該編碼器按預定的編碼格式對消息編碼。因為要求DRC消息的差錯概率要足夠低，所以DRC消息的編碼是重要的，因為不正確的前向鏈路數據速率決定會影響系統吞吐量性能。在此示例實施例中，DRC編碼器626是速率(8，4)塊編碼器，它把DRC消息編碼為編碼字。經編碼的DRC消息供至乘法器628，它用Walsh碼覆蓋此消息，該Walsh碼唯一標識DRC信息所指向的目的基站。Walsh碼是由Walsh發生器624所供給的。經覆蓋的DRC消息供至多路復用器(MUX)630，它把消息和導頻數據一起復用。DRC消息和導頻數據供至乘法器650a和650c，它們使用PN_I和PN_Q信號分別擴展數據。從而，導頻和DRC消息在正弦同相和正交相位上都傳輸。
在此示例性實施例中，DRC信息傳輸至所選擇的基站。通過用標識所選擇的基站的Walsh碼覆蓋DRC消息，就可獲得此結果。在示例性實施例中，Walsh碼長度是128碼片。此128碼片Walsh碼的推導是本領域中所熟知的，把一唯一的Walsh碼指定給與用戶站通信的各基站。各基站用其指定的Walsh碼在DRC信道上對信號進行去覆蓋。此所選擇的基站能對DRC消息去覆蓋，並在前向鏈路上向發生請求的用戶站發送數據以作出響應。其它基站能確定此請求的數據速率不是針對它們的，因為這些基站指定的Walsh碼是不同的。
在此示例性實施例中，在數據通信系統中所有基站的反向鏈路短PN碼都是相同的，並且在短PN序列中沒有偏移量來區別不同的基站。數據通信系統在反向鏈路上有利地支持軟越區切換。使用沒有偏移量的同樣的短PN碼可使多個基站在軟越區切換期間能夠接收來自用戶站的同樣的反向鏈路傳輸。這樣，短PN碼可提供頻譜擴展，但不利的是不允許對基站的識別。
在此示例性實施例中，DRC消息載送著用戶站請求的數據速率。在另一實施例中，DRC消息載送著前向鏈路質量指示(如，由用戶站測得的C/I信息)。在捕獲期間，用戶站可從1個或更多子扇區射束中同時接收前向鏈路導頻信號，並在各接收的導頻信號上進行C/I測量。在捕獲期間，1用戶站在偶數和奇偶編號的兩種時隙上搜索和測量導頻。用戶站選擇具有最高C/I的射束。用戶站接著在與其接收數據的前向鏈路時隙相反的反向鏈路時隙期間，在反向鏈路上發送DRC消息。如果用戶站闖入1個新的子扇區，則該用戶站從偶數編號的時隙轉換到奇數編號的時隙(反之亦然)。在捕獲後，由用戶站估計C/I，如美國專利No.5,504,773所述，但當接收數據時只在交替的偶數或奇數時隙上測量的C/I除外。然後，用戶站根據可組成現在和以前的C/I測量的一組參數，選擇最佳子扇區射束。在數個實施例中的1個實施例中，把速率控制信號格式化成可傳遞至基站的DRC消息。
在第1實施例中，用戶站根據請求的數據速率發送DRC消息。請求的數據速率是在由用戶站測得的C/I上能取得令人滿意的性能的最高支持的數據速率。根據C/I測量，用戶站首先計算可獲得令人滿意的性能的最大數據速率。然後，此最大數據速率被量化為得到支持的數據速率中的1個，並指定為請求的數據速率。對應於請求的數據速率的數據速率指數發送至所選擇的基站。一組示例性得到支持的數據速率及其相對應的數據速率指數示於表1。
在另一實施例中，其中用戶站向所選擇的基站發送1個前向鏈路質量指示，該用戶站發送1個表示C/I測量的量化值的C/I指數。C/I測量可繪製成表格並可與C/I指數相關聯。使用更多的比特來表示C/I指數可使C/I測量的量化更細緻。並且，繪製可以是線性的或預失真的。對線性繪製，C/I指數中的每個增量表示C/I測量值中對應的增加。如，C/I指數中每個階表示C/I測量值增加2.0dB。對預失真繪製，C/I指數中每個增量表示C/I測量值中不同的增加。如，可使用預失真繪製來量化C/I測量，以匹配C/I分布的累積分布函數(CDF)曲線。從用戶站向基站傳遞速率控制信息的其它實施例也可加以考慮並且在發明範圍內。此外，使用不同的比特數來表示速率控制信息也在本發明範圍內。
