逆變器裝置、或控制該逆變器裝置的逆變器控制裝置製造方法

2023-06-11 23:53:51 6

逆變器裝置、或控制該逆變器裝置的逆變器控制裝置製造方法
【專利摘要】本發明提供逆變器裝置、或控制該逆變器裝置的逆變器控制裝置。能按照維持給定的開關頻率的方式輸出從零電壓至最大電壓，在開關頻率低的條件下也能實現交流電流的脈動小的PWM方式。在將逆變器裝置所輸出的交流電壓1周期設為360度時，在將1周期6等分得到的每60度的區域中，1相的開關元件進行接通斷開控制，其它2相的開關元件保持接通或斷開的狀態。進行接通斷開控制的相位區域設為包含各相的交流電壓的極大值或極小值的相位區域。
【專利說明】逆變器裝置、或控制該逆變器裝置的逆變器控制裝置

【技術領域】
[0001] 本發明涉及將直流電壓變換成3相交流電壓的逆變器裝置。

【背景技術】
[0002] 在鐵道車輛的【技術領域】中，通過用1臺逆變器裝置使1?4臺的3相交流電動機 可變速運行來使車輛加減速的方式得到廣泛的應用。逆變器裝置基於脈衝寬度調製（Pulse Width M〇dulati〇n、PWM)來對多個開關元件進行接通斷開控制從而將直流電壓變換成所期 望的振幅以及頻率的交流電壓，並施加給交流電動機。
[0003] 在圖1示出在鐵道車輛的逆變器裝置中一般使用的交流電壓基波的振幅和頻率 的關係。橫軸是交流電壓基波的頻率，縱軸是用逆變器裝置能輸出的最大的交流電壓基波 的振幅將交流電壓基波的振幅標準化後得到的值（以下稱作調製率）。
[0004] 在交流電壓基波的頻率低的區域（圖中的F2以下的區域）中，調製率與頻率成正 比地增加。即，在圖1中（Fl，Yml)和（F2，Ym2)存在於同一直線上。然後，在交流電壓的振 幅成為最大後就僅使交流電壓的頻率增加。
[0005] 如此，在鐵道車輛用的逆變器裝置中，一般在頻率為F2以下的區域進行可變電壓 可變頻率控制，在F2以上的區域進行恆定電壓可變頻率控制。
[0006] 另外，在鐵道車輛的逆變器裝置中，如圖1所示，一邊切換非同步模式和同步模 式、1脈衝模式這3個種類的PWM方式一邊輸出交流電壓。在圖2?6不出各個控制模式下 的PWM方式的波形。
[0007] 在圖2中，示出了 3相交流中的1相，表示用逆變器裝置的直流側的電壓將交流電 壓的指令值標準化後得到的調製波、和三角波狀的載波、以及作為對逆變器裝置的開關元 件的接通斷開指令的PWM脈衝。PWM脈衝如圖那樣，在基於調製波與載波的大小關係而調製 波大於載波的情況下成為接通指令，在調製波小於載波的情況下成為斷開指令。
[0008] 在交流電壓的頻率低的區域，使用圖2所示的非同步PWM模式（以下稱作非同步 模式）來輸出交流電壓。
[0009] 在非同步模式下，是不使調製波與載波的相位關係固定，而使用相對於調製波的 頻率足夠高的頻率的載波來生成PWM脈衝的方式。
[0010] 在非同步模式區域，在調製波的頻率低的區域中，如圖2所示，由於相對於調製波 的頻率，載波的頻率足夠高，因此雖然交流電壓的失真較小，但若調製波的頻率變高，則交 流電壓的失真會變大。為此，在調製波的頻率成為圖1的F1以上時，移轉到圖3?圖5所 示的同步PWM模式（以下稱作同步模式）。
[0011] 在同步模式下，是按照在調製波與載波之間使給定的相位關係成立的方式來配置 載波，配合調製波的頻率也使載波的頻率增加的PWM方式。在圖3中示出在調製波1周期 中配置9周期的載波的同步9脈衝模式。在鐵道車輛中，一般因3相交流的對稱性而使用 配置3的奇數倍的載波的同步模式。
[0012] 在調製波的振幅變大時，如圖4、5那樣產生調製波的振幅大於載波的振幅的區 域，調製波每1周期的PWM脈衝數減少。PWM脈衝的減少方式由調製波與載波的相位關係 決定，這種情況下調製波每1周期的PWM脈衝數減少為9個（圖3)、7個（圖4)、3個（圖 5)。
