多頻檢測器的製作方法

2023-06-03 16:12:16

專利名稱：：多頻檢測器的製作方法
技術領域：
：本發明涉及用於檢測調頻信號的方法和裝置。
背景技術：
：調頻信號由預定的數據比特(Dbit)序列組成，其中，將各Dbit類型作為具有預定的規定頻率組中的一個或更多個頻率的信號進行發送。使用調頻信號在通信線路上發送信息要求檢測器即使在低信噪比環境下也能夠快速地檢測信號。例如，已知能夠發送並接收語音及視頻信號的通信裝置。當在兩方或更多方之間建立起語音通信鏈路並且其中一方決定將通信模式從語音改變為視頻時，該方將CI(呼叫指示)信號發送到其他方的裝置以通知其他方的裝置將其通信模式從語音改變為視頻。在ITU-V.8標準中規定了這種CI信號，並且該CI信號是被稱為"T1-N0"序列的移頻調製信號。該序列由10個一("1111111111")和隨後的IO個同步比特("0000000001")以及呼叫功能八比特字節("O字節數據1")組成。該標準還規定"O"作為1180Hz信號來發送，而"l"作為980Hz信號來發送。980Hz與1180Hz這兩個頻率被稱為"FSK"(frequencyshiftkeymodulation,頻移鍵控調製)頻率。按照有規律的ON/OFF節奏來發送CI信號，其中，0N時段不少於CI序列的3個時段並且在持續時間上不大於2秒。OFF時段在持續時間上不小於0.4秒且不大於2秒。能夠在語音和視頻模式之間交替的通信裝置需要包括CI信號檢測器(也被稱為CI檢測器)。當CI檢測器識別出在通信裝置處從遠程通信裝置接收到的表示該遠程裝置已經從語音通信改變成視頻通信的CI信號時，CI檢測器生成使得其通信裝置從語音通信改變成視頻通信的信號。作為另一示例，也被稱為雙音多頻(DTMF，dual-tonemultiplefrequency)的雙頻(DF，dualfrequency)信號是作為兩個等幅頻率分量的加性組合的信號。因此，通過在電話鍵盤上按下"l"而產生的信號是697Hz頻率信號與1209Hz頻率信號之和，而通過按下"5"而產生的信號是770Hz與1336Hz正弦波之和。DF信號例如用於表示包括交互式語音響應在內的電話系統中的電話號碼和其他信令功能。
發明內容本發明提供了一種用於檢測通信信號中的多頻信號的裝置。可使用本發明的裝置作為例如用於檢測通信信號中的CI信號的CI信號檢測器。可以在能夠支持語音和視頻通信的通信裝置中使用CI檢測器。作為另一個例子，可以在用於檢測DTMF信號的裝置中使用本發明的多頻檢測器。在本發明的多頻檢測器中，輸入信號被輸入到濾波器模塊中，將針對數據比特的預定信號序列的出現對該輸入信號進行分析。根據本發明，所述濾波器模塊執行帶通濾波處理，在該帶通濾波處理中，通頻帶包括由用於表示待檢測信號序列中的Dbit的所有頻率組成的規定頻率組中的所有頻率。在本發明的一個優選實施方式中，通頻帶具有圍繞所述頻率組中的各個頻率的平坦區(plaeau)，其中，優選的是相鄰的平坦區以局部極小值(localminimum)來分隔。濾波後信號被輸入到頻率條件模塊，所述頻率條件模塊基於所述檢測器模塊的輸出來確定濾波後序列的頻率是否為規定頻率中的一個。當所述頻率條件模塊檢測到規定頻率中的一個時，所述頻率條件模塊生成與檢測到的頻率相對應的Dbit輸出。否則，該模塊生成表示沒有檢測到規定頻率中的任一個的空輸出(這裡以"n"表示)。序列條件模塊可以可選地在頻率條件模塊的輸出中對待檢測信號序列的出現進行搜索。當檢測到該信號序列時，所述裝置生成表示已經檢測到所述信號序列的信號。因此，在本發明的一個方面中，提供了一種在單頻或多頻信號中檢測來自預定頻率組的一個或更多個頻率的方法，該方法包括以下步驟(a)使所述信號經過使所述預定頻率組中的所有頻率都大致通過的複數濾波器，以產生複數濾波後信號；(b)針對所述複數濾波後信號的一對或更多對成員中的每一對，確定其相位表示該對的兩個成員之間的相位差的複數Yd;以及(c)基於在步驟(b)中確定的一個或更多個複數，確定所述信號的頻率。