數字視頻信號處理系統中的多模式均衡器的製作方法
2023-06-18 16:25:06 2
專利名稱：數字視頻信號處理系統中的多模式均衡器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種數位訊號處理系統。具體地說，本發明涉及可能含例如高清晰度電視信息的視頻信號的適應均衡處理。
數據從以碼元形式傳送數字信息的經調製的信號的復原，通常在收信機處需要有三個功能供碼元同步化用的時序復原、載波復原(頻率解調到基頻)，和均衡。時序復原是收信機時鐘(時基)與發信機時鐘同步化的過程。這個過程使收到的信號可以及時在最佳的時間點抽樣，從而減少產生與收到的碼元值的判決處理有關的限幅誤差的機會。載波復原是收到的射頻信號經降頻變換成較低的中頻通帶(例如接近基帶)之後頻移至基帶使基帶信息的調製可以恢復過來的過程。
許多數字數據通信系統都採用適應均衡處理來補償信道情況變化和幹擾對信號傳輸通道的影響。均衡處理消除了基帶碼元間因傳輸信道的幹擾(包括傳輸信道的低通濾波作用在內)引起的幹擾(ISI)。ISI使給定碼元的值因前幾個和後幾個碼元的值而失真，實質上表明碼元的「重影」情況，因為ISI含有相對於給定判定域中的基準碼元位置超前和拖後的碼元。
適應均衡器實質上是適應數字濾波器。在採用適應均衡器的系統中，需要有一個適應濾波器響應從而充分補償信道失真的方法。目前有好幾種算法可以適應濾波器係數從而適應濾波器響應。有一種廣為應用的方法採用最小均方(LMS)算法。這種算法是根據具代表性的誤差信號的變化改變係數值來迫使均衡器的輸出信號大致等於參考數據序列。這個誤差信號是從參考數據序列減去均衡器輸出信號形成的。誤差信號趨近零時，均衡器趨近收斂狀態，從而使均衡器的輸出信號和參考數據序列大致相等。
均衡器開始工作時，係數值(濾波器抽頭加權)通常不取使信道失真充分得到補償的值。為迫使均衡器各係數開始收斂，可採用已知的「訓練」信號作為基準信號。此信號在發信機和收信機處都經過編程。誤差信號是在收信機處通過從適應均衡器的輸出減去局部產生的訓練信號的複製信號形成的。大家知道，訓練信號起協助收到的信號起初閉合的「眼睛」打開的作用。適應訓練信號之後，「眼睛」大大地張開，於是均衡器轉入判決工作狀態。在此工作狀態下，濾波器抽頭加權的最終收斂是通過採用均衡器輸出的實際碼元值而不是採用訓練信號達到的。判決均衡工作狀態比起採用定期發送訓練信號的方法能更快地跟蹤和消除隨時間而變化的信道失真。為使判決均衡可以提供可靠的收斂和穩定的係數值，大約90％的判定必須是正確的。訓練信號起協助均衡器達到此90％正確判定電平的作用。
但實際上，訓練信號並不總是可以搞到的。在此情況下，經常採用「盲目(blind)」均衡法使均衡器的係數值開始收斂並迫使眼睛打開。盲目均衡法的研究工作已進行得相當廣泛，這種方法一般用在例如QAM系統中。盲目均衡算法中最廣受歡迎的是恆模量算法(CMA)和簡化叢算法(RCA)。這些算法在例如Proakis著的《數字通信》一書(美國紐約McGraw-Hill出版社1989年版)和Godard在1980年11月號的「電氣與電子工程師協會通信論文集」中發表的題為「二維數據通信系統中的自動復原均衡化和載波跟蹤」一文中有介紹。簡單說來，CMA的依據是，在作出判決時，檢測出的數據碼元的模數應處在形成不同直徑的若干(叢)圓的其中一個的點的軌跡上。RCA依靠的是在傳送的主叢中形成「超級叢」。先是迫使數據信號納入超級叢中，再將超級叢再劃分使其包括整個叢。