[0013] 調製波的振幅成為最大時，成為如圖6那樣在調製波1周期期間僅切換1次接通 指令和斷開指令的1脈衝模式。
[0014] 若以圖2?6為基礎來圖示調製率和開關元件反覆接通斷開動作的頻率（以下稱 作開關頻率）的關係，則成為圖7。
[0015] 非同步模式的載波的頻率、和從非同步模式移轉到同步模式的條件（圖1的 F1)根據逆變器裝置所產生的損耗的大小、和伴隨開關元件的接通斷開動作的電流脈動 (ripple)的大小而決定。
[0016] 非專利文獻
[0017] 非專利文獻1 :電気學會電気鐵道C 3教育調查專門委具會編最新電気鉄 道工學Λ α於社（電氣學會，電氣電路中的教育調查專業委員會最新編，電氣鐵路工學 K0R0NA 公司）
[0018] 在此，在開關元件中產生伴隨接通斷開動作的損耗，由於損耗越大就對逆變器裝 置要求越高的冷性能，所以從逆變器裝置的開關損耗這一點出發，期待開關頻率低。
[0019] 另一方面，由於若開關頻率相對於交流電壓基波的頻率變低則交流電壓的失真就 會增加，從而導致電動機效率降低，因此從電動機效率這一點出發，期望開關頻率高。
[0020] 為此，不依賴開關頻率地抑制交流電壓的失真來提升電動機效率成為課題。


【發明內容】

[0021] 本發明目的在於提供能抑制交流電壓的失真率，提升電動機的效率的逆變器裝 置。
[0022] 本發明所述的鐵道車輛的逆變器裝置在輸出其它相的開關元件斷開或接通的固 定電壓的相位區域進行與交流電壓指令的振幅相應的開關控制，在其它相的開關元件進行 開關動作的相位區域使開關元件接通或斷開來輸出固定電壓。
[0023] 發明效果
[0024] 根據本發明，能夠提供一種能抑制從逆變器裝置提供給電動機的交流電壓的失真 率，能提升電動機的效率的逆變器裝置。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0025] 圖1是表示逆變器裝置所輸出的交流電壓基波的頻率與調製率的關係的圖。
[0026] 圖2是表示現有技術中的非同步模式下的調製波與載波以及PWM脈衝的關係的 圖。
[0027] 圖3是表示現有技術中的同步模式下產生9脈衝的情況下的調製波與載波以及 PWM脈衝的關係的圖。
[0028] 圖4是表示現有技術中的同步模式下產生7脈衝的情況下的調製波與載波以及 PWM脈衝的關係的圖。
[0029] 圖5是表示現有技術中的同步模式下產生3脈衝的情況下的調製波與載波以及 PWM脈衝的關係的圖。
[0030] 圖6是表示現有技術中的1脈衝模式下的調製波與載波以及PWM脈衝的關係的 圖。
[0031] 圖7是表不現有技術中的輸出電壓基波的頻率與開關頻率的關係的圖。
[0032] 圖8是表示使用了高耐壓的開關元件的逆變器裝置中的輸出電壓基波的頻率與 開關頻率的關係的圖。
[0033] 圖9是表示本發明中的交流電壓基波與PWM脈衝的關係的圖。
[0034] 圖10是表示3相的本發明中的交流電壓基波與PWM脈衝的關係的圖。
[0035] 圖11是表示本發明的同步9脈衝模式下的調製波與載波的關係的圖。
[0036] 圖12是表示本發明的同步9脈衝模式下的調製波與載波以及PWM脈衝的關係的 圖。
[0037] 圖13是表示3相的本發明的同步9脈衝模式下的調製波與載波以及PWM脈衝的 關係的圖。
[0038] 圖14是表示本發明的同步9脈衝模式下的調製率與調製波振幅的關係的圖。
[0039] 圖15是表示本發明的同步9脈衝模式下的調製率為零的情況下的PWM脈衝的圖。
[0040] 圖16是表示本發明的同步9脈衝模式下的任意的調製率下的PWM脈衝的圖。
[0041] 圖17是表示本發明的同步9脈衝模式下的調製率為100%的情況下的PWM脈衝的 圖。
[0042] 圖18是表示本發明的同步7脈衝模式下的調製波與載波以及PWM脈衝的關係的 圖。
[0043] 圖19是表示本發明的同步5脈衝模式下的調製波與載波以及PWM脈衝的關係的 圖。