在本發明的另一方面中，提供了一種用於在單頻或多頻輸入信號中檢測來自預定頻率組的一個或更多個頻率的裝置，該裝置包括被如下設置的處理器(a)使所述輸入信號經過使所述預定頻率組中的所有頻率都大致通過的複數濾波器，以產生複數濾波後信號；(b)針對所述複數濾波後信號的一對或更多對成員中的每一對成員(a+bj)和(c+dj)，確定其相位表示該對的兩個成員之間的相位差的複數Yd;以及(c)基於在步驟(b)中確定的一個或更多個複數，確定所述信號的頻率。在本發明的又一個方面中，提供了一種包括根據本發明的裝置的設備。在本發明的又一個方面中，提供了一種包括處理器的裝置，針對兩條或更多條通信線路中的每一條，該被設置為執行以下操作使所述通信線路中的單頻輸入信號經過使所述預定頻率組中的所有頻率都大致通過的複數濾波器，以產生複數濾波後信號；針對所述複數濾波後信號的一對或更多對成員中的每一對成員(a+bj)和(c+dj)，確定其相位表示該對的兩個成員之間的相位差的複數Yd;基於在步驟(b)中確定的一個或更多個複數，確定所述輸入信號的頻率；針對所述一個或更多個預定頻率中的每一個預定頻率，如果所述濾波後信號的當前頻率等於所述預定頻率，則輸出與所述預定頻率相關聯的Dbit值；如果所述濾波後信號的當前頻率與所述預定頻率中的任一個都不相等，則輸出為Dbit值n以生成Dbit序列;對所述Dbit序列進行分析以檢測Tl-NO序列；以及當在所述通信線路中檢測到所述Tl-NO序列時，將所述通信線路連接到所述數據機。為了理解本發明並領會在實踐中如何實現本發明，將僅以非限制性示例的方式並結合附圖對實施方式進行描述，在附圖中圖1示出了根據本發明的一個實施方式的CI信號檢測器；圖2示出了在圖1的CI信號檢測器中使用的濾波器模塊的頻率響應；圖3示出了在圖1的CI信號檢測器中使用的能量條件模塊所執行的方法；圖4示出了作為濾波後信號的頻率的函數的來自濾波器模塊的兩個連續輸出之間的歸一化相位差；圖5示出了用於確定來自濾波器模塊的兩個連續輸出之間的相位差是否處於預定範圍內的方法；圖6示出了在多線路通信節點處對呼叫指示符檢測器的實現；以及圖7示出了根據本發明一個實施方式的DTMF檢測器。具體實施例方式首先，將在CI信號檢測器的背景下描述本發明，該CI信號檢測器被設置成對由兩種不同的Dbit類型(0和1)組成的調頻信號中的T1-N0信號序列進行檢測。這僅僅是出於清楚描述的目的而實現的；顯而易見的是，可以將本發明擴展至對具有超過兩種Dbit類型組成的調頻信號的檢測。圖1示出了根據本發明的一個實施方式的CI信號檢測器(一般以2來表示)的示意性表示。首先，將用於對T1-N0序列的出現進行分析的輸入信號4輸入到濾波器模塊6。如下面所詳細描述的，濾波器模塊6執行濾波處理，在該處理中，通過(transmitted)了在CI信號中使用的兩個FSK頻率附近的頻率。濾波器模塊6的輸出8是複數系列，該序列被輸入到能量條件模塊10。能量條件模塊10確定序列8的當前值的能量水平是否高於預定閾值。如果序列8的當前值的能量水平不高於預定閾值，則將該結果作為信號11輸入到序列條件模塊20，序列條件模塊20輸出尚未檢測到CI信號的結果22。如果序列8的當前值的能量水平高於預定閾值，則將序列8的當前值作為信號13輸入到頻率檢測模塊12。能量條件模塊之後確定序列8對於至少預定數量的連續值來說其能量水平高於預定閾值。如果能量條件模塊10確定濾波後信號不符合該能量準則，則將該結果輸入到序列條件模塊20，序列條件模塊20輸出尚未檢測到CI信號的結果22。當能量條件模塊10確定濾波信號8滿足該能量準則時，這一結果被輸出到頻率檢測模塊12，該頻率檢測模塊12針對從濾波器模塊10輸出的每一對連續的複數值而生成相位與該對之間的相位差相等的複數輸出。頻率檢測器模塊的輸出14被輸入到頻率條件模塊16中，該頻率條件模塊16根據其輸入來確定濾波後信號8的頻率是否為兩個FSK頻率中的一個。當頻率條件模塊16檢測到980Hz頻率或1180Hz頻率時，模塊16分別生成"l"或"0"的輸出。否則，模塊16生成空(blank)輸出"n"，其表示未檢測到FSK頻率中的任一個。由頻率條件模塊生成的序列18被輸入到序列條件模塊20，該序列條件模塊20搜索序列18中是否存在T1-N0序列。