在1個示例性實施例中，C/I測量可用類似於CDMA系統中使用的方式在前向鏈路導頻信號上進行。進行C/I測量的方法和設備揭示於美國專利申請序列號08/722,763，題為「METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING LINKQUALITY IN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM」1996年9月27日申請，此專利申請轉讓於本發明的受讓人，並通過引用而結合於此。通過用短PN碼去擴展此接收的信號，就可在導頻信號上取得C/I測量。
在另一實施例中，C/I測量能在前向鏈路話務信道上進行。此話務信道信號首先用長PN碼和短PN碼進行去擴展，再用Walsh碼進行去覆蓋。在數據信道上對信號進行C/I測量可更為精確，因為較大百分比的傳輸功率分配給數據傳輸。由用戶站測量接收的前向鏈路信號的C/I的其它方法也可加以考慮，並且在本發明範圍內。
在此示例性實施例中，DRC消息是在前一半時隙傳送的。對1.667ms示例性時隙，DRC消息包含時隙的最初1024個碼片或0.83ms。餘下的1024個碼片時間由基站用於解調和解碼DRC消息。DRC消息在前半部分時隙中傳輸可使基站能在同一時隙內解碼DRC消息，並可能在緊接著的時隙中以所請求的數據速率發送數據。處理過程的短延遲可使通信系統能很快地採納工作環境中的變化。
在另一實施例中，通過使用絕對基準和相對基準把請求的數據速率傳遞至基站。在此實施例中，周期性地發送包括請求的數據速率的絕對基準。絕對基準可使基站能決定由用戶站請求的精確數據速率。對絕對基準的傳輸之間的各時隙，用戶站發送1個相對基準給基站，指出未來時隙所請求的數據速率是否是較高，較低或與前一時隙所請求的數據速率相同。用戶站周期性地發送絕對基準。數據速率指數的周期性傳送可使得把請求的數據速率設置為一個已知狀態，並保證相對基準的錯誤接收不會累積。使用絕對基準和相對基準可降低對基站的DRC消息傳輸速率。傳送請求的數據速率的其它協議也可加以考慮，並在本發明範圍內。
當用戶要求通信系統上服務質量需求時，還希望了解導致系統中各用戶的發射功率約束的對某一特定的比特速率和比特差錯率的相應的C/I約束。注意，對1個用戶的數據信號是對另1個用戶的噪聲或幹擾。希望不僅要使所有時隙的使用最佳化，還要提高各個單獨用戶的C/I。當所有扇區以全功率接收發射的信號時，扇區「i」的C/I由下式給出CIPiiPj---(3)]]>其中i≠j。分子是對扇區i的發射功率，分母是對其他扇區和/或小區中用戶的發射功率之和。一般說來，對具有發射功率電平P滿至「Z」個用戶的系統，上述關係可簡化為 上式示出一種有效的功率競爭，即增加系統中用戶數量就降低C/I，並因此對個別用戶，並可能對全部用戶降低服務質量。因此，希望通過以降低的功率電平向(Z-1)個用戶中的至少一些發射來減小分母。例如，在一示例性實施例中，小區的基站按照時分功率電平分配向各扇區發射。在該示例性實施例中扇區i的C/I計算如下CIPijPj+kPk---(5)]]>其中基站按全功率P滿向扇區「j」發射，按降低的功率P降低向扇區「k」發射。