[0044] 圖20是表示本發明的同步3脈衝模式下的調製波與載波以及PWM脈衝的關係的 圖。
[0045] 圖21是比較現有技術的同步模式與本發明的同步模式下的交流電流的失真率的 表。
[0046] 圖22是表示本發明中的逆變器裝置的電路構成的一例的圖。
[0047] 圖23是表示在非同步模式與1脈衝模式之間實施本發明的同步模式控制的情況 下的輸出電壓基波的頻率與開關頻率的關係的圖。
[0048] 圖24是表示從慣性狀態重啟動逆變器裝置時實施現有的同步模式的情況下的輸 出電壓基波的頻率與開關頻率的關係的圖。
[0049] 圖25是表示本發明的同步9脈衝模式下的U相和V相的線間電壓的圖。
[0050] 圖26是表示實施現有技術的同步模式的情況下的U相與V相的線間電壓的圖。
[0051] 符號說明：
[0052] 10電車線
[0053] 20平滑電容器
[0054] 30a?30c開關電路
[0055] 301、3〇2 開關元件
[0056] 305、306逆並聯二極體
[0057] 40感應電動機
[0058] 50逆變器控制裝置
[0059] 60選通驅動指令 [0060] 70平滑電抗器
[0061] F交流電壓基波的頻率
[0062] F1從非同步模式移轉到同步模式的交流電壓基波頻率
[0063] F2從同步模式移轉到1脈衝模式的交流電壓基波頻率
[0064] Ym調製率
[0065] Yml從非同步模式移轉到同步模式的調製率
[0066] Ym2從同步模式移轉到1脈衝模式的調製率
[0067] Fsw開關頻率
[0068] Am本發明中的調製波的振幅

【具體實施方式】
[0069] 接下來說明本發明的實施方式。
[0070] [實施例1]
[0071] 說明本發明的鐵道車輛的逆變器控制裝置中的第1實施例。
[0072] 圖22是表示本發明中的逆變器裝置的電路構成的一例的圖。鐵道車輛將通過集 電裝置從電車線10提供的直流電壓用平滑電抗器70以及平滑電容器20進行平滑化後施 加給逆變器裝置。逆變器裝置的開關電路由將具有逆並聯連接的二極體305的開關元件 301 (上臂）和具有逆並聯連接的二極體306的開關元件302 (下臂）串聯連接的電路30a 作為1相的U相、V相、W相這3相的電路（30a、30b、30c)構成。各相的上臂與下臂的連接 點成為向交流電動機的交流輸出。另外，逆變器控制裝置50生成PWM脈衝指令並向開關電 路（30a、30b、30c)的各開關元件輸出基於PWM脈衝指令的選通驅動指令60。
[0073] 在圖9示出本實施例中的交流電壓基波與PWM脈衝的關係。在此示出了 1相的交 流電壓基波和PWM脈衝。圖中的橫軸表示交流電壓基波的相位。縱軸表示調製波以及PWM 脈衝的振幅。
[0074] 在本實施例的PWM方式中，如圖9那樣將交流電壓基波的1周期分割為每60度的 區域，並區分為以接通狀態保持開關元件的區域（圖中的接通固定的區域）、以及以斷開狀 態保持開關元件的區域（圖中的斷開固定的區域）、和對開關元件進行接通斷開控制的區 域（圖中的接通斷開控制的區域）來控制開關元件。在後面敘述進行接通斷開控制的區域 的動作。
[0075] 接通固定的區域是相對於交流電壓的基波的相位0度到60度和120度到180度 的範圍，斷開固定的區域是180度到240度和300度到360度的範圍。然後，接通斷開控制 的區域是60度到120度和240度到300度的範圍。
[0076] 如此，在本發明的PWM方式下，在包含交流電壓的基波的極大值以及極小值的相 位區域進行接通斷開控制，在其它區域進行接通固定或斷開固定的控制。
[0077] 在圖10示出3相的調製波與PWM脈衝的關係。在此，將3個相分別設為U相、V 相、W相，以U相的交流電壓基波為基準，以-120度的相位差來表示V相，以+120度的相位 差來表示W相。