序列條件模塊輸出了輸出22，當檢測到T1-N0序列時，該輸出22被設為1。否則，該輸出22被設為0。濾波器模塊8圖2a示出了根據本發明的一個優選實施方式的濾波器模塊6的頻率響應。該頻率響應具有通頻帶(transmissionband)24，該通頻帶24包括在圖2b中更加詳細地示出的兩個FSK頻率。通頻帶24具有圍繞FSK頻率980的平坦區25a和圍繞FSK頻率1180的平坦區25b。這兩個通頻峰(transmissionpeak)25a和25b由局部最小值27分隔開。濾波器模塊6使用80抽頭複數FIR(有限輸入響應)每2ms計算一個複數輸出。輸入信號4通常具有300波特的波特率以及大於300波特的採樣率。例如，可以使用500波特的採樣率，在該情況下，每16個採樣點(2ms)開始運行一個新的FIR。每次運行生成表示實頻率分量和虛頻率分量的單個複數。圖2a中所示的頻率響應是使用如下生成的FIR係數來實現。濾波器模塊6的頻帶寬度被設計為從低於輸入信號4的載頻Fc(1080Hz)大約100Hz到高於該載頻100Hz(最大+/-12HZ的偏差)。載頻Fc通過將輸入信號4乘以e鄧(,Fc)來移位輸入信號4，使得Fc被設為0Hz。之後，利用使用了與Kaiser窗巻積的Hamming窗的高帶外衰減來運行低通濾波。該帶通濾波器的響應是馬鞍形並且在兩個FSK頻率處變得平坦。這是通過乘以靠近載頻(Fc)的兩個對稱的旁頻e鄧(,(Fc+df))和e鄧(,(Fc-df))而實現的。在一個優選實施方式中，執行了以下處理Win—size=80;df=81;Gb=-0.8;dp=-1/2;dw=16;fc=1080;Fs=8000;X構成低通fir濾波器。Win=conv(hamming(Win_size-dw+l)，kaiser(dw，l));%複數移位expFp=exp(j承2承pi承([1:length(Win)/2]承(fc+df)/Fs+dp承(fc+df)/Fs));expFn=exp(j承2承pi承([1:length(Win)/2]承(fc_df)/Fs+dp承(fc_df)/Fs));expFc=exp(j，pi*([1:length(Win)/2]*(fc)/Fs+dp*(fc)/Fs));s=expFp+expFn+Gb氺expFc;%構成對稱複數頻率。s=[conj(s(end:-l:l))s];X計算複數fir係數。B=s.*Win';通過設置8=[conj(s(end:-l:l))s]，濾波器被轉換為對稱的複數形式。由於濾波器模塊6使用對稱窗，因此僅使用該窗的一半就已經足夠。實數窗基於餘弦並因此具有正對稱性。虛數窗基於正弦並因此具有負對稱。由於這種負對稱性。由於該負對稱性，當把虛數窗的那一半用於另一半時，虛數窗的那一半乘以"-l"。複數FIR係數B被計算為B=sWin'。使用以上規定的參數值來實現該處理，獲得了在表1中示出的定點格式Q2.13的濾波器係數B。表1tableseeoriginaldocumentpage10儘管濾波器模塊6使用了包括80抽頭的時間窗，但是主係數能量僅稍稍地超過1個FSK比特，相當於大約30個採樣點。對於更多數據來說，使用具有2ms延遲的滑動窗給出了重疊的FSK比特。能量條件模塊來自濾波器模塊6的輸出8是被輸入到能量條件模塊10的複數的時間序列。圖3示出了由能量條件模塊10執行的方法的流程圖。在步驟26中，計數器的值被設為0。在步驟28中，來自輸出8的複數數據採樣點a+bi被輸入到能量條件模塊10。在步驟30中，使用算術表達式"能量=32+132"來計算輸出22的能量。在步驟32中，確定該能量是否大於預定的閾值TH。如果該能量不大於預定的閾值TH，則在步驟33中生成對序列條件模塊20的輸出"n"並且處理返回步驟26，計數器值復位為0。如果該能量大於閾值TH，則在步驟34中將濾波後信號8的當前值輸入到頻率檢測器12中。之後處理繼續執行步驟35，在步驟35中，計數器的值加1。然後在步驟36中，確定計數器的值是否大於或等於預定常量N。