一個扇區內所有移動單元接收以相應的功率電平發射的信號。事實上，任何數量的功率電平都包括在此關係中。引入降低的功率項可有利地形成扇區i中移動單元的C/I的相應的提高，這樣，改進對這些單元的服務質量，同時也允許其他扇區中的移動單元繼續接收信息。其他扇區中的降低的功率可減少扇區i所遭受的幹擾。在此示例性實施例中，發射的信號被分割為周期性重複的事先確定的時隙數。各扇區至少在每周期1個時隙上以全功率接收發射的信號。另一些實施例可按照容量和應用情況來調整信號功率。例如，在1個扇區沒有通信活動時，不相該扇區發射高功率信號，而是向具有通信信息量的其他扇區分配高功率的時隙。在此類系統中，時分功率分配根據實時信息量是自適應的。
按照1個示例性實施例，在多個鄰近扇區內使用單一的頻率。發射的信號對應於每周期預定的時隙數而生成的，其中時隙數等於扇區數。在給定的一時隙期間，向各扇區分配一功率電平，其中功率分配指出發射至該扇區的載波信號的功率電平。在此示例性實施例中，功率電平數等於每周期時隙數。在下一時隙期間，功率分配變化。時分功率分配用來降低發射的信號之間的幹擾，因為只有1個扇區接收高功率信號。另一些實施例實施的時隙數不等於扇區數，其中時隙數降低對至少1個發射的信號的幹擾。例如，時隙數可等於扇區內的子扇區數。另外，時隙數是可大於扇區和/或子扇區數以用於在多個時隙上進行功率控制，例如分配模式導致預定的平均功率值之處，或控制功率以降低扇區和/或子扇區之間幹擾的一些其他算法之處。
圖7圖示示例性實施例，其中1個單個小區具有3個扇區，標以「A」、「B」、「C」。1單個基站(未示出)發射分開的信號至各扇區A、B、和C。3個來自基站的傳輸信號中的各傳輸都按照標以「1」、「2」和「3」的3個時隙加以控制。時隙1、2、3周期地按序重複。當按照時隙安排提供基站傳輸時，所有3個扇區的定時得到同步的。因此，扇區A的時隙1與扇區B和C的時隙1是一致的。
在圖7中，全功率由PF指出，較低功率電平分別由PR1和PR2指出。通過以高功率向一個扇區發射和以低功率電平向鄰近扇區發射，高功率扇區內的幹擾就降低了。另一些實施例向多個扇區實施一個降低的功率電平。
按照此示例性實施例，各扇區在各時隙期間接收傳輸信號。另一些實施例可包括不工作時隙和/或可包括較小功率電平，其中向多個扇區分配單個功率電平分。在此示例性實施例中，基站確定發射的信號的時分。來自基站的所有信號均按照此定時而生成。基站按照與此定時相一致的旋轉方案調整各個發射信號的功率。例如，如圖7所示，在第一時隙1期間，扇區A分配以高功率電平，它可以是全功率或調整後的功率電平，同時扇區B分配以低功率電平和扇區C分配以中檔功率電平。在下一個連續的時隙2期間，功率分配改變了，向扇區A分配以中檔功率電平，扇區B分配以高功率電平，而扇區C分配以低功率電平。對扇區的功率分配周期性地輪流改變功率電平。注意，在此示例性實施例中，對1給定的扇區的功率分配次序是不變的。例如，扇區A的功率分配次序是高、中、低。扇區B的功率分配次序是低、高、中。扇區C的功率分配次序是中、低、高。在一給定的時隙期間，只有1個扇區享有高功率電平分配，這可降低對此扇區的幹擾和提高功率電平分配，給定時隙的C/I。此示例性實施例通過向各扇區分配1個高C/I的時隙，以便有利地降低碼元間幹擾(ISI)。
按照此示例性實施例，在各時隙期間，各扇區被分配以一順序保持的唯一的功率電平。在另一些實施例中，可根據通信系統來調整分配和功率分配次序。另外一些實施例可改變對扇區的功率分配次序，其中至少一個扇區以高功率電平接收發射的信號。例如，對扇區的功率電平分配可相對於其他扇區根據它們的幹擾情況進行調整。這可使基站能按動態功率分配方案來發射。