[0078] 如圖10那樣，在本發明的PWM方式下，在包含各相的交流電壓基波的極大值或極 小值的區域進行接通斷開控制，在其它區域進行接通固定或斷開固定的控制，因此，在每個 分割的相位區域僅進行3相中的1相的接通斷開控制，其它2相成為接通固定或斷開固定 的狀態。
[0079] 接下來說明進行接通斷開控制的區域的具體的動作。以圖10的U相為例，在圖11 中示出在調製波每1周期包含9個PWM脈衝的情況下的調製波與載波的關係。圖中的粗線 所示的波形是調製波，三角波狀的波形是載波。下面將該方式稱作本發明中的同步9脈衝 模式。
[0080] 如圖11所示，相對於調製波1周期配置24個載波，進而在0度到180度的區域和 180度到360度的區域使載波翻轉。
[0081] 然後，通過調整60度到120度的區域和240度到300度的區域的調製波振幅Am 來進行接通斷開控制。另外，Am的極性在60度到120度的區域和240度到300度的區域 設定為相反。
[0082] 在圖12示出根據圖11的調製波與載波的關係而生成的PWM脈衝。如圖12那樣， 通過比較調製波和載波而在調製波每1周期生成9個PWM脈衝。在圖13示出3相的調製 波和載波以及PWM脈衝。
[0083] 如圖11所示，在使進行接通斷開控制的區域的調製波為直線的情況下，調製波的 振幅Am與調製率Ym的關係成為數式1。
[0084] [數式 1]
[0085] 1? =卜2.酬f^+ ：^+ 2 .通f···(!) 、Δ 4d j \ Α? J ^ 1 id J \ ? ) k is /j
[0086] 在此，Am的範圍為-1到1。
[0087] 基於數式1在圖14示出調製率Ym與調製波振幅Am的關係。通過基於該關係來 設定與調製率Ym對應的調製波振幅Am，能使調製波1周期內的PWM脈衝數保持恆定地從零 到最大電壓輸出所期望的交流電壓。即，不管開關頻率如何都能輸出所期望的交流電壓。
[0088] 在圖15?17示出調製波振幅Am從-1變化到1時的PWM脈衝。
[0089] 首先，在交流電壓基波的振幅為零的情況下，調製率Ym為零、即調製波振幅成 為-1，60度到120度的區域固定在斷開狀態。另外，240度到300度的區域由於載波翻轉而 被固定在接通狀態。為此，這種情況下成為圖15那樣的PWM脈衝。
[0090] 接下來，在調製波振幅處於-1到1之間的情況下，如圖16那樣在進行接通斷開控 制的區域進行與調製波振幅Am的大小相應的接通斷開控制。
[0091] 然後，在交流電壓基波的振幅為1的情況下，調製率Ym成為100%、即調製波振幅 Am成為1，60度到120度的區域被固定在接通狀態，240度到300度的區域由於載波翻轉而 被固定在斷開狀態，因此成為圖17那樣的PWM脈衝。
[0092] 在此，將進行接通斷開控制的區域的調製波設為直線來進行說明，但也可以設定 為正弦波等任意的曲線，只要能得到數式1和圖14那樣調製率與調製波振幅的關係，就能 基於此來輸出所期望的電壓。
[0093] 另外，如圖18所示，若相對於調製波1周期配置18個載波，進而在0度到180度 的區域和180度到360度的區域使載波翻轉，則能實現在調製波1周期內包含7個PWM脈 衝的PWM方式（本發明中的同步7脈衝模式）。
[0094] 同樣地，還能實現圖19那樣的配置12個載波的本發明中的同步5脈衝模式、和圖 20那樣的配置6個載波的本發明中的同步3脈衝模式。
[0095] 上述本發明中的同步7脈衝模式和同步5脈衝模式以及同步3脈衝模式都與本發 明中的同步9脈衝模式相同，由於能遵循調製率Ym與調製波振幅Am的關係使調製率Ym從 零變化到100%，因此能從零到最大地輸出交流電壓。
[0096] 進而，雖然在此未圖示，但在調製波1周期內配置30個載波的本發明中的同步11 脈衝模式等增加了 PWM脈衝數的PWM方式也能實現。
[0097] 為了確認本發明的效果，假定在直流1500V架線下行駛的直流電車，通過仿真來 比較現有技術的同步模式和本發明的同步模式的交流電流的失真。