如果計數器的值大於或等於預定常量N，則在步驟37中生成對頻率條件模塊16的輸出"1"並且處理返回步驟28，並將下一數據採樣點輸入到能量條件模塊10。如果計數器不大於或等於預定常量N，則在步驟38中生成對序列條件模塊20的輸出"n"並且處理返回步驟28，並將下一數據採樣點輸入到能量條件模塊10。因此，最終的能量判決是基於來自濾波器模塊6的最後N個輸出。所有最後N個輸出的能量必須超過能量閾值TH，以使得能量條件模塊10生成輸出"l"。N越大，則對疊加在CI信號4上的噪聲和其他信號的抗擾度越大，但對於"取消對話(talkoff)"不是很靈敏。例如可以將N設置為4。為了降低或防止MIPS(millioninstructionspersecond,每秒百萬條指令)尖峰，應當每個採樣點來運行濾波器模塊6，而每2ms運行其他模塊(能量條件模塊10、頻率檢測模塊12、頻率條件模塊16、和序列條件模塊20)。頻率檢測模塊當頻率檢測模塊12從能量條件模塊10接收到如下輸入時，即濾波後信號8的能量已經持續至少N個最近數據值高於預定閾值TH時，頻率檢測模塊12確定該信號的頻率是否為兩個FSK信號中的一個。在輸入信號4的頻率恆定因此而濾波信號8的頻率恆定的時段期間，序列8中所有的連續數據值對都具有由連續數據值之間的恆定時間延遲和該恆定信號頻率唯一地確定的固定相位差a。因此在信號8的頻率與相位差a之間存在一一對應。圖4示出了作為信號8的頻率的函數的在序列8中兩個連續數據值之間的歸一化相位。在圖5所示的歸一化中，在說明書中出於清楚的目的已經將載頻Fc設置為0。當延遲是2mSec(16個採樣點)且Fs=8000Hz時，那麼Fs/16=500Hz，使得每500Hz相位改變符號(sign)。在該情況下，在Fc附近士250Hz範圍內，歸一化相位與信號8的頻率之間的關係是formulaseeoriginaldocumentpage11其中，f。是信號8的頻率，而f。是載頻。更一般地，對於非歸一化相位formulaseeoriginaldocumentpage12其中，fb是相位改變符號時的頻率("flipfrequency"，翻轉頻率)。在給定了輸出8中的兩個連續的數據點(y。=a+bj=AejB)和(yi=c+dj=CejD)的情況下，頻率檢測器模塊12計算向量Yd，其中，Yd=y。conj(y》=ACej(B—D)=(a+bj)(c-dj)=g+hj。因而向量Yd的相位等於兩個連續向量y。和y工之間的相位差a。頻率檢測器模塊將向量Yd作為輸出14而輸出到頻率條件模塊。在FSK頻率的鄰域中，由於多於一個相位周期可能造成誤檢，因此不應當存在多於一個相位周期。如圖4所示，例如，在時間延遲多於16個採樣點的情況下，使用80抽頭的FIR可能出現這種情況。大約2msec的延遲是80抽頭的濾波器能夠支持的最優延遲。頻率條件模塊頻率條件模塊16使用涉及向量Yd的算法來確定信號8的頻率是否為兩個FSK頻率中的一個。如果Yd的相位a處於與FSK頻率980Hz的預定範圍相對應的第一範圍<a<TH2，則頻率條件模塊16將Dbit=1的輸出18輸出到序列條件模塊20，表示信號4的值是1。如果a的值處於與FSK頻率1180Hz的預定範圍相對應的第二範圍TH3<a<TH4(其中，TH2<TH3)，則頻率條件模塊16輸出Dbit=0的輸出18，表示信號4的值是0。否則，頻率檢測器模塊輸出Dbit=n的輸出18。在實踐中，當確定a是否處於特定的範圍時，對Yd的實部和虛部進行運算而不是直接地對Yd的相位a進行運算在計算上可以更加有效率。圖5示出了用於確定相位差a是否處於範圍T&〈a<^2或^3<a〈T4中的任意一個並對Yd的虛部進行運算的方法。在步驟46中，通過將Yd乘以e鄧(-jTH》而使向量Yd旋轉_TH2。在步驟48中，確定旋轉後的向量Yde鄧(-jTH》的虛部是否小於O。如果Yde鄧(-jTH》的虛部小於O，則在步驟40中，通過將Yd乘以e鄧(-jTH》而使向量旋轉Y廠THi。之後，在步驟42中，確定旋轉後的向量Yde鄧(-jTH》的虛部是否大於O。如果不大於O，則a<TH"使得信號8的頻率不是980Hz並且不是1180Hz。