一扇區內的各個移動單元在各時隙期間提供DRC信息至發射機。例如，在具有每周期3個時隙和時分以及3個功率電平的系統中，各移動單元提供至少3個DRC至基站，每一個對應於一個功率電平，即時隙。DRC信息是基於一給定的時隙的C/I估算值，此時隙具有相關的功率電平。下面敘述的數字式濾波過程按照自適應方法迭代地提供C/I估算值，其中計算包括來自先前周期的反饋。在一給定時隙期間，該數字式濾波進行一系列迭代，以對該時隙期間發射的碼元進行濾波。數字式濾波器對包括預定數量的碼元的一組採樣進行操作。對每一次迭代，生成一C/I估算值。每個C/I估算值包括來自相同功率電平的早期時隙的計算，即時隙1計算包括來自先前時隙1計算的歷史信息等等。注意，另外的實施例可能不保持功率分配次序，因此，對應於各功率電平的歷史信息可能由不同的時隙來表示。在示例性實施例中，就扇區A而論，時隙1的C/I估算值是用至少一個先前時隙1的計算來平均的。任何數量的先前的時隙都可用來確定估算值，增加歷史信息的量易於提高估算值的精度。包括在各C/I迭代中的歷史信息量可受到功率電平數和/或時隙的限制，也受到貯存先前信息的系統的能力的限制。先前的C/I結果可貯存在緩衝器或其他存儲器存儲器件中。同樣，C/I估算信息也可以矩陣形式加以貯存，其中組成的失量對應於分配給特定扇區的特定的功率電平。在此示例性實施例中，矩陣包括3個扇區的C/I信息，並且各有3個功率電平，或至少有9個矢量。
對應於各分配的功率電平，移動單元把DRC信息發回至基站。這樣，在各工作的時隙期間，移動單元根據C/I平均的估算值發送DRC信息。基站根據DRC信息確定對於一給定的時隙的對移動單元的數據傳輸的數據速率。雖然示例性實施例具有相等的功率電平和時隙，這並不是嚴格限制的情況。人們可以理解這裡的討論，來認識到DRC是與特定功率電平相關聯的。如上所論，可以基站發射的功率值範圍來提供DRC，或以特定的速率來提供。類似地，移動單元可直接提供C/I估算值，並允許基站確定合適的DRC。
在一個實施例中，移動站計算C/I，進行平均，並從查表中選擇DRC。在另一實施例中，移動站發送C/I估算值至基站，基站然後確定合適的數據速率。在每次迭代時，通過對收到的信號進行均衡或濾波，來計算C/I估算值。均衡的目的是降低由傳輸信道引入的任何ISI。從而，均衡可校正信道引起的失真。
圖8圖示工作於無線通信系統中一小區的扇區之一內的接收機電路700。接收機電路700估算C/I，並提供對應的DRC信息回至基站(未示出)。接收機700包括天線702、RF/IF處理器704、帶通濾波器706和耦合至均衡器710的採樣器708。在此示例性實施例中，均衡器710是有限脈衝響應(FIR)濾波器，用來對離散序列輸入值求平均。一示例性均衡器描述於美國專利申請，題目為「METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING A MODULATEDSIGNAL USING AN EQUALIZER AND RAKE RECEIVER」，2000年7月24日提交，轉讓於本發明的受讓人，並通過引入而結合於此。