[0098] 現有技術設為同步9脈衝模式（圖3)、同步7脈衝模式（圖4)、同步3脈衝模式 (圖5)，本發明的同步模式設為調製波每1周期的開關次數相同的同步9脈衝模式（圖12)、 同步7脈衝模式（圖18)、同步3脈衝模式（圖20)。
[0099] 另外，在進行比較的每個脈衝模式下都將調製率和交流電壓基波的頻率設定得相 同，失真率相對於交流電流基波的頻率以5次、7次、11次、13次、17次、19次為對象來計算。
[0100] 在圖21示出比較結果的表。可知在任何條件下本發明的失真率都小於現有技術。
[0101] 在圖25示出本實施例中的同步9脈衝模式的線間電壓。圖25是施加在圖13所 示的U相與V相之間的線間電壓，將U相的電壓高於V相的狀態設為正電壓。
[0102] 在相位為0?60的區域，U相固定在接通狀態，V相被接通斷開控制。由此，在V 相為斷開狀態的情況下線間電壓成為Ed，在V相成為接通狀態的情況下線間電壓成為0。
[0103] 在相位為60?120的區域，U相被接通斷開控制，V相固定在斷開狀態。為此，在 U相為接通狀態的情況下線間電壓成為Ed，在U相成為斷開狀態的情況下線間電壓成為0。
[0104] 在相位為120?180的區域，U相以及V相都被固定在接通狀態。為此，線間電壓 成為〇。
[0105] 在相位為180?240的區域，U相被固定在斷開狀態，V相被接通斷開控制。由此， 在V相為接通狀態的情況下線間電壓成為-Ed，在V相為斷開狀態的情況下線間電壓成為 0〇
[0106] 在相位為240?300的區域，U相被接通斷開控制，V相固定在接通狀態。由此，在 U相為接通狀態的情況下線間電壓成為0,在U相為斷開狀態的情況下線間電壓成為-Ed。
[0107] 在相位為300?360的區域，U相以及V相都被固定在斷開狀態。由此，線間電壓 成為0。
[0108] 圖25所示的本實施例的線間電壓在線間電壓為0與Ed間進行接通斷開動作的區 域（相位為〇?120的區域）中，除掉兩端而輸出等間隔的電壓。同樣地，在線間電壓為-Ed 與〇之間進行開關的區域（相位為180?300的區域）也除掉兩端而輸出等間隔的電壓。
[0109] 即，在輸出其它相的開關元件斷開或接通的固定電壓的相位區域，進行與交流電 壓指令的振幅相應的開關控制，在其它相的開關元件進行開關動作的相位區域，通過實施 將開關元件接通或斷開來輸出固定電壓這樣的控制，在線間電壓中出現與1相的開關元件 的開關控制同樣寬度的脈衝波形。由此，通過將進行接通斷開控制的區域的調製波設為直 線來使1相的開關的脈衝寬度等間隔，能使線間電壓的脈衝寬度也為恆定的寬度。
[0110] 另一方面，現有技術中的圖3所示那樣的同步9脈衝模式的線間電壓由於如圖26 那樣接通斷開動作的間隔不均等，因此伴隨接通斷開動作的交流電流的脈動有大小的偏 差。因而，本實施例由於與現有技術相比，伴隨接通斷開動作的交流電流的脈動沒有大小的 偏差，因此能使伴隨接通斷開動作的交流電流的脈動的大小平均地一致，能抑制交流電流 的失真。
[0111] 另外，在不將進行接通斷開控制的區域的調製波設為直線，而設為正弦波等任意 的曲線的情況下，1相的開關脈衝的寬度不恆定，而是變化的。但是，在這樣的情況下，由於 U相-V相間的線間電壓的相位為0?60的相位區域的脈衝波形通過V相的開關波形決定， 60?120的相位區域的脈衝波形通過U相的開關波形決定，因此線間電壓的脈衝波形以峰 值為中心成為線對稱，能比現有技術更加抑制交流電流的脈動。
[0112] 即，上述的實施例特別如圖10所示，在輸出其它相的開關元件斷開或接通的固定 電壓的相位區域，進行與交流電壓指令的振幅相應的開關控制，在其它相的開關元件進行 開關動作的相位區域，通過使開關元件接通或斷開來輸出固定電壓，能抑制交流電壓的失 真。