在這種情況下，在步驟44中，頻率條件模塊16向序列條件模塊20輸出Dbit二n的輸出，並且處理結束。如果YdMp(-jTH》的虛部大於0，則T&《a《TH2且信號8的頻率是980Hz。在該情況下，在步驟50中，頻率條件模塊16輸出"1"的數據比特(Dbit)輸出，並且處理結束。如果在步驟48中，確定旋轉後的向量Yd^p(_jTH2)的虛部不小於0，則在步驟52中，通過將Yd乘以e鄧(-jTH》而使向量Yd旋轉-THp之後，在步驟54中，確定旋轉後的向量Yde鄧(-jTH》的虛部是否大於O。如果不大於O，則aa。在該情況下，處理繼續步驟58，在步驟58中，通過將Yd乘以e鄧(-jTH》而使向量Yd旋轉-T仏。之後，在步驟60中，確定旋轉後的向量Ydew(-jTH4)的虛部是否小於O。如果不小於O，則a>TH4且信號8的頻率不是980Hz且不是1180Hz。在該情況下，在步驟62中，頻率條件模塊16輸出Dbit=n並且處理結束。如果Ydexp(_jTH4)的虛部小於0，則1^3<a<TH4，並且信號8的頻率是1180Hz。在該情況下，在步驟64中，頻率條件模塊16輸出"0"的數據比特(Dbit)輸出，並且處理結束。當信號疊加在CI信號上時，"頻率噪聲"可造成Yd的相位a離開檢測區域。通過在圖5的算法中使用Yd的M個最近值的平均值(其中，M是預定常量)來代替Yd，可以降低頻率噪聲。M例如可以等於4。序列條件模塊頻率條件模塊16的由Dbit序列組成的輸出18被輸入到序列條件模塊20。序列條件模塊20在輸出18中搜索T1-N0序列的前導(preamble)(T1-N0序列的由10個一("1111111111")和隨後的IO個同步比特("0000000001")組成的部分)。在採樣率與波特率之間不存在同步這一事實以及Dbit是基於幾個窗的平均這一事實，可能在T1-N0序列的起始處和在比特的轉變中導致Dbit誤檢。因此，例如，當信號4包括以下T1-N0序列前導時.n，n，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，0，0，0，0，0，0，0，0，0，1.頻率條件模塊16的對應輸出18可以是.n，n，n，1，1，1，1，1，1，1，1，1，n，O，O，O，O，O，O，O，n，1.在T1-N0前導中第一個"1"到第一個"0"之間的距離被稱為"翻轉距離(flipdistance)"並且等於10個FSK比特或17個Dbit(通過將FSK比特長度除以0.6而獲得Dbit長度)。Tl-NO前導包括長度為10個FSK比特或17個Dbit的9次翻轉(l與隨後的O隔開)。由於誤檢的問題，在一個優選實施方式中，為了檢測T1-N0序列前導，在輸出18中搜索預定數量連續出現的稍短的翻轉，而不是在輸出18中搜索10個FSK比特長度的連續翻轉。例如，可以通過搜索連續出現的長度為7個FSK比特(12個Dbit)的翻轉，而在輸出18中檢測T1-N0前導。當檢測到預定數量的這種翻轉時，序列條件模塊18輸出"l"的輸出22，表示已檢測到T1-N0信號。否則，將輸出22設置為O，表示尚未檢測到T1-N0信號。用於生成為"l"的輸出22所需的連續出現的數量越大，錯誤檢測的概率就越低，但當存在T1-N0序列前導時未檢測到該T1-N0序列前導的概率越高。另一方面，用於生成為"1"的輸出22所需的連續出現的數量越小，錯誤檢測的概率就越高，但當存在T1-N0序列前導時未檢測到該T1-N0序列前導的概率越低。對於大多數實現來說，優選的是預定常量的值為7。由於序列條件模塊只搜索信號18並尋找CI前導，並且前導本身只是CI信號的三分之二，因此在相距CI的起始處不超過66mSec後進行檢測判決。圖6示出了在通信系統的通信節點68處的CI檢測器2的實現。CI檢測器2同時在該節點的兩條或更多條通信線路70處監測T1-N0序列的出現。在圖6中示出了三條通信線路70a、70b和70c。這僅僅是示例的方式，並且可以在具有任意數量線路70的通信節點68處實現CI檢測器2。該實現還包括單個數據機72。