在一般採用前饋濾波器(FFF)和判定反饋濾波器(DFF)作為均衡器的系統中，FFF一般在初始信號捕獲階段期間進行適應盲目均衡(而不判決)。這對DFF不起均衡作用。在盲目均衡階段終了時，DFF受激而進行判決均衡。這時，FFF和DFF都根據判決工作狀態中局部產生的控制信號(例如根據出現在限幅網絡輸入端與輸出端的碼元採樣之間的碼元差)使各自的係數適應新的情況(更新各自的係數)。這種方式有缺點。若出現顯著的ISI和重影效應，則由於濾波器的中間抽頭為碼元「重影」所汙染，FFF難以起均衡作用。為均衡預先產生和後來產生的重影，FFF採用先行抽頭和後行抽頭。FFF的後行抽頭與DFF的後行抽頭重疊，從而使濾波器抽頭的利用率不高。本發明的系統避免了這種限制。
按照本發明的原理，給數位訊號處理器配備了一個在判決均衡之前和過程中工作狀態不同的判定反饋濾波器(DFF)。具體地說，DFF在盲目均衡過程中作為線性反饋濾波器工作，在盲目均衡之後作為非線性濾波器工作。
這裡所舉的一個優選實施例包括一個前饋濾波器(FFF)、一個判定反饋濾波器(DFF)和一個碼元限幅器。在盲目均衡的初始階段期間，限幅輸出的信號從DFF去耦，用限幅器的輸入信號代替，FFF是靜止式的，因而其係數不相適應，DFF則在非判決工作狀態下作為採用盲目配合算法的線性反饋濾波器工作，以適應其係數。在稍後的盲目均衡階段，FFF係數用盲目算法加以更新，DFF則如前工作。這之後，在判決工作狀態，限幅器輸出的信號加到裝有DFF的各電路中，FFF係數則根據控制信號更新，DFF作為判決非線性濾波器工作，其係數根據控制信號更新。公開的這種系統有這樣的好處；均衡器濾波抽頭的利用率提高了，而且提高了判決DFF均衡系統在出現大重影信號的情況下快速收斂的能力。
本發明的特點是，FFF補償的是預產生的重影信號而不是預重影和後重影信號，DFF補償的則是基本上不含預重影信號的後重影信號。
附圖
是選進的電視接收機[例如高清晰度電視機(HDPV)]的方框圖，其中包括根據本發明原理製作的均衡系統。
圖中，經調製的模擬HDTV信號由天線10接收之後由輸入網絡14加以處理。輸入網絡14包括例如多個射頻調諧電路、一個供產生中頻通帶輸出信號的雙變頻調諧器和適當的多個增益控制電路。收到的信號可以取正交調幅(例如周知的16或32-QAM)或其它象QPSK和VSB之類的PAM調製的形式。QAM是數字信息用正交實數和虛數軸表示的二維柵狀碼元叢表示的脈幅調製(PAM)信號的一種形式。VSB信號，例如大聯盟HDTV系統建議在美國採用的VSB信號，是用一維數據碼元叢表示的，其中只有一個軸線含有待由接收機加以復原的量化數據。為使附圖簡明起見，圖中沒有示出給所示各功能方框計時的信號或用以從收到的信號獲取時序和時鐘信號的時序復原網絡(如眾所周知的)。
從輸入處理器14輸出的通帶信號由模/數轉換器16從模擬形式轉換成數字形式，再加到分相器18上。分相器18分離來自模/數轉換器16的信號的正交相位「I」和「Q」複數(實數和虛數)分量。分相器18來的I、Q信號含數字數據和傳輸信道幹擾和人為因素引起的碼元間幹擾(ISI)。此信號加到作為均衡器工作的複合前饋濾波器(FFF)20上。均衡器可以是例如分散配置的均衡器，在此情況下採用數字FIR濾波器。在某些工作狀態下，均衡濾波器20的係數值(抽頭加權)由來自控制信號發生器26的控制信號自動調整控制，這稍後即將說明。濾波器20來的均衡過的信號由抽取器22抽取(下降抽樣)。抽取器22將FFF20的輸出信號的碼元率從兩抽樣/碼元降到一個抽樣/碼元，以適應此系統中的幾個網絡。抽取器22是可選的，並不是所有的系統都需要抽取器。