[0113] 因而，在上述的實施例中，說明了將60度到120度的區域和240度到300度的區 域設為進行接通斷開控制的相位區域，通過調整調製波振幅Am來進行接通斷開控制，但並 不一定非得需要在60度到120度和240度到300度的全部區域進行開關控制，只要在包含 交流電壓基波的極大值或極小值的相位區域進行開關控制，線間電壓的脈衝波形就能成為 以線間電壓的峰值為中心的線對稱，因此至少能達成比現有技術更加抑制交流電壓的失真 的效果。通過將開關控制的區域設定在該相位區域的內側（70度到110度和250度到290 度的區域）也能達成本發明的效果。
[0114] 另外，在開關元件中產生伴隨接通斷開動作的損耗，由於損耗越大在逆變器裝置 中要求越高的冷卻性能，因此從產生損耗這一點出發期望開關頻率低。另一方面，若開關頻 率變低，則疊加在3相交流電流中的電流脈動變大。由此，從抑制電流脈動這一點出發期望 開關頻率商。
[0115] 為此，一般考慮開關損耗和電流脈動這兩者來設定逆變器裝置的載波的頻率，以 使得開關頻率成為給定的範圍。
[0116] 然而，逆變器裝置的開關元件要求與逆變器裝置的直流側的電壓相應的耐壓。在 鐵道車輛的情況下，逆變器裝置的直流側的電壓因架線和車輛的規格不同而存在600V到 3000V程度，直流側的電壓越高則需要越高耐壓的開關元件。
[0117] 高耐壓的開關元件為了滿足耐壓規格而需要增加元件內部的半導體晶片的厚度， 其結果，與低耐壓的開關元件相比就增加了伴隨開關動作的損耗。因而，在使用了高耐壓的 開關元件的逆變器裝置中，為了抑制伴隨開關動作的損耗而需要降低載波的頻率。
[0118] 在圖8示出針對圖7的調製率與開關頻率的關係來配合高耐壓的開關元件從而降 低開關頻率的上限的示例。
[0119] 圖8中的虛線表示開關頻率的上限。在非同步模式下，能通過降低載波的頻率來 降低開關頻率。另一方面，在同步模式的情況下，通過如圖7所示那樣增加輸出電壓基波的 頻率，因條件不同而有可能會使開關頻率超過上限值，在逆變器裝置的熱設計上並不期望。
[0120] 另外，如前述那樣，在鐵道車輛中使用的同步模式大多將調製波1周期中的載波 的數量設定為3的奇數倍（3、9、15、··），基於該思路還考慮從同步9脈衝模式直接切換為 同步3脈衝模式。但是，在該情況下，由於在剛從同步9脈衝模式切換到同步3脈衝模式後 開關頻率下降，因此交流電流的脈動增加，從而有可能會超過開關元件的電流容量。
[0121] 如此，在使用了高耐壓的開關元件的逆變器裝置中，需要一邊抑制開關元件的損 耗和交流電流的脈動，一邊切換PWM方式。即，如圖23所示那樣根據開關元件的損耗的要求 來決定開關頻率的上限值，根據抑制交流電流的脈動的要求來決定開關頻率的下限值。為 此，謀求在該開關頻率的上限值與下限值之間實現控制。
[0122] 為此，如上述本實施例那樣，具備調製波1周期內的脈衝數不同的多個脈衝模式 (9、7、5、3脈衝等），通過實施調節特定的開關相位區域中的脈衝寬度的控制來輸出任意的 交流電壓有效值的振幅，由此能以任意的交流電壓有效值的振幅來切換脈衝模式。
[0123] 為此，在同步9脈衝模式、同步7脈衝模式、同步5脈衝模式、同步3脈衝模式之間， 能在任意的定時下切換脈衝模式，能如圖23所示那樣，按照不超過因逆變器裝置的產生損 耗而受到制約的開關頻率的上限的方式來切換脈衝模式，進而能按照不低於因逆變器裝置 的電流脈動而受到制約的開關頻率的下限的方式來切換脈衝模式。
[0124] 在本實施例說明的同步脈衝模式控制如圖23所示那樣，超過開關頻率的上限這 樣問題、低於開關頻率的下限這樣的問題在非同步模式與1脈衝模式間的同步模式下是顯 著產生的問題。為此，使本發明的同步脈衝模式控制介於非同步模式和1脈衝模式的頻率 區域中就能解決非同步模式與1脈衝模式間的上述的問題。