當CI檢測器2的序列條件模塊20(圖1)在其中一條通信線路70(例如，通信線路70a)中檢測到T1-N0序列時，CI檢測器2藉助於交換機74將通信線路70a連接到數據機72並使數據機將其通信模式從語音改變成視頻。在該實現中，可以使用單個數據機，並且可以避免針對各條通信線路都使用專用數據機。圖7示出了本發明的多頻檢測器在DTMF檢測器80中的實現。DTMF檢測器80在輸入信號82中搜索是否存在由高頻和低頻的加性組合組成的DTMF信號，其中，該高頻來自預定的一組高頻，而該低頻來自預定的一組低頻。在DTMF檢測器80中，將輸入信號82同時地輸入到高頻檢測器84和低頻檢測器86中。高頻檢測器84由發送該預定組的高頻中的頻率的高頻濾波器模塊88a組成，該高頻濾波器模塊88a優選地基本上參照濾波器模塊6如上所述地來構造。濾波器模塊88a的輸出被輸入到能量條件模塊90a中，能量條件模塊90a基本上如上所述地參照能量條件模塊IO來工作。當濾波後信號滿足能量條件模塊的能量條件時，藉助於高頻檢測模塊92a和高頻條件模塊94a來分析該濾波後信號，高頻檢測模塊92a和高頻條件模塊94a分別如上所述地參照頻率檢測模塊12和頻率條件模塊16來工作。當高頻條件模塊94a檢測到高頻中的一個時，將檢測到的高頻輸入到DTMF檢測模塊96中。否則，高頻條件模塊94a將輸出"n"輸出。低頻檢測器84由發送預定組低頻中的頻率的低頻濾波器模塊88b組成，該低頻濾波器模塊88a優選地基本上如上所述地參照濾波器模塊6來構造。低頻濾波器模塊88b的輸出被輸入到能量條件模塊90a中，能量條件模塊90b基本上如上所述地參照能量條件模塊10來工作。當濾波後信號滿足能量條件模塊90b的能量條件時，藉助於低頻檢測模塊92b和低頻條件模塊94b來分析該濾波後信號，低頻檢測模塊92b和低頻條件模塊94b分別如上所述地參照頻率檢測模塊12和頻率條件模塊16來工作。當低頻條件模塊94b檢測到低頻中的一個時，將檢測到的高頻輸入到DTMF檢測模塊96中。否則，低頻條件模塊94b將輸出"n"輸出。因而，DTMF檢測模塊96從高頻條件模塊94a和低頻條件模塊94b接收輸入。DTMF檢測模塊對從兩個頻率條件模塊94a和94b同時獲得的輸入對進行檢測，該同時獲得的輸入對表示在輸入信號82中檢測到預定的高頻中的一個並同時檢測到預定的低頻中的一個。DTMF檢測模塊96還可以確定檢測到的該對高頻和低頻是否滿足任意其他預定要求，特別是通信標準所規定的要求。當DTMF檢測模塊檢測到在輸入信號82中同時地檢測到預定的高頻和預定的低頻且檢測到的預定的高頻和預定的低頻滿足任意的預定要求時，DTMF檢測模塊輸出表示該結果的輸出。權利要求一種在單頻或多頻信號中檢測預定頻率組中的一個或更多個頻率的方法，該方法包括以下步驟(a)使所述信號經過使所述預定頻率組中的所有頻率都大致通過的複數濾波器，以產生複數濾波後信號；(b)針對所述複數濾波後信號的一對或更多對成員中的每一對，確定複數Yd，所述複數Yd的相位表示該對的兩個成員之間的相位差；以及(c)基於在步驟(b)中確定的所述一個或更多個複數，確定所述信號的頻率。2.根據權利要求1所述的方法，其中，所述複數濾波器由所述輸入信號的第一實數濾波器和所述輸入信號的第二實數濾波器組成，其中，該第一實數濾波器產生所述複數信號的實部，該第二實數濾波器產生所述複數信號的虛部。3.根據權利要求2所述的方法，其中，所述第一實數濾波器和所述第二實數濾波器具有相同的幅度。4.根據權利要求1所述的方法，其中，針對所述預定頻率組中的所述一個或更多個頻率中的每一個頻率，所述濾波器在所述頻率的鄰域內具有大致恆定的頻率響應。5.根據權利要求1所述的方法，其中，所述複數濾波器以如下速率來抽取所述輸入信號在包括所述預定頻率組的頻率範圍內，所述輸入信號的頻率由Yd的相位唯一地確定。6.根據權利要求1所述的方法，其中，所述複數濾波器以比所述複數濾波器的帶寬更大的速率來抽取所述輸入信號。7.根據權利要求1所述的方法，該方法進一步包括以下步驟確定濾波後序列的當前值是否滿足預定能量準則，並在所述濾波後序列滿足所述預定能量準則時在所述濾波後信號中檢測所述預定頻率中的每一個。