解調器19對分相器18的輸出信號在加到均衡器20之前(按周知方式)進行初步解調。初步解調使信號更接近基帶從而使後面的各電路無需控制更高的中頻信號。局部產生的用在此用途上的載波可能不會完全與發信機的載頻相稱，因而因這個解調而產生相位誤差。這些相位誤差由另一個採用消旋器36(複數乘法器)和與載波復原網絡有關的限幅器40的解調程序來校正。網絡46根據限幅器40的碼元輸入與相應碼元輸出之間的碼元差產生表示信號E的正相上位誤差。限幅器40給各碼元從編程查找表選取最接近輸入碼元抽樣的碼元叢中的點相應的數據碼元作為其判定。就是說，限幅器選取在歐幾裡德距離上距輸入的碼元抽樣最近的字母碼元作為其判定。誤差信號E為此距離的函數。此誤差信號加到消旋器36的控制輸入端以便使碼元叢因載頻而引起的旋轉停下來。其它關乎初步解調、載波復原、限幅和消限方面的操作可參看Lee和Messerschmitt著的《數字通信》一書(美國麻省波斯頓克魯威學術出版社)。
抽取器22的輸出信號由加法器24將其與即將說明的作為均衡器工作的判定反饋濾波器(DFF)30經均衡的輸出信號加起來。DFF30消除FFF 20尚未消除的碼元間幹擾。加法器24的輸出信號展示出碼元叢如上述那樣因載頻偏移而旋轉。將載波復原網絡46輸出的正弦誤差控制信號E加到消旋器36的其中一個倍增器輸入端就可以使旋轉停下來，並使信號的頻率為基頻。
限幅器40的輸出信號或輸入信號藉助於多路調製器(MUX)44根據判決開關42來的控制信號加到再旋器(re-rotator)50(複數乘法器)的輸入端，這稍後即將說明。網絡52通過採用周知的信號處理方法將誤差信號E的虛數分量倒相產生誤差信號E的復共扼。復共扼使乘法器50促使加到其輸入端的信號以消旋器36同樣的旋轉量旋轉，但轉向相反。這樣，再旋轉使碼元叢旋轉到其因消旋器36而旋轉之前的情況。這樣做是必要的，因為DFF30經均衡過的輸出信號在加法器24中加到FFF20經均衡過的輸出信號是需要使加法器24所加的經均衡過的信號相對於碼元叢的旋轉特性在時間上一致的。
FFF 20和DFF 30的係數值是根據信號發生器26的係數控制信號在盲目和判決工作狀態期間更新的。發生器26也和在盲目和判決均衡工作狀態之間一樣，產生限幅誤差信號，供控制開關42的操作。稍後將詳細說明信號發生器26的工作情況。
經均衡過的基帶信號由解碼器60解碼，再由輸出網絡64進行處理。解碼器60如所周知的那樣可包括例如去交織網絡、裡德索羅門誤差校正網絡和聲頻/視頻解碼網絡。輸出處理器64可以包括聲頻/視頻處理器和聲頻/視頻重放裝置。
FFF20和DFF30都是分別履行均衡功能的數字濾波器。兩者在一起考慮時，兩個濾波器是個集成均衡器，供均衡輸入到解碼器60的信號用。FFF20和DFF30在整個盲目和判決均衡階段期間以不同的工作狀態工作。具體地說，DFF30在盲目均衡期間作為線性反饋濾波器工作，在盲目均衡之後的判決工作狀態下作為非線性濾波器工作。FFF20在盲目均衡階段的初始部分是靜態濾波器，因而其係數沒有更新，但在盲目均衡階段的剩餘部分期間和判決階段期間處於適應工作狀態。開關42和多路調製器44即為便於履行這些功能而設的。
均衡操作包括盲目均衡階段和其後的判決階段。盲目階段包括初期和終期。盲目均衡初期可以在例如系統開始通電或復原時開始。這時，本機微控制器根據電源的接通或復原產生的工作狀態選擇信號顯示準備進行盲目均衡的狀態。根據工作狀態信號的這種狀態，多路調製器(MUX)23將MUX的輸入信號Q作為FFF20和DFF30的係數控制信號轉接到其輸出端。信號Q由(眾所周知)採用CMA算法的網絡25根據加法器24產生的輸出信號提供。但應該指出的是，雖然DFF30的係數是根據係數控制信號在盲目均衡階段的初始部分期間更新的，但FFF20的係數這時並沒有更新。FFF20的靜態狀態持續到已抽取預定量的碼元抽樣之後為止。