再次參照圖8，雖然均衡器710示為濾波器，但是可使用無限脈衝響應(IIR)濾波器或一些其他結構的濾波器來實施該均衡器。均衡器710輸出順序接收的輸入碼元的採樣集的平均值。此組採樣是從預定數量的連續碼元中取出的。給出一組採樣中的碼元數為(2L+1)。均衡器710包括一系列延遲元件712至716。在延遲元件之間有提供各個採樣值到乘法器718至724的抽頭。抽頭的輸出經放大以及由加法器728相加。各個乘法器718-724接收一濾波器係數值，用於對單個採樣值進行定標和放大。抽頭數等於每個採樣組的碼元數，即，(2L+1)。FIR結構可有效地進行對濾波器係數值和採樣組的卷積。
延遲元件數量比抽頭數少1個，因為有1個抽頭是用於延遲前最近收到的碼元。各延遲元件提供的延遲等於碼元持續期，以T/M給出，其中T是碼元周期，M是採樣的分數分量。一般，M＝1並且各碼元持續期T期間，進行一次採樣。另外的實施例可設M＝2，其中在各碼元持續期T期間取得兩個採樣。在此示例性實施例中，對應於扇區數有3個時隙。
如圖7所示，各時隙又進一步分隔為較小的時間間隔，它們稱為碼元。在1個時隙內有N個碼元，每個碼元都有持續期T。均衡器710在1個時隙內對N個碼元的一子集進行操作。注意，一時隙可以指為一幀。在時隙「i」期間，均衡器710接收連續的採樣，表示為xi(n)，而n＝1，2...(2L+1)，其中「n」是一個時隙內一組採樣的時間指數整數序列。在此示例性實施例中，採樣組通過均衡器710的延遲元件712至716一次增量1個碼元。
各延遲元件712至716的輸出由對應的抽頭係數Ci，(-L)，Ci，(-L-1)，...Ci，(L)，來放大。第1個係數下標指出時隙，即，發射的信號的功率電平。第2個係數下標指出在延遲元件712至716內的抽頭位置，並由{-L，(-L+1)...0，...，(L-1)，L}給出。經放大的結果經相加，並提供接收的碼元xi(n)的離散序列的估算值 均衡器710是自適應均衡器，其中係數是從傳輸的數據中連續地加以調整的。迭代係數n是迭代(n-1)上的值的函數，即，ci(n)＝f(ci(n-1))。另外的實施例可實施使用訓練序列來調整係數的預置均衡方法。預置方法具有在起始時需要訓練對話期的缺點，以及可能對信道中的時變降級無效。另外，一種預置起始後接著是自適應迭代的組合方法也可用於均衡。
在自適應均衡器710中，從每次迭代得出的C/I估算值提供反饋，用於對下一次迭代調整抽頭係數，以及提供信息以確定接收機用的合適的數據速率及其相關的DRC。對一次給定的迭代，均衡器710形成的估算值，給示如下
y(n)=l=-LLCl(n)x(n-lTM)---(6)]]>其中l是係數下標，估算是在所有抽頭上進行評估的。另外的實施例可使用一部分抽頭，或動態改變抽頭數來評估1個估算值。
在此示例性實施例中，對應於各時隙，生成一組係數。由於對各時隙進行計算，就對各時隙i生成上述估算值y(n)。一般的方程式給示如下 其中下標i表示時隙。在此示例性實施例中有三個時隙i＝{1，2，3}。另外的實施例可按給定的通信系統和給定的配置所需的那樣實施任何數量的時隙。
輸出估算值 提供至接收機700內其他模塊，並提供至係數調整單元730。係數調整單元730確定當前的時隙以及調整相應的係數組。係數貯存在存儲器存儲器件(未示出)中，在各時隙期間如需要計算時再取出。例如，在第1時隙期間，對扇區A的計算反映出該時隙期間全功率信號廣播。當功率降低時，希望C/I要比扇區A的第2或第3時隙期間的為大。係數調整單元730可包括將C/I估算值與有關的DRC相關的查找表。注意，移動單元根據在相應時隙上加以平均的C/I來發送各時隙的DRC。