8.根據權利要求7所述的方法，其中，所述預定能量準則是對於所述濾波後序列中的至少預定數量N個最近的值而言，所述濾波後信號的能量超過預定閾值。9.根據權利要求l所述的方法，其中，Yd的相位a等於所述第一複數與所述第二複數的相位差。10.根據權利要求6所述的方法，其中，使用算術表達式^=(a+bj)*COng(c+dj)來計formulaseeoriginaldocumentpage211.根據權利要求1所述的方法，其中，所述確定所述頻率的步驟包括以下步驟i)將複數Yd計算為一個或更多個Yd的平均；以及ii)針對所述預定頻率組中的每一個頻率，確定Yd的相位a是否處於與所述預定頻率相關聯的預定範圍THKa〈TH2內，如果Yd的相位a在所述預定範圍內，則所述濾波後信號的當前頻率值等於所述預定頻率。12.根據權利要求11所述的方法，其中，基於所述預定頻率以及所述第一複數與所述第二複數之間的時間延遲來確定與所述預定頻率相關聯的所述預定範圍。13.根據權利要求ll所述的方法，其中，所述確定THKa〈TH2是否成立的步驟包括以下步驟(a)將Yd乘以e鄧(jTHl)並確定Im(Yd*eXp(JTH1))>0是否成立;以及(b)將Yd乘以e鄧(jTH2)並確定Im(Yd*e^(jTH2))0且Im(Yd*exp(jTH2))<O，則TH1<a<TH2。14.根據權利要求1所述的方法，該方法進一步包括以下步驟(a)針對所述一個或更多個預定頻率中的每一個預定頻率，如果所述濾波後信號的當前頻率等於所述預定頻率，則輸出與所述預定頻率相關聯的Dbit值；以及(b)如果所述濾波後信號的當前頻率與所述預定頻率中的任一個都不相等，則輸出Dbit值n以生成Dbit序列。15.根據權利要求14所述的方法，該方法進一步包括以下步驟對所述Dbit序列進行分析以檢測移頻調製信號。16.根據權利要求15所述的方法，其中，所述移頻調製信號是T1-N0信號。17.根據權利要求16所述的方法，其中，所述對所述Dbit序列進行分析以檢測Tl-NO信號的步驟包括以下步驟(a)對所述Dbit序列中預定翻轉距離的翻轉次數進行計數，翻轉是指1與隨後的0分隔開所述翻轉距離；以及(b)當在所述Dbit信號中檢測到預定數量的連續翻轉時，識別出所述Tl-NO序列。18.根據權利要求15所述的方法，其中，所述預定頻率序列是DTMF信號。19.一種在單頻或多頻輸入信號中檢測預定頻率組中的一個或更多個頻率的裝置，該裝置包括處理器，該處理器被設置為執行以下步驟(a)使所述輸入信號經過使所述預定頻率組中的所有頻率都大致通過的複數濾波器，以產生複數濾波後信號；(b)針對所述複數濾波後信號的一對或更多對成員中的每一對成員(a+bj)和(c+dj)，確定複數Yd，所述複數Yd的相位表示該對的兩個成員之間的相位差；以及(c)基於在步驟(b)中確定的所述一個或更多個複數，確定所述信號的頻率。20.根據權利要求19所述的裝置，其中，所述複數濾波器由所述輸入信號的第一實數濾波器和所述輸入信號的第二實數濾波器組成，其中，該第一實數濾波器產生所述複數信號的實部，該第二實數濾波器產生所述複數信號的虛部。21.根據權利要求20所述的裝置，其中，所述第一實數濾波器和所述第二實數濾波器具有相同的幅度。22.根據權利要求19所述的裝置，其中，針對所述預定頻率組中的所述一個或更多個頻率中的每一個頻率，所述濾波器在所述頻率的鄰域內具有大致恆定的頻率響應。23.根據權利要求19所述的裝置，其中，所述複數濾波器以如下速率來抽取所述輸入信號在包括所述預定頻率組的頻率範圍內，所述輸入信號的頻率由Yd的相位唯一地確定。24.根據權利要求19所述的裝置，其中，所述複數濾波器以比所述複數濾波器的帶寬更大的速率來抽取所述輸入信號。25.根據權利要求19所述的裝置，其中，所述處理器進一步被設置為執行以下步驟確定濾波後序列的當前值是否滿足預定能量準則，並在所述濾波後序列滿足所述預定能量準則時在所述濾波後信號中檢測所述預定頻率中的每一個。26.根據權利要求25所述的裝置，其中，所述預定能量準則是對於所述濾波後序列中的至少預定數量N個最近的值而言，所述濾波後信號的能量超過預定閾值。