在盲目均衡初期，DFF30根據用CMA盲目配合算法產生的係數控制信號作為線性濾波器工作。DFF30作為線性濾波器開始工作時產生一些有助於系統特別是顯著的信號重影出現時的收斂過程，這方面即將說明。抽取預定數量的碼元(例如10,000個碼元)之後，啟動FFF20進行自動調整操作，從而根據用CMA盲目配合算法產生的係數控制信號更新其係數。DFF30繼續作為採用盲目配合算法的線性反饋濾波器進行盲目均衡。FFF20可以通過採用與其係數控制電路有關的計數器、累加器和比較器加以啟動進行適應均衡工作。為使附圖簡明起見，圖中沒有示出這些元件。比較器檢測出已抽取預定數量的碼元之後(表示盲目均衡階段初期結束)，由適當的開關網絡根據來自比較器的控制信號啟動FFF20的係數控制電路。
在盲目均衡階段的初期和終期的整個期間，控制發生器26中的差分碼元處理器21計算限幅器40的輸入碼元與輸出碼元相應的位置之間的差值，並產生限幅誤差控制信號作為該差值的函數。限幅誤差信號控制開關42在盲目和判決均衡工作狀態之間的開關操作。具體地說，當開關42檢測到編程(預期)碼元點周圍的預定判定區內的碼元點數已達預定值時，系統切換到判決工作狀態。判定區中碼元點的數目增加表示收斂情況增加。
舉例說，落入給定數量的碼元抽樣的判定區內的數據點由開關42內的累加器和計數器測定。若測出的判定區內的抽樣數超過用限幅誤差信號值表示的預定閾值(例如1000個抽樣中500個)，則開關42中的比較器檢測此值並提供輸出控制信號使MUX44從盲目狀態切換到判決狀態。在判決狀態下，MUX44將限幅器40的輸出信號傳送給解碼器60並通過再旋器50傳送給DFF30。同時，可以用開關42產生的控制信號(通過本機微控制器)改變MUX23的狀態選擇控制信號，從而使MUX23在判決狀態下選取限幅誤差信號(輸入P)作為FFF20和DFF30的係數控制信號。不然也可採用另外一個比較器來達到這個目的。
發生器26在整個判決階段給FFF20和DFF30提供限幅誤差信號作為係數控制信號以更新各有關係數值。這樣，在判決均衡狀態下，FFF20自適應工作，DFF30則作為非線性判決反饋濾波器適應工作。
在本實例中，FFF20的均衡範圍有限，只均衡前重影分量，而不是前重影和後重影分量都均衡。這叫做反因果(anti-causal)均衡。DFF30隻均衡後重影分量，即為因果均衡。FFF20和DFF30的這種配置方式使濾波器抽頭得到有效利用；避免抽頭在時域中重疊(冗餘抽頭)，特別是對前重影而言，更是如此。
上述系統不依靠FFF在盲目均衡階段開始時均衡重影，因而可以在有大型重影存在的情況下更快更有效地進行均衡。相反，在FFF20更新之前，在盲目均衡開始時用DFF30作為線性IIR濾波器均衡後重影。前面說過，這是由於採用再旋器50而產生這種結果的。在盲目均衡階段初期，DFF30作為線性反饋濾波器工作是有好處的，從而展示了反饋濾波器消除極端重影分量的能力。
此外，上述公開的系統比起一般採用FFF和DFF進行均衡的系統，盲目均衡之後從線性工作狀態到非線性判決工作狀態的過渡過程更為平穩。這是因為DFF30在通過在線性狀態下工作進行預處理之後開始在非線性狀態下工作，即其係數有很多都經過更新，使其沿其最終值的方向起作用。
值得注意的是，在一般的系統中，若DFF和FFF都在盲目均衡階段開始時適應工作，FFF的中心抽頭必然為重影分量所汙染，從而使FFF可能起不了均衡壞通道的作用。抽頭汙染的跡象是，重影能作為直流增益被刪除掉。相比之下，在上述公開的系統中，在盲目均衡狀態下，延遲的重影是用與DFF30有關的後指針濾波器抽頭消除的。上述公開的系統實際上通過在盲目均衡階段的初始部分期間「凍結」FFF，在其一個初始非零中心抽頭保持增益恆定，並利用DFF的線性反饋工作在此初始階段儘量使後重影能量衰減來避免一般方法的局限法。因此，上述公開的系統的好處是將FFF和DFF的工作過程分隔開使前重影和後重影有效地衰減。
採用本發明的原理還有其它方案。例如，消旋器36可以不象圖中所示的那樣設在加法器24的後面而設在FFF20之前。但這種方案使載波復原網絡控制迴路因FFF20而延遲，從而危害載波復原網絡的效能。但在這種情況下，可以不用再旋器50，從而節省硬體。