各時隙的均衡過程是連續的，接著先前對應的時隙(即功率電平)期間結束的過程的地方進行。考慮一時隙由N個碼元組成並且量化採樣組包括(2L+1)個碼元的例子。對於時隙1的第一次出現的迭代下標n給出為n＝{1，2，3...(N-2L)}。在第1時隙結束時，對時隙1的下一次出現存儲係數值。注意，可使用一種算法，以另一種形式來貯存信息，如校驗和或從其中可取得必要的係數和/或C/I估算值信息的其他結果。在時隙1的第2次出現時，使用存儲的值來開始均衡器710的迭代。各時隙都類似地得到處理，因此在下一對應的時隙期間可取出存儲的信息。另外的實施例可使用來自多於1個功率電平的信息來生成一扇區的C/I估算值。
使用時分功率分配用於射束轉換來向扇區劃分發射的基站通過對除了1個扇區之外的所有扇區降低功率，從而提高該扇區的C/I，來降低對鄰近扇區中用戶站的幹擾。
按照一個實施例，均衡器710是以有限橫向濾波器來實現的，用於信道的自適應均衡。係數調整可使係數適用於使輸出端上噪聲和ISI減少至最低限度。一般把輸出供至限制器或判定機構，因而均衡步驟直接與數據質量有關。係數調整涉及估算的C/I和實際值的比較。比示例性實施例利用最小均方(LMS)或最小均方誤差(MSE)算法。然而，另外的實施例可使用根據歷史信息產生估算值的任何算法。此類算法包括如，均方誤差梯度(MSEG)、遞歸最小平方(RLS)和直接矩陣求逆(DMI)。一般，估算值yi(n)輸出至限制器(未示出)，作關於碼元值的判定。通過均衡值(即求和節點728的輸出)和限制值的比較，計算誤差項。此結果是估算的誤差。
使用LMS算法，對於各扇區i，濾波器係數的矢量定義為ci＝[ci，-L...ci，L] (8)經調整的係數值如下 這樣，根據估算的誤差調整各係數。在降低的功率傳輸期間，基站可不發射一些信號，或以降低的功率發射額外開銷的信號。此類信號包括但不限於，導頻信號和反向功率控制(RPC)信號。如果在降低的功率時隙期間，功率控制是不工作的，則以等於時隙數的因子「S」降低功率控制頻率，其中i＝{1，2...S}。降低的功率頻率造成對移動單元的粗功率控制。控制信號不經常發送，因此，相應的控制調整就沒有往常那麼多。換言之，移動單元調整其功率要比較高頻率功率控制來得慢。粗控制不僅把過多的功率引入通信系統即幹擾，而且還引起移動單元消耗更多功率，影響電池再充電之間的壽命。特別在CDMA系統中，希望在各時隙期間經常提供功率控制，以便細緻地調整功率控制。此示例性實施例在各時隙期間發射多個功率信號，其中甚至在降低的功率時隙期間，仍然以全功率發射RPC信號。導頻信號可在時隙的降低的功率電平上發射。移動單元在降低的功率時隙期間衡量C/I估算值，考慮接收到的降低的導頻強度。基站給各移動單元提供與每時隙的功率分配有關的信息。這樣，移動單元預先考慮降低的功率並從而響應。注意，當移動單元從多個基站接收信號時，移動單元要考慮各基站的功率分配。
雖然此示例性實施例在全部時隙期間發射信號，但是其他實施例可使用一部分時隙，其中至少一個時隙對於除了接收全功率信號的扇區之外的所有扇區都是不工作的。同樣，功率分配可以是自適應的，其中基站根據來自移動單元的反饋來改變功率分配，此反饋包括但不限於DRC信息和對重傳輸數據以便糾錯的請求。基站可改變降低的功率電平以調節系統內的移動單元。例如，如果移動用戶經受到過多量的數據差錯，則降低的功率可升高。同樣，功率電平可按照最佳工作的值範圍來加以調整，其中，範圍之外的調整導致取消該功率電平即，由不工作代替此功率電平。在一個實施例中，提供的信號功率從3dB至6dB。另外的實施例可實施任何的功率電平，其中高功率電平使用在一個扇區中，同時至少有一個降低的功率電平使用在另一扇區中。