27.根據權利要求19所述的裝置，其中，Yd的相位a等於所述第一複數與所述第二複數的相位差。28.根據權利要求19所述的裝置，其中，使用算術表達式^=(a+bj)*COng(C+dj)來計算Yd。29.根據權利要求19所述的裝置，其中，所述確定所述頻率的步驟包括以下步驟i)將複數Yd計算為一個或更多個Yd的平均值；以及ii)針對所述預定頻率組中的每一個頻率，確定Yd的相位a是否處於與所述預定頻率相關聯的預定範圍THKa〈TH2內，如果Yd的相位a在所述預定範圍內，則所述濾波後信號的當前頻率值等於所述預定頻率。30.根據權利要求29所述的裝置，其中，基於所述預定頻率以及所述第一複數與所述第二複數之間的時間延遲來確定與所述預定頻率相關聯的所述預定範圍。31.根據權利要求29所述的裝置，其中，所述確定TH1<a0是否成立;以及(b)將Yd乘以e鄧(jTH2)並確定Im(Yd*e^(jTH2))0且Im(Yd*exp(jTH2))<O，則TH1<a<TH2。32.根據權利要求19所述的裝置，其中，所述處理器進一步被設置為執行以下步驟(a)針對所述一個或更多個預定頻率中的每一個預定頻率，如果所述濾波後信號的當前頻率等於所述預定頻率，則輸出與所述預定頻率相關聯的Dbit值；以及(b)如果所述濾波後信號的當前頻率與所述預定頻率中的任一個都不相等，則輸出Dbit值n以生成Dbit序列。33.根據權利要求32所述的裝置，其中，所述處理器進一步被設置為執行以下步驟對所述Dbit序列進行分析並檢測預定頻率序列。34.根據權利要求33所述的裝置，其中，所述預定頻率序列是T1-N0信號。35.根據權利要求33所述的裝置，其中，所述處理器被設置為按照如下方法對所述Dbit序列進行分析以檢測所述T1-N0信號，該方法包括以下步驟(a)對所述Dbit序列中預定翻轉距離的翻轉次數進行計數，翻轉是指1與隨後的0分隔開所述翻轉距離；以及(b)當在所述Dbit信號中檢測到預定數量的連續翻轉時，識別出所述T1-N0序列。36.根據權利要求19所述的裝置，該裝置是呼叫指示符(CI)檢測器。37.—種包括根據權利要求19所述裝置的設備。38.根據權利要求37所述的設備，該設備是通信裝置。39.根據權利要求37所述的設備，該設備是DTMF檢測器。40.—種在多線路通信節點處檢測T1-N0信號的裝置，所述多線路通信節點包括兩條或更多條通信線路，該系統包括(a)數據機；以及(b)包括處理器的裝置，針對所述兩條或更多條通信線路中的每一條，所述處理器被設置為執行以下操作使所述通信線路中的單頻輸入信號經過使所述預定頻率組中的所有頻率都大致通過的複數濾波器，以產生複數濾波後信號；針對所述複數濾波後信號的一對或更多對成員中的每一對成員(a+bj)和(c+dj)，確定複數Yd，所述複數Yd的相位表示該對的兩個成員之間的相位差；基於在步驟(b)中確定的所述一個或更多個複數，確定所述輸入信號的頻率；針對所述一個或更多個預定頻率中的每一個預定頻率，如果所述濾波後信號的當前頻率等於所述預定頻率，則輸出與所述預定頻率相關聯的Dbit值；如果所述濾波後信號的當前頻率與所述預定頻率中的任一個都不相等，則輸出Dbit值n以生成Dbit序列；對所述Dbit序列進行分析以檢測Tl-NO序列；以及當在所述通信線路中檢測到所述Tl-NO序列時，將所述通信線路連接到所述調製解調全文摘要本發明提供了一種用於在單頻或多頻信號中檢測來自預定頻率組的一個或更多個頻率的方法和裝置。使所述信號經過使所述預定的頻率組中的所有所述頻率都大致通過的複數濾波器。針對所述複數濾波後信號的一對或更多對成員中的每一對，確定其相位表示該對的兩個成員之間的相位差的複數Yd。然後，基於所述一個或更多個複數，確定一個或更多個所述頻率。本發明的方法和裝置可用在諸如呼叫指示符(CI)檢測器或DTMF檢測器之類的設備中。文檔編號H04Q1/30GK101755465SQ200880023130公開日2010年6月23日申請日期2008年5月1日優先權日2007年5月2日發明者伊斯拉埃爾·格瑞斯,阿里·古爾申請人:Dsp集團有限公司