[0125] 另外，在鐵道車輛中進行如下運行：在使車輛加速到某速度後，使逆變器停止進行 慣性行駛（以下稱作慣性運行），從該狀態下使逆變器重啟動來進行加速或減速。在如此使 逆變器重啟動的情況下，從逆變器輸出的交流電壓基波的頻率對應於慣性時的車輛速度而 提1?。
[0126] 在重啟動逆變器的情況下，交流電壓需要從零增加到所期望的值，例如在通過圖 3?5所示的現有的同步模式使交流電壓從零增加到所期望的值的情況下，由於需要如圖1 那樣使調製波的振幅從零起逐漸變大，因此包含在交流電壓基波的1周期內的脈衝數伴隨 著交流電壓的增加而變化為9脈衝、7脈衝、3脈衝。為此，如圖24所示那樣，在成為逆變器 重啟動時的車輛速度相當於頻率F3的條件下，會產生在同步9脈衝和同步7脈衝下超過開 關頻率的上限的問題。
[0127] 為此，在進行上述那樣的慣性運行的情況下，為了降低開關元件的損耗，謀求能按 照將開關頻率維持在上限以下的方式輸出從零電壓至最大電壓的PWM控制。
[0128] 接下來，通過圖2所示的現有的非同步模式，在希望使交流電壓從零增加到所期 望的值的情況下，在成為逆變器重啟動時的車輛速度相當於頻率F3的條件下，由於在輸出 電壓基波高於頻率F1的區域進行非同步模式的控制，因此會因載波的頻率相對於交流電 壓基波的頻率不足而產生在交流電壓中出現較大失真這樣的問題。若交流電壓的失真增 力口，就有可能會出現電動機轉矩振動而使車輛的乘坐體驗變差，或在逆變器裝置中流過過 大的電流而使逆變器裝置停止。
[0129] 為此，在進行上述那樣的慣性運行的情況下，為了抑制交流電壓的失真，謀求能按 照將相對於交流電壓基波的頻率的開關頻率維持在給定值以上的方式輸出從零電壓至最 大電壓的PWM控制。
[0130] 為此，如本實施例那樣，通過進行將接通固定的區域設定為相對於交流電壓的基 波的相位〇度到60度和120度到180度的範圍，將斷開固定的區域設定為相對於交流電壓 的基波的相位180度到240度和300度到360度的範圍，並將接通斷開控制的區域設定為相 對於交流電壓的基波的相位60度到120度和240度到300度的範圍，由此進行PWM控制， 能將調製波每1周期的PWM脈衝數保持為恆定，能將輸出的交流電壓從零調整到最大。
[0131] 即，能以不超過開關頻率的上限的PWM脈衝數將交流電壓從零控制到最大，另外， 在如圖1那樣配合調製率的增加而在非同步模式下使逆變器裝置起動的情況下，也能抑制 交流電壓的失真。
[0132] 在此，已經敘述的問題是在車輛從慣性運行使逆變器重啟動來進行加速或減速的 情況下顯著出現的問題。為此，本發明的同步脈衝模式控制可以適用於使車輛從慣性運行 使逆變器重啟動來進行加速或減速的情況。如此一來，能解決車輛從慣性運行使逆變器重 啟動來進行加速或減速的情況下的上述問題。
[0133] 在上述的實施例中以鐵道車輛為例進行了說明，但本發明能運用在與抑制交流輸 出電壓的失真來提升電動機效率的技術相關的逆變器裝置中。為此，並不限於鐵道車輛，是 不問【技術領域】而在逆變器裝置全面有用的技術。
【權利要求】
1. 一種逆變器裝置，具備3相的將2個開關元件串聯連接且連接點成為交流輸出的開 關電路，將直流電壓變換成3相交流電壓，該逆變器裝置的特徵在於， 所述逆變器裝置具備同步控制模式，在該同步控制模式下，在與交流電壓的相位指令 對應的給定相位區域，按照所述交流電壓的振幅指令來對1相的開關元件進行接通斷開控 制，在所述給定相位區域，使其它2相的開關元件保持在接通或斷開的狀態。
2. 根據權利要求1所述的逆變器裝置，其特徵在於， 在所述同步控制模式下，將1相的開關元件進行接通斷開控制的相位區域設定為包含 交流電壓基波的極大值或極小值的相位區域。
3. 根據權利要求2所述的逆變器裝置，其特徵在於， 在所述同步控制模式下，在將交流電壓1周期設為360度時，將1相的開關元件進行接 通斷開控制的相位區域設定為6等分1周期而得到的每60度的區域。