本發明的原理地適用於對訓練信號起反應的系統。在此情況下，訓練信號用來產生用以在非線性判決狀態之前在初始線性工作狀態下更新DFF係數的誤差信號。
此外，本發明的原理可用於象多點微波分配系統(MMDS)之類的地面廣播系統；和各種形式諸如16-、32-和256QAM之類的QAM。
權利要求
1.一種信號處理系統，用以處理收到的含有碼元叢且易受到不希望有的幹擾的信號，其特徵在於，它具有適應前饋濾波器(20)(FFF)，用於均衡所述收到的信號；適應判定反饋濾波器(20)(FFF)，用於均衡所述收到的信號；解碼器(34，40 46)，對均衡過的信號起反應；其中所述FFF的表現為(1)在非判決均衡階段初期以非適應性的狀態工作；(2)在所述非判決均衡階段後期期間以非判決適應性的形式工作；和(3)在所述非判決均衡階段之後的最終均衡階段期間的判決適應的形式工作；且所述DFF的表現為(1)在所述初始非判決均衡階段期間以非判決線形適應的形式工作；(2)在非判決均衡階段的所述後期期間以非判決線性適應的形式工作，且(3)在所述最終均衡階段期間以非線性判決適應的形式工作。
2.如權利要求1所述的系統，其特徵在於所述解調器對來自所述FFF和DFF兩者起碼其中之一的輸出信號起反應，所述解碼器包括一個控制網絡和第一旋轉器，前者用以提供表示所收到信號的載頻偏移的控制信號，後者用以根據所述控制信號在第一方向轉動收到的碼元叢進行解調；第二旋轉器根據所述解調器的輸出信號在所述第一旋轉器相反的方向轉動所述解調器的輸出信號以產生轉動的碼元叢信號；和信號施加裝置，用以將所述再旋信號加到所述DFF上從而進行均衡處理。
3.如權利要求2所述的系統，其特徵在於，所述解調器有一個碼元限幅器，所述限幅器有一個輸入端和一個輸出端，所述輸出端在所述非判決均衡階段期間去耦合。
4.如權利要求1所述的系統，其特徵在於，所述非判決階段是個盲目均衡階段。
5.一種信號處理系統中均衡所述信號的一種方法，所述系統用以處理易受不希望有的幹擾的信號，所述系統包括一個前饋濾波器(FFF)和一個判定掃饋濾波器(DFF)，所述方法包括下列步驟(a)在非判決均衡階段初期期間(1)令所述FFF以靜態方式工作，其中所述FFF的各係數不更新；(2)按非判決形式更新所述DFF；(b)在所述非判決均衡階段以後的時間(1)按非判決形式更新所述FFF；(2)按非判決形式更新所述DFF；且(c)在所述非判決均衡階段之後的均衡階段期間(1)以判決方式更新所述FFF；(2)以判決方式更新所述DFF；
6.如權利要求5所述的方法，其特徵在於，所述DFF在所述非判決均衡期間作為經性濾波器工作；且所述DFF在下一個階段作為非線性濾波器工作。
7.如權利要求5所述的方法，其特徵在於，它還包括下列步驟(d)產生表示所述收到的信號的載頻偏移的控制信號；和(e)在所述判決狀態將所述控制信號加到所述FFF和DFF上。
8.如權利要求5所述的方法，其特徵在於，所述非判決階段是個盲目均衡階段。
全文摘要
一種數字高清晰度電視接收機均衡系統,除包括用以消除碼之間幹擾的適應判定反饋濾波器(DFF,30)處還包括一個輸入適應前饋濾波器(FFF,20)、一個載波復原網絡(46)、和一個限幅器(40)。在盲目均衡階段初期,FFF不更新,DFF則作為線性濾波器工作,其系統經過更新供均衡後重影用。這之後,在盲目階段,FFF係數經過盲目更新供均衡前重影用。在以後的判決工作狀態中,限幅器的輸出用以非線性更新FFF和DFF。
文檔編號H04N5/21GK1171013SQ97112968
公開日1998年1月21日 申請日期1997年6月3日 優先權日1996年6月4日
發明者D·C·肖, K·拉馬斯韋米, P·G·克努森 申請人:湯姆森消費電子有限公司