大功率數字鎮流器交流轉直流電源模塊的並聯電路的製作方法

2023-06-03 01:25:51 2

本發明涉及電力電子基礎電路，特別地，涉及一種大功率數字鎮流器交流轉直流電源模塊的並聯電路。

背景技術：

交流轉直流電源模塊的並聯使用電路，是指需要交流轉直流電源輸出大電流時，同時並聯多個等電壓、等內阻交流轉直流電源模塊使其輸出的電流疊加來滿足輸出電流。在交流轉直流電源模塊的輸出端接同步平衡電路輸出，解決輸出不均衡產生的電流倒灌現象。

交流轉直流電源電路按照輸入電流的工作情況分為CCM電流連續型、DCM電流不連續型、CRM臨界模式、幾種類型。而這幾種類型單個電源模塊工作輸出電流都不能滿足大功率的需求。

請參閱圖1，現有的CCM電流連續型交流轉直流電源電路的開關頻率是固定的，周期T不變，佔空比隨著輸入電壓的變化而變化，通過PFC電感和MOS的電流在AC線路電壓的半個周期內任何時刻都不為零，而時刻跟隨電壓的變化軌跡，其平均電流AC呈正弦波，且保持和AC輸入電壓同相位。由於其電感電流不會降到零，電感電壓變化小諧波IIR熱損耗較小，有較小的電磁幹擾，由於電流的變化幅度小，相比也有較小的磁芯損耗。由於MOS導通不在電感電流為零的時候，二極體的反向恢復電流會產生很大的開關應力，需要用快速反向恢復二極體以減小損耗。

請參閱圖2，現有的DCM電流不連續型交流轉直流電源電路的特點是利用兩個開關周期之間的電感電流存在死區。需要給控制電路提供一個電流過零點的反饋檢測信息，由於其導通的時候電流為零，對二極體的要求較低。在同樣的平均輸入電流下，DCM需要較高的峰值電感電流。由於其電流變化幅度較大，峰值較高，電感有較大的磁芯，I2R熱損耗較大，諧波失真度較大。主要優點是可以固定頻率以限制最大開關頻率，使前端EMI濾波器設計簡單化。

CRM臨界模式輸入電流在連續和不連續的臨界點，同樣是需要給控制電路提供一個電流過零點的反饋檢測信息，CRM模式頻率可變，電流幾乎沒有斷電，電流降為零時MOS管導通，電流沒有達到設定的參數值時，MOS管關斷，輸入電流跟隨輸入電壓變化。CRM的特點是開關頻率變化，且在正弦波電壓過零時頻率最高，在正弦電壓峰值處的開關頻率最低，一旦升壓電感器中的電流下降為零，新的開關周期便接著開始，而不存在電流死區。CRM的缺點是在正弦過零的附近的開關頻率相當高，頻率變化使EMI比較嚴重。

技術實現要素：

為了解決現有技術中交流轉直流電源功率小，功率器件無法滿足需求的難題，本發明提供了一種多個交流轉直流電源模塊並聯電路，用於大功率數字鎮流器，從而滿足了大功率電子鎮流器大電流輸出功率的需求。

為實現上述目的，本發明提供一種大功率數字鎮流器交流轉直流電源模塊的並聯電路，包括：EMI低通濾波電路、整流電路、Boost電路、同步平衡電路、控制電路、過零電流信號檢測電路、電壓信號採樣電路；其中，所述EMI低通濾波電路輸出至所述整流電路和所述Boost電路，所述過零電流信號檢測電路與所述電壓信號採樣電路輸出至所述控制電路，所述控制電路圖騰柱輸出PWM驅動信號至所述Boost電路，所述Boost電路升壓至所述同步平衡電路輸出。

進一步地，所述EMI低通濾波電路為共模、差模組成的傳導幹擾濾波器。

進一步地，所述濾波器為π形濾波器。

進一步地，所述過零電流檢測電路同步所述控制電路，根據同步信號輸出PWM信號驅動Boost MOS管的導通使輸入電流能跟蹤輸入電壓的變化。

進一步地，所述控制電路為採集電壓信號與電流信號後輸出PWM脈寬信號驅動Boost MOS管的開關。

進一步地，所述同步平衡電路為二極體單向同步平衡輸出電路。

進一步地，所述電壓信號採樣電路通過採樣電壓信號恆定輸出電壓。

本發明具有以下有益效果：

本發明滿足了大功率數字電子鎮流器的電源供電需求，可根據不同的電流需求並聯不同數量的交流轉直流電源模塊，同時解決了電感設計體積大、單個MOS管電流做大難等一系列的問題。

附圖說明

下面將參照圖，對本發明作進一步詳細的說明。構成本申請的一部分的附圖用來提供對本發明的進一步理解，本發明的示意性實施例及其說明用於解釋本發明，並不構成對本發明的不當限定。在附圖中：