4. 根據權利要求2所述的逆變器裝置，其特徵在於， 在所述同步控制模式下，在將交流電壓1周期設為360度時，將所述1相的開關元件進 行接通斷開控制的相位區域設定為比6等分1周期而得到的每60度的區域窄的相位區域。
5. 根據權利要求1?4中任一項所述的逆變器裝置，其特徵在於， 在所述同步控制模式下，能通過調整對1相的開關元件進行接通斷開控制的所述相位 區域中的接通狀態以及斷開狀態的間隔來將交流電壓從零調整到最大電壓。
6. 根據權利要求1?5中任一項所述的逆變器裝置，其特徵在於， 在輸出電壓基波的頻率低的區域，以非同步地產生載波和調製波的非同步模式進行控 制， 在輸出電壓基波的頻率高的區域，以在輸出電壓基波的1周期內輸出1脈衝的1脈衝 模式進行控制， 在輸出電壓基波的頻率為所述非同步模式和1脈衝模式之間的區域，以所述同步控制 模式進行控制。
7. 根據權利要求3所述的逆變器裝置，其特徵在於， 所述逆變器裝置的3相交流電壓提供給驅動車輛的電動機， 在所述車輛在行駛中停止所述逆變器裝置的開關而進行慣性行駛後，使所述逆變器裝 置重啟動而使所述車輛進行加速或減速的情況下，在所述同步控制模式下逐漸地使給所述 電動機的交流電壓增加。
8. -種鐵道車輛，其特徵在於，具備： 權利要求1?7中任一項所述的逆變器裝置； 向該逆變器裝置提供直流電壓的平滑電容器；和 通過該逆變器裝置所輸出的3相交流電力來驅動的交流電動機， 所述鐵道車輛通過所述交流電動機驅動車輪來行駛。
9. 一種逆變器控制裝置，具備3相的將2個開關元件串聯連接且連接點成為交流輸出 的開關電路，將直流電壓變換成3相交流電壓，該逆變器控制裝置的特徵在於， 所述逆變器控制裝置具備同步控制模式，在該同步控制模式下輸出選通驅動指令，該 選通驅動指令用於，在與交流電壓的相位指令對應的給定相位區域，按照所述交流電壓的 振幅指令來對1相的開關元件進行接通斷開控制，在所述給定相位區域，將其它2相的開關 元件保持在接通或斷開的狀態。
10. 根據權利要求9所述的逆變器控制裝置，其特徵在於， 在所述同步控制模式下，將1相的開關元件進行接通斷開控制的相位區域設定為包含 交流電壓基波的極大值或極小值的相位區域。
11. 根據權利要求10所述的逆變器控制裝置，其特徵在於， 在所述同步控制模式下，在將交流電壓1周期設為360度時，將1相的開關元件進行接 通斷開控制的相位區域設定為6等分1周期而得到的每60度的區域。
12. 根據權利要求10所述的逆變器控制裝置，其特徵在於， 在所述同步控制模式下，在將交流電壓1周期設為360度時，將所述1相的開關元件進 行接通斷開控制的相位區域設定為比6等分1周期而得到的每60度的區域窄的相位區域。
13. 根據權利要求9?12中任一項所述的逆變器控制裝置，其特徵在於， 在所述同步控制模式下，能通過調整對1相的開關元件進行接通斷開控制的所述相位 區域中的接通狀態以及斷開狀態的間隔來將交流電壓從零調整到最大電壓。
14. 根據權利要求9?13中任一項所述的逆變器控制裝置，其特徵在於， 在輸出電壓基波的頻率低的區域，以非同步地產生載波和調製波的非同步模式進行控 制， 在輸出電壓基波的頻率高的區域，以在輸出電壓基波的1周期內輸出1脈衝的1脈衝 模式進行控制， 在輸出電壓基波的頻率為所述非同步模式和1脈衝模式之間的區域，以所述同步控制 模式進行控制。
15. 根據權利要求11所述的逆變器控制裝置，其特徵在於， 所述逆變器裝置的3相交流電壓提供給驅動車輛的電動機， 在所述車輛在行駛中停止所述逆變器裝置的開關而進行慣性行駛後，使所述逆變器裝 置重啟動而進行所述車輛的加速或減速的情況下，在所述同步控制模式下逐漸地使給所述 電動機的交流電壓增加。
【文檔編號】H02M7/48GK104104250SQ201410132214
【公開日】2014年10月15日 申請日期:2014年4月2日 優先權日:2013年4月5日
【發明者】立原周一, 鈴木優人, 森祐揮 申請人:株式會社日立製作所