當前揭示的實施例提供一種利用子扇區射束轉換技術的方法，來降低在1個小區或在鄰近小區內由1基站向多個用戶站的傳輸所引起的平均平擾。
這樣，現已描述了一種改進的前向鏈路數據傳輸的新穎和改進的方法和設備。本領域技術人員知道貫穿於上述描述中所參照的數據、指令、命令、信息、信號、比特、碼元和碼片等均可很好地由電壓、電流、電磁波、磁場或磁粒子、光場或光粒子或它們的任何組合來表示。那些技術人員還將理解這裡揭示的與實施例有關的各種圖示的邏輯塊、模塊、電路和算法步驟也可由電子硬體、計算機軟體或此兩種的組合來實現。各種圖示的主部件、塊、模塊、電路和步驟一般按它們的功能性來描述。功能性是否由硬體或軟體實施，此取決於特定的應用和強加在總系統上的設計約束。專業人員了解在這些情況下的硬體和軟體互換性，和如何最佳地對各特定應用實施所述的功能性。例如，這裡揭示的與實施例有關的各種圖示邏輯塊、模塊、電路和算法步驟等都可由下列來實施或進行，如，數位訊號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)、現場可編程門陣列(FPGA)或其它可編程的邏輯器件、離散門或電晶體邏輯、離散硬體部件，如，寄存器和FIFO、執行一組固件指令的處理器、任何常規可編程的軟體模塊和處理器，或設計成進行這裡所述的功能的任何組合。處理器可以有利地是微處理器，但另一方面，處理器可以是任何常規處理器、控制器、微型控制器或狀態機。軟體模塊可駐留在RAM存儲器、快閃記憶體存儲器、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、寄存器、硬碟、可拆卸磁碟、CD-ROM或本領域已知的任何其它存儲媒體形式。處理器可駐留在ASIC中(未示出)。ASIC可駐留在電話機中(未示出)。在另一種方法中，處理器駐留在電話機中。處理器可由DSP和微處理器組合來實施，或由2個微處理器加上DSP核心來實施。
給出了上述較佳實施例，使本領域中任何技術人員能製作或使用本發明。對本領域技術人員而言，很顯然，對這些實施例還可作出各種改進並且這裡規定的一般原則可適用於其它實施例，而不使用創造能力。因此，本發明在此不想局限於這裡所示的實施例，而是與在此揭示的原則和新顆特徵相一致的最寬泛範圍。
權利要求
1.一種通信系統中的通信方法，該通信系統具有第1小區，該第1小區具有第1扇區和第2扇區，其特徵在於該方法包括對第1扇區和第2扇區確定時分功率分配；以及按照功率分配生成至第1扇區和第2扇區的信號。
2.如權利要求1所述的方法，其特徵在於蜂窩通信系統是一種碼分多址(CDMA)系統。
3.如權利要求2所述的方法，其特徵在於進一步包括按照功率分配，調整反向功率控制信號。
4.如權利要求2所述的方法，其特徵在於進一步包括按照功率分配，調整導頻信號。
全文摘要
在能進行可變速率數據傳輸的CDMA數據通信系統中，一種時分功率分配循環地降低對至少一個扇區的載波功率電平，以減少鄰近扇區中的幹擾。基站對各扇區確定時分功率分配，並按照此功率分配生成信號。移動單元(700)生成對應在於各功率電平的濾波器係數。移動單元估算載波信號對幹擾比(C/I)，以確定各功率電平的數據速率。把均衡器(710)的先前的迭代加以存儲，並用於提純將來的估算值。
文檔編號H04B7/06GK1671072SQ20051005909
公開日2005年9月21日 申請日期2001年8月31日 優先權日2000年9月1日
發明者A·賈拉利, J·斯密, P·阿佳希 申請人:高通股份有限公司