圖1為現有CCM電流連續型電路簡圖；

圖2為現有DCM電流不連續型電路簡圖；

圖3為本發明一種用於大功率於集漁燈數字鎮流器的CRM臨界模式並聯電路圖；

圖4為本發明過零電流信號檢測電路電路圖；

圖5為本發明EMI低通濾波電路電路電路圖；

圖6為本發明電壓信號採樣電路電路圖；

圖7為本發明三個CRM臨界模式PFC電源模塊並聯電路圖；

圖8為本發明控制電路電路圖。

具體實施方式

以下結合附圖對本發明的實施例進行詳細說明。

請參閱圖3，為本發明功率數字鎮流器交流轉直流電源模塊的並聯電路應用於一種大功率集漁燈數字鎮流器3的CRM臨界模式並聯電路圖。該並聯電路包括EMI低通濾波電路1、整流電路2、Boost電路、同步平衡電路8、控制電路4、過零電流信號檢測電路6、電壓信號採樣電路7；其中，所述EMI低通濾波電路1輸出至所述整流電路2和所述Boost電路，所述過零電流信號檢測電路6與所述電壓信號採樣電路7輸出至所述控制電路4，所述控制電路4圖騰柱輸出PWM驅動信號至所述Boost電路，所述Boost電路升壓至所述同步平衡電路8輸出。

過零電流信號檢測電路6如圖4所示，過零電流檢測電路6同步控制電路4，根據該同步信號輸出PWM信號驅動Boost MOS管的導通使輸入電流能跟蹤輸入電壓的變化。R接在電感的二次側，檢測到電感電流，即外電源流入負載的電流，經過C前沿消隱到4863-2的5腳。當電感電流為零時，ZCD的輸出翻轉，將內部RS觸發器置「1」7腳輸出高電平，使Q導通，外電源通過橋式整流，使電感的一次側和Q導通，電流流過電感一次側，將電能儲存電感中。

EMI低通濾波電路1如圖5所示，EMI低通濾波電路1為共模、差模組成的傳導幹擾濾波器，該EMI低通濾波可以採用π形濾波器。L2為共模電感，L2對共模噪聲來說，相當於一個很大電感量的電感，故它能有效地抑制共模傳導噪聲。C4、C5、對共模噪聲起旁路的作用，C1、C2、對差模噪聲起抑制作用。L3是差模電感，差模電感的引入使電容C3的衝電電流減小，達到了抑制差模噪聲的目的。

電壓信號採樣電路7如圖6所示，電壓信號採樣電路7通過採樣電壓信號恆定輸出電壓。PFC輸出電壓經RP1、RP2、RP3、RP4分壓CP2濾波到4863-2的電壓放大器，與由3腳輸入的電壓分壓值在乘法器中相乘，乘法器的輸出與由4腳輸入的Q的電流相比較。當電壓過高時OVR會發揮保護作用，過壓保護器的輸出電平發生翻轉，將RS觸發器置「0」，關斷Q。

同步平衡電路8如圖7所示，所述同步平衡電路8為二極體單向同步平衡輸出電路。由前級電路CRM電源模塊A至同步平衡電路C1-C2電壓濾波，R1、R2組成平衡C1-C2工作充放電及關機後放電電路，經D1、D2並聯單向導電同步輸出至C7、C8、R7、R8組成的電流緩存平衡電路給負載供電，由前級電路CRM電源模塊B至同步平衡電路C3、C4、電壓濾波，R3、R4組成平衡C3、C4工作充放電及關機後放電電路，經D3、D4並聯單向導電同步輸出至C9、C10、R9、R11組成的電流緩衝平衡電路給負載供電，由前級電路CRM電源模塊C至同步平衡電路C5、C6電壓濾波，R5、R6組成平衡C5、C6工作充放電及關機後放電電路，經D5、D6並聯單向導電同步輸出至C11、C12、R10、R12組成的電流平衡電路給負載供電，CRM電源模塊A、CRM電源模塊B、CRM電源模塊C至同步平衡電路電流疊加輸出至負載供電，D1、D2、D3、D4、D5、D6與C7、C8、C9、C10、C11、C12、R7、R8、R9、R11、R10、R12起到同步三個PFC電源模塊輸出電流不均勻所產生的電流倒灌現象，平衡各個交流轉直流電源電路的負載。

控制電路4如圖8所示,控制電路4為採集電壓信號與電流信號後輸出PWM脈寬信號驅動Boost MOS管的開關。控制電路4為CRM臨界導通模式電路，具體有4863-2組成功率因數校正電路，由外圍電路電流採樣電路、電壓採樣電路、過零電流檢測電路、所採集的信號經4863-2內部運算放大器、乘法器、觸發器控制7腳輸出PWM信號驅動升壓電路MOS管開關，來實現升壓，使輸入電流跟隨輸入電壓變化，從而使功率因數達到1.000.由於4863-2功率因數校正電路結構為現有技術，就不再贅述。

綜上所述，通過本發明滿足了大功率數字電子鎮流器的電源供電需求，可根據不同的電流需求並聯不同數量的交流轉直流電源模塊，同時解決了電感設計體積大、單個MOS管電流做大難等一系列的問題。

以上所述僅為本發明的優選實施例而已，並不用於限制本發明；對於本領域的技術人員來說，本發明可以有各種更改和變化。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。